CN114759797A - 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法 - Google Patents

准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN114759797A
CN114759797A CN202210418026.2A CN202210418026A CN114759797A CN 114759797 A CN114759797 A CN 114759797A CN 202210418026 A CN202210418026 A CN 202210418026A CN 114759797 A CN114759797 A CN 114759797A
Authority
CN
China
Prior art keywords
quasi
voltage
power supply
switching power
resonant
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210418026.2A
Other languages
English (en)
Inventor
杨彭林
林元
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Original Assignee
On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by On Bright Electronics Shanghai Co Ltd filed Critical On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Priority to CN202210418026.2A priority Critical patent/CN114759797A/zh
Priority to TW111126163A priority patent/TWI842011B/zh
Publication of CN114759797A publication Critical patent/CN114759797A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

提供了一种准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法。准谐振开关电源包括变压器和功率开关，控制芯片被配置为：基于变压器的辅助绕组上的电压，生成表征功率开关的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号；以及基于谷底脉冲信号、表征准谐振开关电源的系统输出负载的输出反馈电压、表征准谐振开关电源的交流输入电压的输入表征电压、以及用于驱动功率开关的导通与关断的栅极驱动信号，生成用于控制功率开关从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号。

Description

准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法
技术领域
本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法。
背景技术
开关电源又称交换式电源、开关变换器，是电源供应器的一种。开关电源的功能是通过不同形式的架构(例如，反激(fly-back)架构、降压(BUCK)架构、或升压(BOOST)架构等)将一个位准的电压转换为用户端所需要的电压或电流。
发明内容
根据本发明实施例的用于准谐振开关电源的控制芯片，其中，准谐振开关电源包括变压器和功率开关，该控制芯片被配置为：基于变压器的辅助绕组上的电压，生成表征功率开关的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号；以及基于谷底脉冲信号、表征准谐振开关电源的系统输出负载的输出反馈电压、表征准谐振开关电源的交流输入电压的输入表征电压、以及用于驱动功率开关的导通与关断的栅极驱动信号，生成用于控制功率开关从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号。
根据本发明实施例的用于准谐振开关电源的控制方法，其中，准谐振开关电源包括变压器和功率开关，该控制方法包括：基于变压器的辅助绕组上的电压，生成表征功率开关的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号；以及基于谷底脉冲信号、表征准谐振开关电源的系统输出负载的输出反馈电压、表征准谐振开关电源的交流输入电压的输入表征电压、以及用于驱动功率开关的导通与关断的栅极驱动信号，生成用于控制功率开关从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了传统的准谐振反激式开关电源的系统原理图。
图2示出了图1所示的功率开关的漏源电压和栅极驱动信号、以及流过功率开关的电流的波形图。
图3示出了传统的带谷底锁定功能的准谐振反激式开关电源的系统结构示意图。
图4示出了图3所示的准谐振反激式开关电源的系统频率曲线与系统输出功率之间的关系示意图。
图5示出了根据本发明实施例的准谐振反激式开关电源的系统结构示意图。
图6示出了图5所示的多模式频率控制模块的示意框图。
图7示出了图6所示的频率模式综合与控制单元实现的控制过程的示意流程图。
图8示出了图5所示的准谐振反激式开关电源处于低压输入模式下的系统频率曲线与系统输出功率之间的关系示意图。
图9示出了图5所示的准谐振反激式开关电源处于高压输入模式下的系统频率曲线与系统输出功率之间的关系示意图。
图10和图11分别示出了图5所示的准谐振反激式开关电源在低压输入模式和高压输入模式下的系统频率曲线与表征输出负载的内部反馈电压之间的关系示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
随着小体积、高频率、和高功率密度的开关电源需求越来越大，高频(例如，系统频率超过100KHz)、准谐振(QR)、反激式开关电源被越来越广泛地应用。
图1示出了传统的准谐振反激式开关电源100的系统原理图。在图1所示的准谐振反激式开关电源100中，变压器T的原边电感Lp存在寄生漏感Lleak；功率开关S1的两端之间存在寄生电容Cp；功率开关S1的寄生电容Cp和变压器T的原边电感Lp组成LC谐振腔；当功率开关S1处于关断状态时，准谐振控制器102通过检测变压器T的辅助电感Laux上的电压来检测变压器T的原边电感Lp的退磁情况；变压器T的原边电感Lp在退磁结束后与功率开关S1的寄生电容Cp进入自由谐振状态；如果功率开关S1在其漏极谐振电压波形的谷底从关断状态变为导通状态，则系统的开关损耗和电磁辐射干扰可以大大降低。
然而，传统的准谐振反激式开关电源100的系统频率叠加抖频后可能落在预定的频率区间以外，从而可能导致功率开关S1的导通时刻在其漏极谐振电压波形的相邻的两个甚至多个谷底之间无规则地低频反复跳变，这种反复跳变的包络频率因为受到抖频包络频率的控制，一般低于20KHz，会落在音频范围内，使得系统噪音指标大大恶化。图2示出了图1所示的功率开关S1的漏源电压Vds(由于功率开关S1的源极接地，所以功率开关S1的漏源电压Vds等于功率开关S1的漏极电压)和栅极驱动信号gate、以及流过功率开关S1的电流Ip的波形图。
为了解决传统的准谐振反激式开关电源100因功率开关S1的导通时刻的低包络频率跳变带来的异音问题，提出了带谷底锁定功能的准谐振反激式开关电源。
图3示出了传统的带谷底锁定功能的准谐振反激式开关电源300的系统结构示意图。在图3所示的准谐振反激式开关电源300中，当功率开关S1处于导通状态时，通过对交流(AC)输入电压Vac(图中未示出)进行整流滤波得到的系统输入电压Vin给变压器T的原边电感Lp充电；变压器T的副边侧的续流二极管D1关断；输出电容C1给系统输出负载供电；误差放大与隔离反馈模块304将表征系统输出负载的输出反馈电压VFB提供给准谐振控制器302；在准谐振控制器302中，脉宽调制(PWM)比较器通过将输出反馈电压VFB的分压FB_in(以下称为内部反馈电压FB_in)与表征流过功率开关S1的电流的电流感测电压Vcs进行比较，生成用于控制功率开关S1从导通状态变为关断状态的关断控制信号。这里，关断控制信号可以控制栅极驱动信号gate的频率与占空比，从而可以保持系统输出电压Vout的恒定。
进一步地，在图3所示的准谐振反激式开关电源300中，当功率开关S1处于关断状态时，变压器T的原边电感Lp进行退磁；变压器T的副边侧的续流二极管D1导通；变压器T的副边电感Ls给输出电容C1充电并给系统输出负载供电；在变压器T的原边电感Lp退磁结束后，变压器T的原边电感Lp和功率开关S1的寄生电容Cp进入自由谐振状态；在准谐振控制器302中，退磁检测模块基于变压器T的辅助电感Laux上的电压生成表征功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号，谷底锁定模块基于谷底脉冲信号、内部反馈电压FB_in、以及栅极驱动信号gate来生成用于控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的特定谷底从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号。
图4示出了图3所示的准谐振反激式开关电源300的系统频率曲线Freq与系统输出功率Pout之间的关系示意图。这里，需要说明的是，图中所示的第1、第2、第3、……第n分别表示第1谷底锁定态、第2谷底锁定态、第3谷底锁定态、……第n谷底锁定态，而不仅表示功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底出现的先后顺序。
从图4可以看出，当系统输出负载减小时，准谐振控制器302通过控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的更晚出现的谷底从关断状态变为导通状态来降低准谐振反激式开关电源300的系统频率，从而提高准谐振反激式开关电源300的工作效率；当系统输出负载增大时，准谐振控制器302通过控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的更早出现的谷底从关断状态变为导通状态来提高准谐振反激式开关电源300的系统频率，从而提高准谐振反激式开关电源300的工作效率。因为准谐振开关电源通常具有最高系统频率Fmax，所以当准谐振反激式开关电源300的系统输出功率Pout超过P1时，准谐振控制器301控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态。
具体地，图3所示的准谐振反激式开关电源300的系统输出功率Pout的表达式为：
Figure BDA0003606706680000051
其中，η表示准谐振反激式开关电源300的系统输入功率与系统输出功率之间的转换效率，Lp表示变压器T的原边电感Lp的感量，Ipk表示流经功率开关S1的峰值电流，Fsw表示准谐振反激式开关电源300的系统频率。
在图3所示的准谐振反激式开关电源300中，随着系统输出功率Pout的进一步增大，流经功率开关S1的峰值电流Ipk增大，功率开关S1处于导通状态的时间增长，变压器T的原边电感Lp的退磁时间也增长，导致功率开关S1在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态时的系统频率会降低；因为准谐振反激式开关电源300不具有重载和连续导通模式(CCM)下的最低系统频率控制，所以在功率开关S1被控制在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态时，输出负载越重，系统频率就降得越低。特别地，当准谐振反激式开关电源300工作在重载条件下且系统输入电压Vin处于谷底电压时，系统频率会降到最低值，流经功率开关S1的峰值电流Ipk将达到最大值，容易造成变压器T饱和，大大增加了变压器T的设计难度。这种问题在小体积、高频率、和高功率密度的准谐振开关电源中更为突出。
鉴于上述问题，提出了根据本发明实施例的用于准谐振开关电源的控制芯片和控制方法，以避免准谐振开关电源处于低压输入模式且输出重载时在功率开关被控制在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态的情况下主动降频而导致变压器工作在饱和状态，可以明显降低变压器的设计难度。
下面结合附图，以用于准谐振反激式开关电源的多模式准谐振控制器为例，对根据本发明实施例的用于准谐振开关电源的控制芯片和控制方法进行说明。
图5示出了根据本发明实施例的准谐振反激式开关电源500的系统结构示意图。如图5所示，准谐振反激式开关电源500包括变压器T、功率开关S1、多模式准谐振控制器502、以及误差放大与隔离模块504，其中：误差放大与隔离反馈模块504被配置为将表征准谐振反激式开关电源500的系统输出负载的输出反馈电压VFB提供给多模式准谐振控制器502；多模式准谐振控制器502被配置为基于变压器T的辅助绕组Laux上的电压，生成表征功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号Valley，并且基于谷底脉冲信号Valley、表征系统输出负载的输出反馈电压VFB、表征准谐振反激式开关电源500的交流输入电压Vac(图中未示出)的输入表征电压Vac_dec(图中未示出)、以及用于驱动功率开关S1的导通与关断的栅极驱动信号gate，生成用于控制功率开关S1从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号Clk_out。
如图5所示，在一些实施例中，多模式准谐振控制器502进一步被配置为基于输出反馈电压VFB和表征流过功率开关S1的电流的电流感测电压Vcs，生成用于控制功率开关S1从导通状态变为关断状态的关断控制信号pwm_out。这里，关断控制信号Pwm_out可以控制栅极驱动信号gate的频率与占空比，从而可以保持系统输出电压Vout的恒定。
在图5所示的准谐振反激式开关电源500中，当功率开关S1处于导通状态时，通过对交流输入电压Vac进行整流滤波得到的系统输入电压Vin给变压器T的原边电感Lp充电；变压器T的副边侧的续流二极管D1关断；输出电容C1给系统输出负载供电；误差放大与隔离反馈模块504将根据系统输出电压Vout的变化生成的、表征系统输出负载的输出反馈电压VFB提供给多模式准谐振控制器502；在多模式准谐振控制器502中，PWM比较器通过将输出反馈电压VFB的分压FB_in(以下称为内部反馈电压FB_in)与表征流过功率开关S1的电流的电流感测电压Vcs进行比较生成关断控制信号Pwm_out。
在图5所示的准谐振反激式开关电源500中，当功率开关S1处于关断状态时，变压器T的原边电感Lp进行退磁；变压器T的副边侧的续流二极管D1导通；变压器T的副边电感Ls给输出电容C1充电并给系统输出负载供电；在变压器T的原边电感Lp退磁结束后，变压器T的原边电感Lp和功率开关S1的寄生电容Cp进入自由谐振状态；在多模式准谐振控制器502中，退磁检测模块基于变压器T的辅助电感Laux上的电压生成表征功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号Valley，多模式频率控制模块基于谷底脉冲信号Valley、内部反馈电压FB_in、栅极驱动信号gate、以及输入表征电压Vac_dec来生成导通频率控制信号Clk_out。
图6示出了图5所示的多模式频率控制模块的示意框图。如图6所示，在一些实施例中，图5所示的多模式频率控制模块包括AC电压检测单元602、谷底锁定控制单元604、最低工作频率控制单元606、以及频率模式综合与控制单元608，其中，AC电压检测单元602被配置为基于输入表征电压Vac_dec和预设阈值，生成用于表征准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式还是低压输入模式的输入模式表征信号AC-in；谷底锁定控制单元604被配置为基于谷底脉冲信号Valley、输出反馈电压VFB、以及栅极驱动信号gate，生成用于控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的特定谷底从关断状态变为导通状态的谷底选择与锁定信号；最低工作频率控制单元606被配置为基于输出反馈电压VFB和输入模式表征信号AC-in，生成用于控制准谐振反激式开关电源500工作在连续导通模式下的最低系统频率的最低频率控制信号；频率模式综合与控制单元608被配置为基于谷底选择与锁定信号、输入模式表征信号AC-in、以及最低频率控制信号，生成导通频率控制信号Clk_out。
在一些实施例中，AC电压检测单元602可以通过直接检测交流输入电压Vac或系统输入电压Vin或者通过间接检测系统输入电压Vin来获取输入表征电压Vac_dec，将输入表征电压Vac_dec与内部设定的阈值进行比较来判定当前是高压输入还是低压输入，并将指示准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式还是低压输入模式的输入模式表征信号AC_in提供给最低工作频率控制单元606和频率模式综合与控制单元608。例如，AC电压检测单元602可以将输入表征电压Vac_dec与第一预设阈值进行比较，并在输入表征电压Vac_dec大于第一预设阈值时确定准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式；以及将输入表征电压Vac_dec与第二预设阈值进行比较，并在输入表征电压Vac_dec小于第二预设阈值时确定准谐振反激式开关电源500处于低压输入模式，其中，第一预设阈值大于第二预设阈值。
在一些实施例中，最低工作频率控制单元604可以根据内部反馈电压FB_in以及输入模式表征信号AC_in来生成用于控制准谐振反激式开关电源500工作在连续导通模式下的最低系统频率的最低频率控制信号。谷底锁定控制单元606可以根据谷底脉冲信号Valley、内部反馈电压FB_in、以及栅极驱动信号gate来生成用于控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的特定谷底从关断状态变为导通状态的谷底选择与锁定信号。频率模式综合和控制单元608可以根据输入模式表征信号AC-in、谷底选择与锁定信号、以及最低频率控制信号，综合处理生成导通频率控制信号Clk_out。
图7示出了图6所示的频率模式综合与控制单元实现的控制过程的示意流程图。如图7所示，频率模式综合与控制单元608根据AC电压检测单元602生成的输入模式表征信号、最低工作频率控制单元604生成的最低频率控制信号、以及谷底锁定控制单元606生成的谷底选择与锁定信号，综合处理生成导通频率控制信号Clk_out来控制功率开关S1从关断状态变为导通状态。具体地，当准谐振反激式开关电源500处于低压输入模式时，频率模式综合与控制单元608生成准谐振谷底锁定叠加连续导通最低频率最大值为Fmin_H的频率控制曲线；当准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式时，频率模式综合与控制单元608生成准谐振谷底锁定叠加连续导通最低频率最大值为Fmin_L(大于最低系统频率Fburst)的频率控制曲线，其中，Fmin_H代表的频率值大于Fmin_L代表的频率值。这样，可以使得准谐振反激式开关电源500在连续导通模式下的最低系统频率在高输入模式和低输入模式下实现分频，既可以避免准谐振反激式开关电源500在低输入电压且输出重载的条件下，在功率开关S1被锁定在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态的情况下主动降频而导致变压器工作在饱和状态，降低了变压器的设计难度，又可以保证准谐振反激式开关电源500在高压输入且输出重载的条件下工作在准谐振谷底导通模式，从而不会降低高压输入模式下的系统工作效率。
图8示出了图5所示的准谐振反激式开关电源500处于低压输入模式下的系统频率曲线Freq与系统输出功率Pout之间的关系示意图。这里，需要说明的是，图中所示的第1、第2、第3、……第n分别表示第1谷底锁定态、第2谷底锁定态、第3谷底锁定态……第n谷底锁定态，而不仅表示功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底出现的先后顺序。
结合图4和图8可以看出，相比于图4所示的系统频率曲线与系统输出功率之间的关系示意图，图8增加了连续导通模式下的最低系统频率控制曲线。如图8所示，在准谐振反激式开关电源500处于低压输入模式的情况下，在系统工作在准谐振模式且系统输出功率高于第一预设功率(例如，P2)时或者工作在连续导通模式时，最低系统频率为第一固定频率(例如，FCCM_H)。
在准谐振反激式开关电源500处于低压输入模式时，在功率开关S1在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态的情况下系统频率随系统输出功率的加大而下降得很快，所以系统更容易进入连续导通定频模式(例如，在P3功率点)。可以通过在电路内部设定或者外部调节控制FCCM_H频率维持在一个合适的较高频率值，避免系统在低输入电压且输出重载工作时，在功率开关S1被锁定在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态的情况下的主动降频而导致变压器工作在饱和状态，降低了变压器的设计难度。而且，在系统输出功率低于P3时，系统工作在准谐振锁谷底导通模式，随着系统输出功率的降低，多模式准谐振控制器502通过控制功率开关S1在其漏极谐振电压波形的更晚出现的谷底从关断状态变为导通状态来实现降频，以提高轻载段的工作效率。
图9示出了图5所示的准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式下的系统频率曲线Freq与系统输出功率Pout之间的关系示意图。这里，需要说明的是，图中所示的第1、第2、第3、……第n分别表示第1谷底锁定态、第2谷底锁定态、第3谷底锁定态、……第n谷底锁定态，而不仅表示功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底出现的先后顺序。
结合图4和图9可以看出，相比于图4所示的系统频率曲线与系统输出功率之间的关系示意图，图9增加了连续导通模式下的最低系统频率控制曲线。如图9所示，在准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式的情况下，在系统工作在准谐振模式且系统输出功率高于第二预设功率(例如，P5)时或者系统工作在连续导通模式时，最低系统频率为第二固定频率(例如，FCCM_L)，其中，可以设定FCCM_L小于FCCM_H。
在准谐振反激式开关电源500处于高压输入模式时，在功率开关S1在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态的情况下系统频率随系统输出功率的加大而下降得很慢，所以系统进入连续导通模式的功率点P6会远大于功率点P3。从而，可以保证高压输入且输出重载时，系统工作在准谐振谷底导通模式，不会降低高压输入模式下的系统工作效率。
图10和图11分别示出了图5所示的准谐振反激式开关电源500在低压输入模式和高压输入模式下的系统频率曲线与表征输出负载的内部反馈电压FB_in之间的关系示意图。这里，需要说明的是，图中的第1、第2、第3、……第n可分别表示第1谷底锁定态、第2谷底锁定态、第3谷底锁定态、……第n谷底锁定态，并不仅表示功率开关S1的漏极谐振电压波形的谷底出现的先后顺序。
应该说明的是，结合准谐振反激式开关电源描述的多模式准谐振控制器502不仅适用于反激式架构的准谐振开关电源，也同样适用于BUCK架构和BOOST架构的准谐振开关电源。
综上所述，在结合准谐振反激式开关电源描述的多模式准谐振控制器502中，实现高频准谐振谷底锁定与连续导通模式下的最低系统频率控制共存的多模式频率控制，在保证交流高压输入且输出重载时系统工作在准谐振导通模式的同时，可以避免系统在低交流输入电压且输出重载工作时，在功率开关S1被锁定在其漏极谐振电压波形的第1谷底从关断状态变为导通状态的情况下的主动降频导致变压器工作在饱和状态，可以明显降低变压器的设计难度。
这里，应该理解的是，功率开关S1可以被实现为例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型NPN晶体管(BJT-NPN)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、以及氮化镓(GaN)晶体管等。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (13)

1.一种用于准谐振开关电源的控制芯片，其中，所述准谐振开关电源包括变压器和功率开关，所述控制芯片被配置为：
基于所述变压器的辅助绕组上的电压，生成表征所述功率开关的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号；以及
基于所述谷底脉冲信号、表征所述准谐振开关电源的系统输出负载的输出反馈电压、表征所述准谐振开关电源的交流输入电压的输入表征电压、以及用于驱动所述功率开关的导通与关断的栅极驱动信号，生成用于控制所述功率开关从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号。
2.根据权利要求1所述的控制芯片，进一步被配置为：
基于所述谷底脉冲信号、所述输出反馈电压、以及所述栅极驱动信号，生成用于控制所述功率开关在其漏极谐振电压波形的特定谷底从关断状态变为导通状态的谷底选择与锁定信号；
基于所述输入表征电压和预设阈值，生成用于表征所述准谐振开关电源处于高压输入模式还是低压输入模式的输入模式表征信号；
基于所述输出反馈电压和所述输入模式表征信号，生成用于控制所述准谐振开关电源工作在连续导通模式下的最低系统频率的最低频率控制信号；以及
基于所述谷底选择与锁定信号、所述输入模式表征信号、以及所述最低频率控制信号，生成所述导通频率控制信号。
3.根据权利要求2所述的控制芯片，其中：
当所述输入表征电压大于第一预设阈值时，所述输入模式表征信号指示所述准谐振开关电源处于高压输入模式；
当所述输入表征电压小于第二预设阈值时，所述输入模式表征信号指示所述准谐振开关电源处于低压输入模式。
4.根据权利要求1所述的控制芯片，进一步被配置为：
基于所述输出反馈电压和表征流过所述功率开关的电流的电流感测电压，生成用于控制所述功率开关从导通状态变为关断状态的关断控制信号。
5.根据权利要求1所述的控制芯片，其中：
在所述准谐振开关电源处于低压输入模式的情况下，在所述准谐振开关电源工作在准谐振模式且系统输出功率高于第一预设功率时或者在所述准谐振开关电源工作在连续导通模式时，所述栅极驱动信号的最低频率为第一固定频率。
6.根据权利要求5所述的控制芯片，其中：
在所述准谐振开关电源处于高压输入模式的情况下，在所述准谐振开关电源工作在准谐振模式且系统输出功率高于第二预设功率时或者所述准谐振开关电源工作在连续导通模式时，所述栅极驱动信号的最低频率为第二固定频率，所述第二固定频率小于所述第一固定频率。
7.一种用于准谐振开关电源的控制方法，其中，所述准谐振开关电源包括变压器和功率开关，所述控制方法包括：
基于所述变压器的辅助绕组上的电压，生成表征所述功率开关的漏极谐振电压波形的谷底的谷底脉冲信号；以及
基于所述谷底脉冲信号、表征所述准谐振开关电源的系统输出负载的输出反馈电压、表征所述准谐振开关电源的交流输入电压的输入表征电压、以及用于驱动所述功率开关的导通与关断的栅极驱动信号，生成用于控制所述功率开关从关断状态变为导通状态的导通频率控制信号。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其中，生成所述开关控制信号的处理包括：
基于所述谷底脉冲信号、所述输出反馈电压、以及所述栅极驱动信号，生成用于控制所述功率开关在其漏极谐振电压波形的特定谷底从关断状态变为导通状态的谷底选择与锁定信号；
基于所述输入检测电压和预设阈值，生成用于表征所述准谐振开关电源处于高压输入模式还是低压输入模式的输入模式表征信号；
基于所述输出反馈电压和所述输入模式表征信号，生成用于控制所述准谐振开关电源工作在连续导通模式下的最低系统频率的最低频率控制信号；以及
基于所述谷底选择与锁定信号、所述输入模式表征信号、以及所述最低频率控制信号，生成所述导通频率控制信号。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其中：
当所述输入表征电压大于第一预设阈值时，所述输入模式表征信号指示所述准谐振开关电源处于高压输入模式；
当所述输入表征电压小于第二预设阈值时，所述输入模式表征信号指示所述准谐振开关电源处于低压输入模式。
10.根据权利要求7所述的控制方法，进一步被配置为：
基于所述输出反馈电压和表征流过所述功率开关的电流的电流感测电压，生成用于控制所述功率开关从导通状态变为关断状态的关断控制信号。
11.根据权利要求7所述的控制方法，其中：
在所述准谐振开关电源处于低压输入模式的情况下，在所述准谐振开关电源工作在准谐振模式且系统输出功率高于第一预设功率时或者所述准谐振开关电源工作在连续导通模式时，所述准谐振开关电源的最低系统频率为第一固定频率。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其中：
在所述准谐振开关电源处于高压输入模式的情况下，在所述准谐振开关电源工作在准谐振模式且系统输出功率高于第二预设功率时或者所述准谐振开关电源工作在连续导通模式时，所述准谐振开关电源的最低系统频率为第二固定频率，所述第二固定频率小于所述第一固定频率。
13.一种准谐振开关电源，包括根据权利要求1至6中任一项所述的控制芯片。
CN202210418026.2A 2022-04-20 2022-04-20 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法 Pending CN114759797A (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210418026.2A CN114759797A (zh) 2022-04-20 2022-04-20 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法
TW111126163A TWI842011B (zh) 2022-04-20 2022-07-12 準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210418026.2A CN114759797A (zh) 2022-04-20 2022-04-20 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114759797A true CN114759797A (zh) 2022-07-15

Family

ID=82331005

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210418026.2A Pending CN114759797A (zh) 2022-04-20 2022-04-20 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114759797A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117335642A (zh) * 2023-09-26 2024-01-02 成都智融微电子有限公司 功率管控制方法、控制系统和电子设备

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117335642A (zh) * 2023-09-26 2024-01-02 成都智融微电子有限公司 功率管控制方法、控制系统和电子设备
CN117335642B (zh) * 2023-09-26 2024-04-12 成都智融微电子有限公司 功率管控制方法、控制系统和电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
TW202343940A (zh) 2023-11-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Wang A novel ZCS-PWM flyback converter with a simple ZCS-PWM commutation cell
US9787200B2 (en) Resonant converters with synchronous rectifier feedback
US10097100B1 (en) Flyback converter
EP3198710B1 (en) Control method for buck-boost power converters
US10637363B2 (en) Converters with hold-up operation
US7313003B2 (en) Switching power supply unit
US9287788B2 (en) Resonant converter using variably delayed output switching
US7638900B2 (en) Bi-directional DC-DC converter
US20050174813A1 (en) High efficiency power converter with synchronous rectification
US9178440B2 (en) Apparatus and method for resonant converters
US8837173B2 (en) DC to DC power converting device
US20100220500A1 (en) Power converter and method for controlling power converter
WO2015067202A2 (en) Startup method and system for resonant converters
US7324355B2 (en) Dc-DC converter
US10523127B1 (en) Output clamped flyback converter
US20180323713A1 (en) Soft-switching for high-frequency power conversion
CN114759797A (zh) 准谐振开关电源及其控制芯片和控制方法
TW202226733A (zh) 用於準諧振開關電源中的谷底鎖定的裝置和方法
US11716010B2 (en) Driving control circuit, method and device for gallium nitride (GaN) transistor, and medium
Sano et al. Improving dynamic performance and efficiency of a resonant switched-capacitor converter based on phase-shift control
TWI842011B (zh) 準諧振開關電源及其控制晶片和控制方法
CN111049387B (zh) 一种tlcⅱ型谐振电路及其应用的电源变换器
Attanasio et al. A GaN Based LCC Converter for Lithium-Ion Battery Chargers
KR101721321B1 (ko) 하이브리드 방식 led 전원장치
Chen et al. A novel soft-switching full-bridge converter for ZVS in light and full load conditions with current-doubler rectifier

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination