CN1617433A - 可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器 - Google Patents
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Abstract
本发明系有关一种可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，该电源供应器的直流输出端设有一变压器，该变压器的二次侧相连接有一箝制电路(Clamping Circuit)，因该箝制电路(Clamping Circuit)设在降压变压器二次侧，因此可不需耐高直流电压，即可驱动该箝制电路(Clamping Circuit)动作，且该箝制电路(Clamping Circuit)可将金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)在关断(OFF)状态时，汲极端(Drain)所承受的高压得以先行箝制，降低金属氧化半导体场效晶体管承受的高电压，以增加金属氧化半导体场效晶体管的可靠度，而且可使该变压器因磁漏、电感产生与储存于该变压器的能量释放或消除，进而免除变压器产生饱和。
Description
技术领域
本发明为一种可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，尤指一种藉由将箝制电路(Clamping Circuit)与变压器二次侧相连接，使金属氧化半导体场效晶体管在关断(OFF)状态时，汲极端所承受的高压，可透过该箝制电路(Clamping Circuit)得以先行箝制，使得金属氧化半导体场效晶体管承受的高电压降低，以增加金属氧化半导体场效晶体管的可靠度。
背景技术
一般待测物广泛使用交换式电源供应器(switching power supply)提供所需电源，在传统上提供待测物所需的电源供应器多是用线性式电源供应器。线性式电源供应器常用于可提供定电压或定电流的电源供应器中，并且能抵抗如低涟波噪声(Low ripple noise)、低电磁干扰(Low EMI)、具有良好调节特性与容易控制等多项优点。虽然线性式电源供应器已在市场上广为一般使用者所接受，但它仍有一些缺点，如：功率损耗大与电源效率低。再者，由于电源供应器的体积庞大且效率不高，因此利用交换式技术(switching-mode technique)来制作电源供应器已成为必然的趋势，并以此提供电源密度和电源效率。
请参阅图1所示，传统的交换式电源供应器，是利用回路的导通及截止反复变化时，将输入电压整流滤波后的直流电压做一定的频率切换，其结果再加以滤波，即可得到一固定的输出电压，而非随程序控制而变动的电压输出。
一般而言，交换式电源供应器都是属于高频的电子装置，其工作频率目前大部份处于20KHz至200KHz之间。在系统电路中，其功率开关，如晶体管或金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)，会工作于饱和(Saturation)与截止(cut off)的特性区域中。而传统的线性式电源供应器通常使用工作在线性区域的晶体管，用它来做变阻器，以调节不稳定的输入电压。在这种型式的电路中，被动组件必须承受随负载而改变的电流，一旦输入电压发生变化或是负载突然增加，则被动组件所消耗的功率也随之变化或增加。因此，整个系统损失的功率也随之提高，引起效率下降。然而交换式电源供应器并非完全工作于线性区域的中，所以，即使输入电压范围变化甚广、负载变化甚大，仍可获得比线性式电源供应器更高的效率。
再者，请参照图2所示，其为返驰式(Flyback)电源电路，由于它的变压器又兼作输出储能电感使用，且次级端仅需一个二极管D1，而C1主要系用来调整电源供应器的功率因子。
再者，由PWM IC、三极管Q1、变压器T1组成的功率放大级Power stage，主要藉由PWM IC控制Q1电子开关的导通与否，再配合次级侧的二极管D1和电容C0，而得到直流电压的输出，只是因晶体管Q1导通时，变压器T1的初级侧会有初级电流流过，不过由于变压器T1的初级侧与二次侧的极性相反，使二极管D1会被逆向偏压，而无能量输出，进而无法经回授电路来控制PWM IC的开闭周期；更因电流皆储存在变压器T1中，造成变压器T1的损耗大。
此外，该变压器的初级也可以连接有一箝制电路(Clamping Circuit)，以箝制经过电流的电压，但由于初级电流电压较高会造成效率较原来低外，更因箝制电路(Clamping Circuit)组件必须耐高压，所以成本较一般高。
请参照图3所示，其为顺向式(Forward)电源电路，其与返驰式电路的主要差别在于功率放大级Power stage的次级侧部分，顺向式多用了一个肖特基二极管和电感，当Q1截止时，隔离变压器T1的绕组上的电压极性会反转，使得D2二极管变成逆向偏压而不导通，而D3二极管则处于导通状态，此时负载端的能量，则由L0和C0所储存的能量供给。因此在顺向式电路图中，L0和C0除了作为低通滤波器之外，亦为一储能组件。在组件的采用上和Flyback电路大同小异，然而，由于在晶体管Q2关断(OFF)时来自T1初级侧的反向电压会和C′上的输出电压相累积而成为两倍的输出电压，故Q1的耐压有高达800V以上，且该顺向式(Forward)电源电路虽可使流经变压器初级侧及次级侧的电流较小而使变压器的铜损小，但变压器增加第三绕组却导致增加成本。
发明内容
发明人有鉴于前述传统的线性式电源供应器，一旦输入电压发生变化或是负载突然增加，则被动组件所消耗的功率也随之变化或增加，造成整个系统损失的功率也随之提高，而效率则随之下降等缺点，乃依其从事电源供应器的制造经验和技术累积，针对上述缺失悉心研究各种解决的方法，在经过不断的研究、实验与改良后，终于开发设计出本发明所述的一种可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器。
本发明所述一种可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，主要包括有一整流/滤波电路、一变压器、一二次滤波电路及一直流输出端，其中该整流/滤波电路连接至一市电的交流(AC)电源，利用其电容及电感构成的全波整流电路，将AC电源整流及滤波，而获得一较稳定的直流电源，而该变压器连接至该整流/滤波电路，令其将整流及滤波后的直流电源降低电压值，经该二次滤波电路的二次滤波，由该直流输出端输出直流电。
所述电源供应器设有一箝制电路，该箝制电路与该变压器的二次侧相连接，使该箝制电路(Clamping Circuit)可将金属氧化半导体场效晶体管关断时在汲极(Drain)承受产生的高压得以先行箝制及因该变压器磁漏、电感产生与储存在该变压器的能量释放，使得金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)承受的高电压降低，以增加金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)的可靠度。
所述的箝制电路的能量释放方式，是在金属氧化半导体场效晶体管关断时，其一二极管由原先的逆向偏压变成顺向，而使得其能在超过逆向额定参考电压时，自身放电而将能量释放及消除，同时，其稳压二极管亦为逆向偏压，以免除变压器产生饱和。
所述电源供应器的直流输出端与二次滤波电路之间设有一差动程序控制集成电路，使透过该差动程序控制集成电路的比对功能，将直流输出端的输出电压与一预先设定的电压/时间V(t)相比对，并将比对后的差异经由一光藕合器传送到一脉波宽度调节控制芯片，令该脉波宽度调节控制芯片依据此差异控制该整流/滤波电路、该变压器间的一金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)的波形负载周期，令调节流入该变压器初级侧的输入电源的电流大小，进而使该电源供应器的直流输出端能提供稳定程序控制电压的输出。
所述电源供应器设有一分压电路，该分压电路与该电源供应器输入端的整流/滤波电路相连接，该分压电路并连接至脉波宽度调节控制芯片而受该脉波宽度调节控制芯片的OVRV所控制，该分压电路可将整流/滤波电路的AC电源电压传送至该脉波宽度调节控制芯片，使当OVRV的电压因AC电源过高而超过设定值时，OVRV可使金属氧化半导体场效晶体管关断，而使该电源供应器获得保护，避免遭受高电压的破坏。
所述电源供应器设有一缓冲电路，该缓冲电路由电容、电阻所组成，该缓冲电路与该金属氧化半导体场效晶体管相连接，该缓冲电路可防止因变压器在金属氧化半导体场效晶体管关断时，因电压反向造成的脉冲电流；当金属氧化半导体场效晶体管关断时，将变压器初级侧所产生的高压脉冲经逆向偏压的一二极管，藉由一电阻将一电容充电抵消该脉冲电流；当金属氧化半导体场效晶体管开通时，该二极管呈顺向偏压且该电容进行放电，将脉冲电流能量消耗掉，以保全金属氧化半导体场效晶体管及减低电磁波干扰信号的产生。
附图说明
图1系习用的电源电路方块图；
图2系习用的返驰式电源电路示意图；
图3系习用的顺向式电源电路示意图；
图4系本发明所述实施例的电源电路方块图；
图5系本发明所述实施例的电源电路图。
主要部份的代表符号：
电源供应器 20
整流/滤波电路 21
变压器 22
二次滤波电路 23
直流输出端 24
差动程序控制IC 25
光藕合器(Opto Coupler) 26
脉波宽度调节控制芯片 27
金属氧化半导体场效晶体管 28
(MOSFET)
分压电路 29
缓冲电路(Snubber Circuit) 211
箝制电路(Clamping Circuit) 211
具体实施方式
为更好的理解本发明所述的目的和效果，现以一具体实施例并配合附图详细说明如下。
请参阅图4、5所示，本实施例所述可稳定程序控制电源输出的电源供应器20，包括有一整流/滤波电路21、一变压器22、一二次滤波电路23及一直流输出端24，其中该整流/滤波电路21连接至一市电的交流(AC)电源31，利用其电容C2及电感L1构成的全波整流/滤波电路，将AC电源31予以整流及滤波，而获得一较稳定的直流电源，而该变压器22连接至该整流/滤波电路21，令其将整流及滤波后，并将程序控制切换电路调变的直流电源降低其电压值，经该二次滤波电路23的二次滤波，由该直流输出端24输出直流电。
请参阅第4、5图所示，该电源供应器20的直流输出端24与二次滤波电路23之间设有一差动程序控制集成电路IC25，透过该差动程序控制IC25的比对功能，将直流输出端24的输出电压与一预先设定的电压/时间V(t)程序控制相比对，并将比对后的差异经由一光藕合器(Opto Coupler)26传送到一脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27，令该脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27依据此差异控制该整流/滤波电路21与该变压器22间的一金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28的波形负载周期，令调节流入该变压器22初级侧的输入电源的电流切换(ON-OFF)比例，进而使该电源供应器20的直流输出端24能提供依原设定的电压波形输出。
再请参阅第4、5图所示，本实施例所述电源供应器20设有一分压电路29，该分压电路29与该电源供应器输入端的整流/滤波电路21相连接，该分压电路29并连接至脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27的OVRV端，该分压电路29可将整流/滤波电路21的DC电源电压传送至该脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27，当OVRV的电压因AC电源过高，而使整流后的DC电压超过设定值时，OVRV可使金属氧化半导体场效晶体管28关断(off)，而使该电源供应器20获得保护，避免遭受高电压的破坏。
再请参阅第4、5图所示，该本实施例所述电源供应器20设有一缓冲电路(Snubber Circuit)210，该缓冲电路(Snubber Circuit)210由电容C4、电阻R3、R1及二极管D3(Diode)所组成，该缓冲电路(Snubber Circuit)210与该金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28相连接，该缓冲电路(SnubberCircuit)210可防止因变压器22在金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28关断(OFF)时，因电压反向造成的脉冲电流与高电压；当金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28关断(OFF)时，此时二极管为逆向偏压，将变压器22初级侧22b所产生的高压脉冲，藉由一电容C4充电，以吸收该脉冲电流；当金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28开启(ON)时，该二极管D3呈顺向偏压且该电容C4进行放电，将脉冲电流能量消耗掉，以保全金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28及减低电磁波(EMI)干扰讯号的产生。
再请参阅第4、5图所示，本实施例所述电源供应器20设有一箝制电路(Clamping Circuit)211，藉由变压器磁路的交链，该箝制电路(ClampingCircuit)211与该变压器22的二次侧相连接，使该箝制电路(ClampingCircuit)211可将金属氧化半导体场效晶体管28关断(OFF)时产生的高压及因该变压器22磁漏、电感产生与储存于该变压器22藉由磁通交链的立即反应而将能量释放，使得金属氧化半导体场效晶体管28承受的高电压降低，以增加金属氧化半导体场效晶体管28的可靠度。
再请参阅第4、5图所示，本实施例所述电源供应器的箝制电路(ClampingCircuit)211的能量释放方式，是在金属氧化半导体场效晶体管28关断(OFF)时，其一二极管由原先的逆向偏压变成顺向，而稳压二极管(Zener Diodes)则为逆向偏压，使得其能在超过逆向额定参考电压时，稳压二极管(ZenerDiodes)自身放电而将能量释放及消除，同时，可以免除变压器22产生饱和。在本发明中，再请参阅第4、5图所示，该变压器22的初级侧的a端接到该整流/滤波电路21的后的正端，而整流后的负端接到共同地端。
再请参阅第4、5图所示，该变压器22的初级侧的22b端接到金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28的汲极(Drain)，而金属氧化半导体场效晶体管28主要作用在于将直流电压截波。
再请参阅第4、5图所示，该变压器22的次级侧接到该二次滤波电路23，该二次滤波电路23包含一二极管(Diode)30及一滤波电容32。
再请参阅第4、5图所示，该脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27的驱动电力，是由该整流/滤波电路21透过降压及稳压电路电阻R12、电容C7及稳压二极管(Zener Diodes)Z1所提供，使输入该脉波宽度调节控制芯片(PWMIC)27的驱动电力的电压Vcc保持恒定并持续。
再请参阅第4、5图所示，该脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27系藉由电阻R5固定其频率。
再请参阅第4、5图所示，输入AC电压的过电压保护是由电阻R11a、R11b、电容C1及电阻R12所构成的分压电路29，经电阻R11a、R11b的连接点的电压接至该脉波宽度调节集成电路(PWM IC)27的OVRV所控制，使当OVRV的电压因AC电源31过高而超过设定值时，OVRV可使金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28关断(SWITCH OFF)，而使该电源供应器20获得保护。
再请参阅第4、5图所示，脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27上的PDRV及NDRV透过电阻R10a、R10b将脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27的开通(ON)、关断(OFF)电压波形上升及下降斜率控制，并将脉波宽度调节集成电路(PWM IC)27控制信号输出至金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28的闸极，使通过源极(Source)到汲极(Drain)及该变压器22初级侧的电流受到闸极电压信号的控制。
再请参阅第4、5图所示，通过金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28的电流，流经电阻R4产生的偏压输入至脉波宽度调节控制芯片(PWM IC)27的电流侦测端ILMT，由ILMT预设的容许电压值使脉波宽度调节控制芯片27产生过电流保护的功能，以避免金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)28及变压器22负载电流过大。
再请参阅第4、5图所示，该变压器22可以为一环型变压器，令其具有增加磁能转换效率、减少磁漏的优点。
以上所述，仅为本发明最佳具体实施例，但是本发明的构造特征并不局限于此，任何熟悉该项技艺者在本发明领域内，可轻易思及的变化或修饰及减少部分电路功能皆可涵盖在以下本案的专利范围，本发明的保护范围以权利要求书所限定的范围为准。
Claims (5)
1、一种可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，该电源供应器主要包括有一整流/滤波电路、一变压器、一二次滤波电路及一直流输出端，其中该整流/滤波电路连接至一市电的交流电源，利用其电容及电感构成的全波整流电路，将交流电源整流及滤波，而获得一较稳定的直流电源，而该变压器连接至该整流/滤波电路，令其将整流及滤波后的直流电源降低电压值，经该二次滤波电路的二次滤波，由该直流输出端输出直流电；其特征在于：
所述电源供应器设有一箝制电路，该箝制电路与该变压器的二次侧相连接，使该箝制电路可将金属氧化半导体场效晶体管关断时在汲极承受产生的高压得以先行箝制以及释放因该变压器磁漏、电感产生与储存在该变压器的能量，使得金属氧化半导体场效晶体管承受的高电压降低，以增加金属氧化半导体场效晶体管的可靠度。
2、如权利要求1所述的可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，其特征在于所述的箝制电路的能量释放方式，是在金属氧化半导体场效晶体管关断时，其一二极管由原先的逆向偏压变成顺向，而使得其能在超过逆向额定参考电压时，自身放电而将能量释放及消除，同时，其稳压二极管亦为逆向偏压，以免除变压器产生饱和。
3、如权利要求1所述的可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，其特征在于电源供应器的直流输出端与二次滤波电路之间设有一差动程序控制集成电路，使透过该差动程序控制集成电路的比对功能，将直流输出端的输出电压与一预先设定的电压/时间V(t)相比对，并将比对后的差异经由一光藕合器传送到一脉波宽度调节控制芯片，令该脉波宽度调节控制芯片依据此差异控制该整流/滤波电路、该变压器间的一金属氧化半导体场效晶体管的波形负载周期，令其调节流入该变压器初级侧的输入电源的电流大小，进而使该电源供应器的直流输出端能提供稳定程序控制电压的输出。
4、如权利要求1所述的可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，其特征在于电源供应器设有一分压电路，该分压电路与该电源供应器输入端的整流/滤波电路相连接，该分压电路并连接至脉波宽度调节控制芯片而受该脉波宽度调节控制芯片的OVRV所控制，该分压电路可将整流/滤波电路的AC电源电压传送至该脉波宽度调节控制芯片，使当OVRV的电压因交流电源过高而超过设定值时，OVRV可使金属氧化半导体场效晶体管关断，而使该电源供应器获得保护，避免遭受高电压的破坏。
5、如权利要求1所述的可提供稳定程序控制电源输出的电源供应器，其特征在于电源供应器设有一缓冲电路，该缓冲电路由电容、电阻所组成，该缓冲电路与该金属氧化半导体场效晶体管相连接，该缓冲电路可防止因变压器在金属氧化半导体场效晶体管关断时，因电压反向造成的脉冲电流；当金属氧化半导体场效晶体管关断时，将变压器初级侧所产生的高压脉冲经逆向偏压的一二极管，藉由一电阻将一电容充电抵消该脉冲电流；当金属氧化半导体场效晶体管开通时，该二极管呈顺向偏压且该电容进行放电，将脉冲电流能量消耗掉，以保全金属氧化半导体场效晶体管及减低电磁波干扰信号的产生。
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| CN102315786A (zh) * | 2011-09-15 | 2012-01-11 | 北京国网普瑞特高压输电技术有限公司 | 一种电流型控制的单路输出反激式变换器 |
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