CN1612452A - 改善具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法 - Google Patents
改善具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1612452A CN1612452A CN 200310104602 CN200310104602A CN1612452A CN 1612452 A CN1612452 A CN 1612452A CN 200310104602 CN200310104602 CN 200310104602 CN 200310104602 A CN200310104602 A CN 200310104602A CN 1612452 A CN1612452 A CN 1612452A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- oscillator signal
- edge
- signal
- power supply
- transition
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 34
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 title claims abstract description 24
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims abstract description 99
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 56
- 230000008676 import Effects 0.000 claims description 15
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 14
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 2
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 claims description 2
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 8
- 101000584583 Homo sapiens Receptor activity-modifying protein 1 Proteins 0.000 description 5
- 101000616112 Homo sapiens Stress-associated endoplasmic reticulum protein 1 Proteins 0.000 description 5
- 102100030697 Receptor activity-modifying protein 1 Human genes 0.000 description 5
- 102100021813 Stress-associated endoplasmic reticulum protein 1 Human genes 0.000 description 5
- 230000006837 decompression Effects 0.000 description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 239000000047 product Substances 0.000 description 4
- 101000584590 Homo sapiens Receptor activity-modifying protein 2 Proteins 0.000 description 3
- 101000584593 Homo sapiens Receptor activity-modifying protein 3 Proteins 0.000 description 3
- 102100030696 Receptor activity-modifying protein 2 Human genes 0.000 description 3
- 102100030711 Receptor activity-modifying protein 3 Human genes 0.000 description 3
- 238000007600 charging Methods 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000009194 climbing Effects 0.000 description 2
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005538 encapsulation Methods 0.000 description 1
- 239000012467 final product Substances 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
产生第一振荡信号，具有波峰、波谷、从该波谷逐渐增加至该波峰的上升部分、以及从该波峰逐渐减少至该波谷的下降部分。产生第二振荡信号，具有瞬间变迁的边沿，该瞬间变迁的边沿与该第一振荡信号的该波峰或该波谷同时发生。分别输入该第一与该第二振荡信号至并联的第一与第二电源供应通道，以转换一直流电压源成为两个分离的直流输出电压。该第一与该第二振荡信号使该第一与第二电源供应通道彼此间有至少一切换变迁在不同时间点发生，从而改善瞬态噪声。
Description
【技术领域】
本发明关于一种改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声(Transient Noise)的方法，尤其关于一种改善具有多重电源供应通道以提供多重输出电压的切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，其中该多重电源供应通道可全部采用电压模式反馈控制或者一部分通道采用电压模式反馈控制而其余部分通道采用电流模式反馈控制。
【现有技术】
典型上，切换式直流至直流转换器通过适当地控制功率切换晶体管的工作循环而达成将直流电压源调节成具有所期望的电压电平的直流输出电压。在直流输出电压的电压电平大于直流电压源的电压电平的情况中，这些切换式直流至直流转换器被统称为升压转换器或升压调节器。另一方面，在直流输出电压的电压电平小于直流电压源的电压电平的情况中，这些切换式直流至直流转换器被统称为降压转换器或降压调节器。为了确保直流输出电压的稳定性，切换式直流至直流转换器通常设有反馈电路，其典型地区分为电压模式反馈及电流模式反馈。在电压模式反馈中，反馈电路撷取直流输出电压的一定比率，用以产生反馈信号。在电流模式反馈中，反馈电路则利用电流感测放大器侦测电感电流的大小，借以产生反馈信号。此外，电流模式反馈电路也要撷取直流输出电压的一定比率，用以进行斜率补偿的功能。
在现今大多数的电子系统产品中，通常通过组合各式各样的功能模块(Functional Module)以达成一完整的系统性操作与结果。举例而言，数字相机是一个由液晶显示器、背光模块、影像传感器、数字处理器、与内存等许多功能模块所组合而成的电子系统产品，从而达成数字影像的显示、摄取、与储存。在数字相机的例子中，液晶显示器、背光模块、影像传感器、数字处理器、与内存皆需要直流电源供应方能执行所期望的操作与功能。典型上，电子系统产品中的各式各样的功能模块所需要的直流电源供应并不相同，亦即各自设计成操作于不同的直流电源供应电压下。由于电子系统产品通常仅有单一个直流电压源，例如电池所提供的电压，故必须使用多个切换式直流至直流转换器以便供应多个彼此不同的直流输出电压。通常所知，多个切换式直流至直流转换器被整合于单一集成电路芯片中，从而减少封装与配线制程，以达成低成本、小尺寸、并降低寄生电容与电感的优点。在此情况中，原先多个切换式直流至直流转换器转变成此整合后的单一集成电路芯片中的多个电源供应通道。此多个电源供应通道并联于共同的直流电压源与地之间，并且具有各自分离的输出终端，用以供应多个彼此不同的直流输出电压。
图1(a)显示现有的具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器10的电路方框图。参照图1(a)，切换式直流至直流转换器10具有四个电源供应通道11A至11D，用以将单一的直流电压源Vsource(显示于图1(b)中)分别转换成四个直流输出电压Vout1至Vout4。电源供应通道11A包含一切换控制器12A、一转换电路13A，设有一功率切换晶体管15A、以及一反馈电路14A。功率切换晶体管15A由切换控制器12A所输出的脉宽调制(PWM)控制信号PWM1所驱动。PWM控制信号PWM1的工作循环决定了直流电压源Vsource与直流输出电压Vout1间的电压电平转换关系。换言之，在固定的直流电压源Vsource的条件下，通过适当地调整PWM控制信号PWM1的工作循环可操纵直流输出电压Vout1的电压电平。此外，切换控制器12A接收从反馈电路14A所产生的反馈信号FB1，而调整PWM控制信号PWM1的工作循环，使直流输出电压Vout1维持于稳定的值。
电源供应通道11B包含一切换控制器12B、一转换电路13B，设有一功率切换晶体管15B、以及一反馈电路14B。功率切换晶体管15B由切换控制器12B所输出的PWM控制信号PWM2所驱动。PWM控制信号PWM2的工作循环决定了直流电压源Vsource与直流输出电压Vout2间的电压电平转换关系。切换控制器12B接收从反馈电路14B所产生的反馈信号FB2，而调整PWM控制信号PWM2的工作循环，使直流输出电压Vout2维持于稳定的值。
电源供应通道11C包含一切换控制器12C、一转换电路13C，设有一功率切换晶体管15C、以及一反馈电路14C。功率切换晶体管15C由切换控制器12C所输出的PWM控制信号PWM3所驱动。PWM控制信号PWM3的工作循环决定了直流电压源Vsource与直流输出电压Vout3间的电压电平转换关系。切换控制器12C接收从反馈电路14C所产生的反馈信号FB3，而调整PWM控制信号PWM3的工作循环，使直流输出电压Vout3维持于稳定的值。
电源供应通道11D包含一切换控制器12D、一转换电路13D，设有一功率切换晶体管15D、以及一反馈电路14D。功率切换晶体管15D由切换控制器12D所输出的PWM控制信号PWM4所驱动。PWM控制信号PWM4的工作循环决定了直流电压源Vsource与直流输出电压Vout4间的电压电平转换关系。切换控制器12D接收从反馈电路14D所产生的反馈信号FB4，而调整PWM控制信号PWM4的工作循环，使直流输出电压Vout4维持于稳定的值。
振荡器16输出脉冲信号PULSE1与斜波信号RAMP1至切换控制器12A。脉冲信号PULSE1的上升边沿与斜波信号RAMP1的下降边沿同时发生。脉冲信号PULSE1设置(Set)切换控制器12A，使之产生PWM控制信号PWM1的上升边沿，进而导通功率切换晶体管15A。斜波信号RAMP1与反馈信号FB1决定PWM控制信号PWM1的下降边沿的发生，进而关闭功率切换晶体管15A。振荡器16还输出脉冲信号PULSE2与斜波信号RAMP2至切换控制器12B。脉冲信号PULSE2的上升边沿与斜波信号RAMP2的下降边沿同时发生。脉冲信号PULSE2设置切换控制器12B，使之产生PWM控制信号PWM2的上升边沿，进而导通功率切换晶体管15B。斜波信号RAMP2与反馈信号FB2决定PWM控制信号PWM2的下降边沿的发生，进而关闭功率切换晶体管15B。振荡器16又还输出脉冲信号PULSE3与斜波信号RAMP3至切换控制器12C。脉冲信号PULSE3的上升边沿与斜波信号RAMP3的下降边沿同时发生。脉冲信号PULSE3设置切换控制器12C，使之产生PWM控制信号PWM3的上升边沿，进而导通功率切换晶体管15C。斜波信号RAMP3与反馈信号FB3决定PWM控制信号PWM3的下降边沿的发生，进而关闭功率切换晶体管15C。振荡器16再还输出脉冲信号PULSE4与斜波信号RAMP4至切换控制器12D。脉冲信号PULSE4的上升边沿与斜波信号RAMP4的下降边沿同时发生。脉冲信号PULSE4设置切换控制器12D，使之产生PWM控制信号PWM4的上升边沿，进而导通功率切换晶体管15D。斜波信号RAMP4与反馈信号FB4决定PWM控制信号PWM4的下降边沿的发生，进而关闭功率切换晶体管15D。
参照图1(b)，电源供应通道11A至11D彼此并联于直流电压源Vsource与地之间。具体而言，电源供应通道11A至11D经由连接配线并联于直流电压源Vsource与地之间。结果，在直流电压源Vsource与电源供应通道11A至11D间分别存在有连接配线所造成的寄生电感Lw。同样地，在电源供应通道11A至11D与地之间亦分别存在有连接配线所造成的寄生电感Lw。在电源供应通道11A至11D的操作中，转换电路13A至13D中的功率切换晶体管15A至15D周期性地切换，从而达成电压转换的功能。由于寄生电感Lw的存在，每当功率切换晶体管15A至15D的任一个进行切换变迁时，即产生由瞬变尖峰(Transient Spike)所造成的噪声。
图1(c)显示现有振荡器16所产生的脉冲信号PULSE1至PULSE4与斜波信号RAMP1至RAMP4的波形时序图。如图1(c)所示，脉冲信号PULSE1至PULSE4彼此具有相同的波形与相位，并且斜波信号RAMP1至RAMP4彼此具有相同的波形与相位。因此，振荡器16实际上仅需产生单一个脉冲信号与单一个斜波信号，随后同时供应给四个电源供应通道11A至11D的切换控制器12A至12D即可。在现有技术中，振荡器16的电路组态得相当简单，具有小尺寸与低成本的优点。然而，同相位的脉冲信号PULSE1至PULSE4同时设置切换控制器12A至12D，使得功率切换晶体管15A至15B同时发生切换变迁。结果，功率切换晶体管15A至15B的每一个所造成的瞬变尖峰相互叠加。因此，直流电压源Vsource与地之间存在有相当大的瞬变噪声，使直流输出电压Vout1至Vout4的品质恶化且容易造成电源供应通道11A至11D的毁损。
【发明内容】
有鉴于前述问题，本发明的一目的在于提供一种改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，可避免多重电源供应通道所造成的瞬变尖峰相互叠加，而使切换式直流至直流转换器的操作具有相对低的瞬变噪声。
依据本发明的一方面，提供一种改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，该切换式直流至直流转换器包含并联于一直流电压源与一地之间的多个电源供应通道，用以转换该直流电压源成为彼此分离的多个直流输出电压，该方法包含：产生具有一第一周期的一第一振荡信号，其中在该第一周期的每一周期中，该第一振荡信号具有一波峰、一波谷、从该波谷逐渐增加至该波峰的一上升部分、以及从该波峰逐渐减少至该波谷的一下降部分；输入该第一振荡信号至该多个电源供应通道的一第一电源供应通道，使得该第一电源供应通道的至少一切换变迁发生于该第一振荡信号的该上升部分与该下降部分两者所涵盖的时间范围内；产生具有一第二周期的一第二振荡信号，其中在该第二周期的每一周期中，该第二振荡信号具有一瞬间变迁的边沿，其中该瞬间变迁的边沿与该第一振荡信号的该波峰及该波谷两者其中之一同时发生；以及输入该第二振荡信号至该多个电源供应通道的一第二电源供应通道，使得该第二电源供应通道的至少一切换变迁与该瞬间变迁的边沿同时发生。
较佳地，该第一振荡信号为一三角波振荡信号。
较佳地，该第二振荡信号为一脉冲振荡信号，在该第二周期的每一周期中，具有一上升边沿、一脉冲宽度、与一下降边沿，并且该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿是指其的该上升边沿。
较佳地，依据本发明的方法还包含：产生具有一第三周期的一第三振荡信号，其中在该第三周期的每一周期中，该第三振荡信号具有一波峰、一波谷、从该波谷逐渐增加至该波峰的一上升部分、以及从该波峰逐渐减少至该波谷的一下降部分，使得该第三振荡信号的该波峰与该第一振荡信号的该波谷同时发生且该第三振荡信号的该波谷与该第一振荡信号的该波峰同时发生，以及输入该第三振荡信号至该多个电源供应通道的一第三电源供应通道，使得该第三电源供应通道的至少一切换变迁发生于该第三振荡信号的该上升部分与该下降部分两者所涵盖的时间范围内。
较佳地，该第三振荡信号的该产生步骤是通过使该第一振荡信号反相而实施。
较佳地，依据本发明的方法还包含：产生具有一第四周期的一第四振荡信号，其中在该第四周期的每一周期中，该第四振荡信号具有一瞬间变迁的边沿，该瞬间变迁的边沿与该第一振荡信号的该波峰及该波谷两者其中之一同时发生，且该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿与该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿间存在有一预定的时间偏移，以及输入该第四振荡信号至该多个电源供应通道的一第四电源供应通道，使得该第四电源供应通道的至少一切换变迁与该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生。
较佳地，该第四振荡信号为一脉冲振荡信号，在该第四周期的每一周期中，具有一上升边沿、一脉冲宽度、与一下降边沿，并且该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿是指其的该上升边沿。
较佳地，依据本发明的方法还包含：通过使用该第二振荡信号与该第四振荡信号而产生一第一辅助信号，其中该第一辅助信号为一斜波振荡信号，具有一上升部分与一下降边沿，使得该下降边沿与该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生；通过该第四振荡信号增强该第一辅助信号的稳定性；以及输入该第一辅助信号至该第二电源供应通道。
较佳地，在输入该第一辅助信号至该第二电源供应通道的该步骤之后，通过该第一辅助信号对于该第二电源供应通道进行电流模式反馈控制的斜率补偿。
较佳地，依据本发明的方法还包含：通过使用该第二振荡信号与该第四振荡信号而产生一第二辅助信号，其中该第二辅助信号为一斜波振荡信号，具有一上升部分与一下降边沿，使得该下降边沿与该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生；通过该第二振荡信号增强该第二辅助信号的稳定性；以及输入该第二辅助信号至该第四电源供应通道。
较佳地，在输入该第二辅助信号至该第四电源供应通道的该步骤之后，通过该第二辅助信号对于该第四电源供应通道进行电流模式反馈控制的斜率补偿。
在依据本发明的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法中，该第一至该第四电源供应通道的该至少一切换变迁在时间上彼此分离地发生，可避免瞬变尖峰相互叠加，而达成相对低的瞬变噪声的操作状态。应注意依据本发明的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法可应用于具有任意数目的电源供应通道的切换式直流至直流转换器。
【附图说明】
下文中的说明与附图将使本发明的前述与其它目的、特征、与优点更明显。以下将参照图式详细说明依据本发明的较佳实施例。
图1(a)显示现有的具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器的电路方框图。
图1(b)显示直流电压源和地之间的连接配线所造成的寄生电感。
图1(c)显示现有振荡器所产生的信号的波形时序图。
图2(a)显示依据本发明的具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器的电路方框图。
图2(b)显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器所输出的信号的时序图。
图3显示依据本发明的多重电源供应通道的详细电路图。
图4显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器的电路方框图。
图5显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器的第一例子的详细电路图。
图6显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器的第二例子的详细电路图。
【具体实施方式】
在详细说明依据本发明的实施例之前，为了使本发明的技术特征更容易被了解，首先说明本发明与现有技术的区别。依据本发明的具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器与美国专利第5,959,441号、第6,137,274号、第6,144,194号、与第6,246,222号等现有技术中所描述的多相位切换式直流至直流转换器并不相同。具体而言，现有技术的多相位切换式直流至直流转换器仅设有单一的输出端以供应单一个调节后的输出电压，然而依据本发明的切换式直流至直流转换器则设有多个输出端，彼此分离，从而分别供应多个调节后的输出电压。再者，现有技术的多相位切换式直流至直流转换器必须致力于维持多个电源供应通道彼此间流通的电流均匀，以避免「热通道(Hot Channel)」现象发生。然而，在依据本发明的切换式直流至直流转换器中，多个电源供应通道是分离地供应多个调节后的输出电压。此外，现有技术的多相位切换式直流至直流转换器中的振荡器仅限于提供具有相同波形(可能具有不同相位)的脉冲信号与斜波信号。然而，在依据本发明的切换式直流至直流转换器中，振荡器输出不同波形不同相位的振荡信号至彼此独立操作的各电源供应通道。更且，现有技术的多相位切换式直流至直流转换器中的各个电源供应通道必须采用相同的反馈控制模式。然而，在依据本发明的切换式直流至直流转换器中，各个电源供应通道可使用不同的反馈控制模式。
下文将参照图2(a)与2(b)以及图3详细说明依据本发明的改善的具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器20的瞬变噪声的方法。
图2(a)显示依据本发明的具有多重输出电压的切换式直流至直流转换器20的电路方框图。为了防止图式过度复杂且使本发明的技术特征更容易被了解，图2(a)以及下文的说明与其它参照的图式仅显示具有四个输出电压的切换式直流至直流转换器20，作为本发明的一实施例。应注意本发明不限于此实施例，而可应用于具有任意数目的输出电压的切换式直流至直流转换器。下文中将详细说明图2(a)所示的依据本发明的切换式直流至直流转换器20不同于图1(a)所示的现有技术之处。
参照图2(a)，切换式直流至直流转换器20不同于图1(a)所示的切换式直流至直流转换器10之处在于切换式直流至直流转换器20设有一多相位多波形同步振荡器26，用于取代现有技术的振荡器16。具体而言，多相位多波形同步振荡器26可产生多个不同相位且不同波形的同步振荡信号。在图2(a)所示的实施例中，多相位多波形同步振荡器26输出同步的振荡信号TR1、TR2、PC1、与PC2，其具有不同的相位且不同的波形，分别传送至电源供应通道21A至21D的切换控制器22A至22D。此外，辅助信号RM1亦伴随着振荡信号PC1输入切换控制器22C，而辅助信号RM2亦伴随着振荡信号PC2输入切换控制器22D。借着同步的振荡信号TR1、TR2、PC1、与PC2的相位差异与波形差异，切换控制器22A至22D可在不同的时间点使功率切换晶体管25A至25D发生切换变迁，从而避免瞬变尖峰相互叠加。
图2(b)显示振荡信号TR1、TR2、PC1、与PC2以及辅助信号RM1与RM2的时序图，用以清楚说明其彼此间的相位关系与波形特征。参照图2(b)，振荡信号TR1为一连续的三角波，其振幅变化于VH(称之为峰值)与VL(称之为谷值)之间。同样地，振荡信号TR2为另一连续的三角波，其振幅亦变化于VH与VL之间。为了方便描述振荡信号TR1与TR2的波形，「波峰」是指振幅等于峰值VH，「波谷」是指振幅等于谷值VL，「上升部分」是指振幅从谷值VL逐渐增加至峰值VH，并且「下降部分」是指振幅从峰值VH逐渐减少至谷值VL。振荡信号TR1与TR2具有相同的周期但相位却相差180度，使得振荡信号TR1的波峰在时间上对准振荡信号TR2的波谷，且振荡信号TR1的波谷在时间上对准振荡信号TR2的波峰。换言之，振荡信号TR1与TR2的上升部分彼此在时间上错开，不互相重叠。同样地，振荡信号TR1与TR2的下降部分彼此在时间上错开，不互相重叠。请注意，虽然在图2(b)所示的实施例中，振荡信号TR1与TR2具有相同大小的峰值与相同大小的谷值，但本发明不限于此。在本发明的另一实施例中，振荡信号TR1与TR2可具有不同大小的峰值或不同大小的谷值。再者，虽然在图2(b)所示的实施例中，振荡信号TR1与TR2皆为上升部分所占时间与下降部分所占时间彼此相等的等边三角波，但本发明不限于此，而可应用于振荡信号TR1与TR2皆为上升部分所占时间与下降部分所占时间彼此不相等的非等边三角波。再者，虽然在图2(b)所示的实施例中，振荡信号TR1与TR2的上升部分皆为线性增加，但本发明不限于此，而可应用于振荡信号TR1与TR2的上升部分皆为非线性增加。再者，虽然在图2(b)所示的实施例中，振荡信号TR1与TR2的下降部分皆为线性减少，但本发明不限于此，而可应用于振荡信号TR1与TR2的下降部分皆为非线性减少。
振荡信号PC1为一脉冲信号，其中每一脉冲是由从LOW(低)瞬间变迁至HIGH(高)的上升边沿、维持于HIGH的脉冲宽度、与从LOW瞬间变迁至HIGH的下降边沿所组成。辅助信号RM1是一连续的斜波，由从0逐渐增加至最大值Vmax的上升部分与从最大值Vmax瞬间变迁至0的下降边沿所组成。振荡信号PC1的上升边沿与辅助信号RM1的下降边沿同时发生。振荡信号PC2是一个脉冲信号，其中每一脉冲是由从LOW瞬间变迁至HIGH的上升边沿、维持于HIGH的脉冲宽度、与从LOW瞬间变迁至HIGH的下降边沿所组成。辅助信号RM2是一连续的斜波，由从0逐渐增加至最大值Vmax的上升部分与从最大值Vmax瞬间变迁至0的下降边沿所组成。振荡信号PC2的上升边沿与辅助信号RM2的下降边沿同时发生。此外，如图2(b)所示，振荡信号PC1与PC2具有相同的周期但相位却相差180度。请注意，虽然在图2(b)所示的实施例中，振荡信号PC1与PC2具有相同大小的最大值Vmax，但本发明不限于此。在本发明的另一实施例中，振荡信号PC1与PC2可具有不同大小的最大值，但彼此间仍需维持相同的周期与180度的相位差。
在图2(b)所示的实施例中，峰值VH约为0.8伏特，而谷值VL约为0.3伏特。振荡信号TR1、TR2、PC1、与PC2以及辅助信号RM1与RM2的周期皆约为1微秒。振荡信号PC1与PC2的脉冲的宽度约为100毫微秒，且状态HIGH约为2.2伏特而状态LOW约为0伏特。辅助信号RM1与RM2的振幅最大值Vmax约为0.8伏特。
从图2(b)清楚可见，振荡信号TR1的波谷、振荡信号TR2的波峰、振荡信号PC1的上升边沿、与辅助信号RM1的下降边沿是同时发生。再者，振荡信号TR1的波峰、振荡信号TR2的波谷、振荡信号PC2的上升边沿、与辅助信号RM2的下降边沿是同时发生。
图3显示依据本发明的电源供应通道21A至21D的详细电路图。参照图3，电源供应通道21A是采用电压模式反馈控制，响应于振荡信号TR1而操作，用以转换直流电压源Vsource成为直流输出电压Vout1。电源供应通道21A包含一切换控制器22A、一转换电路23A、以及一反馈电路24A。转换电路23A是一降压转换电路，具有功率切换晶体管25A、电感L1、电容C1、与二极管D1，如图式般耦合。反馈电路24A是由电阻Ra1与Rb1所组成的分压电路，提供一指示直流输出电压Vout1的反馈信号FB1。反馈信号FB1输入切换控制器22A中的误差放大器EA1，使之比较于参考电压Vref1。随后，PWM比较器PA1将振荡信号TR1与误差放大器EA1所输出的误差电压的比较结果输出至驱动器DR1，从而产生PWM控制信号PWM1，用以驱动由NMOS晶体管Q1所实施的功率切换晶体管25A。具体而言，当振荡信号TR1从峰值逐渐减少至等于误差电压的时刻，PWM比较器PA1使驱动器DR1所输出的PWM控制信号PWM1变迁为使能(enable)状态(在本实施例中为HIGH)，以导通NMOS晶体管Q1。随后，当振荡信号TR1从谷值逐渐增加至再次等于误差电压的时刻，PWM比较器PA1使驱动器DR1所输出的PWM控制信号PWM1变迁为不使能(unable)状态(在本实施例中为LOW)，以关闭NMOS晶体管Q1。
电源供应通道21B采用电压模式反馈控制，响应于振荡信号TR2而操作，用以转换直流电压源Vsource成为直流输出电压Vout2。电源供应通道21B包含一切换控制器22B、一转换电路23B、以及一反馈电路24B。转换电路23B为一降压转换电路，具有功率切换晶体管25B、电感L2、电容C2、与二极管D2，如图式般耦合。反馈电路24B为由电阻Ra2与Rb2所组成的分压电路，提供一指示直流输出电压Vout2的反馈信号FB2。反馈信号FB2输入切换控制器22B中的误差放大器EA2，使之比较于参考电压Vref2。随后，PWM比较器PA2将振荡信号TR2与误差放大器EA2所输出的误差电压的比较结果输出至驱动器DR2，从而产生PWM控制信号PWM2，用以驱动由NMOS晶体管Q2所实施的功率切换晶体管25B。具体而言，当振荡信号TR2从峰值逐渐减少至等于误差电压的时刻，PWM比较器PA2使驱动器DR2所输出的PWM控制信号PWM2变迁为使能状态(在本实施例中为HIGH)，以导通NMOS晶体管Q2。随后，当振荡信号TR2从谷值逐渐增加至再次等于误差电压的时刻，PWM比较器PA2使驱动器DR2所输出的PWM控制信号PWM2变迁为不使能状态(在本实施例中为LOW)，以关闭NMOS晶体管Q2。
电源供应通道21C是采用电压模式反馈控制，响应于振荡信号PC1与辅助信号RM1而操作，用以转换直流电压源Vsource成为直流输出电压Vout3。电源供应通道21C包含一切换控制器22C、一转换电路23C、以及一反馈电路24C。转换电路23C为一降压转换电路，具有功率切换晶体管25C、电感L3、电容C3、与二极管D3，如图式般耦合。反馈电路24C是由电阻Ra3与Rb3所组成的分压电路，提供一指示直流输出电压Vout3的反馈信号FB3。反馈信号FB3输入切换控制器22C中的误差放大器EA3，使之比较于参考电压Vref3而输出一误差电压至PWM比较器PA3。具体而言，振荡信号PC1是用以设置闩锁器LA1，使驱动器DR3所输出的PWM控制信号PWM3变迁为使能状态(在本实施例中为HIGH)，以导通由NMOS晶体管Q3所实施的功率切换晶体管25C。另一方面，因为辅助信号RM1的下降边沿与振荡信号PC1的上升边沿同时发生，所以辅助信号RM1的下降边沿亦与NMOS晶体管Q3的导通同时发生。随后，当辅助信号RM1的上升部分逐渐增加至等于误差电压的时刻，PWM比较器PA3重置闩锁器LA1，使驱动器DR3所输出的PWM控制信号PWM3变迁为不使能状态(在本实施例中为LOW)，以关闭NMOS晶体管Q3。
电源供应通道21D是采用电流模式反馈控制，响应于振荡信号PC2与辅助信号RM2而操作，用以转换直流电压源Vsource成为直流输出电压Vout4。电源供应通道21D包含一切换控制器22D、一转换电路23D、以及一反馈电路24D。转换电路23D为一降压转换电路，具有功率切换晶体管25D、电感L4、串联电阻Rs、电容C4、与二极管D4，如图式般耦合。反馈电路24D包含一电流感测放大器CA，用以提供反馈信号FB4，其指示由电感电流过串联电阻Rs所造成的电位差。此外，为了进行电流模式反馈控制的斜率补偿，反馈电路24D可还包含有一由电阻Ra4与Rb4所组成的分压电路，提供一指示直流输出电压Vout4的信号至误差放大器EA4，使之比较于参考电压Vref4。通过模拟运算电路AD，误差放大器EA4所输出的误差电压减去辅助信号RM2后，输入PWM比较器PA4的反相端。反馈信号FB4输入PWM比较器PA4的非反相端。振荡信号PC2用以设置闩锁器LA2，使驱动器DR4所输出的PWM控制信号PWM4变迁为使能状态(在本实施例中为HIGH)，以导通由NMOS晶体管Q4所实施的功率切换晶体管25D。因为辅助信号RM2的下降边沿与振荡信号PC2的上升边沿同时发生，所以辅助信号RM2的下降边沿亦与NMOS晶体管Q4的导通同时发生。在NMOS晶体管Q4导通的期间中，电感电流线性地增加导致电流感测放大器CA所输出的反馈信号FB4线性地增加。当反馈信号FB4增加至等于模拟运算电路所输出的电压的时刻，PWM比较器PA4重置闩锁器LA2，使驱动器DR4所输出的PWM控制信号PWM4变迁为不使能状态(在本实施例中为LOW)，以关闭NMOS晶体管Q4。
从前文的说明可知，功率切换晶体管25A从关闭变迁至导通的时间点是位于振荡信号TR1的下降部分内，而功率切换晶体管25B从关闭变迁至导通的时间点则位于振荡信号TR2的下降部分内。因为振荡信号TR1与TR2的下降部分彼此于时间上互不重叠，如图2(b)所示，故有效地防止功率切换晶体管25A与25B同时从关闭变迁至导通。结果，功率切换晶体管25A与25B所造成的瞬变尖峰不会相互叠加。
另一方面，功率切换晶体管25C从关闭变迁至导通系与振荡信号PC1的上升边沿同时发生，而功率切换晶体管25D从关闭变迁至导通则与振荡信号PC2的上升边沿同时发生。因为振荡信号PC1与PC2的上升边沿彼此在时间上互不重叠，如图2(b)所示，故有效地防止功率切换晶体管25C与25D同时从关闭变迁至导通。结果，功率切换晶体管25C与25D所造成的瞬变尖峰不会相互叠加。
此外，从图2(b)清楚可见，既然振荡信号PC1的上升边沿与振荡信号TR1的波谷以及振荡信号TR2的波峰同时发生，故振荡信号PC1的上升边沿不位于振荡信号TR1与TR2两者各自的下降部分内。结果，功率切换晶体管25C从关闭变迁至导通的时间点不同于功率切换晶体管25A与25B从关闭变迁至导通的时间点。同样地，既然振荡信号PC2的上升边沿与振荡信号TR1的波峰以及振荡信号TR2的波谷同时发生，故振荡信号PC2的上升边沿不位于振荡信号TR1与TR2两者各自的下降部分内。结果，功率切换晶体管25D从关闭变迁至导通的时间点不同于功率切换晶体管25A与25B从关闭变迁至导通的时间点。因而，在依据本发明的切换式直流至直流转换器20中，功率切换晶体管25A至25D所造成的瞬变尖峰不会相互叠加。
请注意，虽然在图3所示的实施例中，电源供应通道21A至21C皆为电压模式反馈控制而电源供应通道21D为电流反馈控制，但本发明不限于此，而可应用于电源供应通道21A至21D皆为电压模式反馈控制的情况或者电源供应通道21A与21B为电压模式反馈控制而电源供应通道21C与21D为电流反馈控制的情况。
请注意，虽然在图3所示的实施例中，功率切换晶体管25A至25D从关闭变迁至导通的时间点互不重叠，但本发明不限于此，而可应用于功率切换晶体管25A至25D从导通变迁至关闭的时间点互不重叠。换言之，依据本发明，功率切换晶体管25A至25D的至少一切换变迁在时间上互不重叠，其中切换变迁是指从关闭变迁至导通或从导通变迁至关闭。
图4显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器26的电路方框图。参照图4，多相位多波形同步振荡器26包含一个振荡信号产生器41、一反相器42、以及一辅助信号产生器43。具体而言，振荡信号产生器41产生振荡信号TR1。随后，振荡信号TR2是通过经由反相器42而从振荡信号TR1所获得。结果，振荡信号TR1与TR2的相位相差180度。除了振荡信号TR1以外，振荡信号产生器41还产生两个相位相差180度的振荡信号PC1与PC2。最后，响应于振荡信号PC1与PC2，辅助信号产生器43输出辅助信号RM1与RM2。既然振荡信号TR1、TR2、PC1、与PC2以及辅助信号RM1与RM2的波形特征已经在前文详细说明过，故此处省略其说明。
图5显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器26的第一例子的详细电路图。参照图5，振荡信号产生器41包含一峰值比较器411、一谷值比较器412、一闩锁器413、三个反相器414、419S与419R、一开关装置415、一第一电流源416、一第二电流源417、以及一电容418。峰值比较器411的非反相端(以符号“+”标示)耦合于一峰值设定电压VH，而谷值比较器412的反相端(以符号“-”标示)则耦合于一谷值设定电压VL。峰值比较器411的反相端与谷值比较器412的非反相端彼此耦合于一起，并且耦合于输出端NTR1。峰值比较器411的输出端耦合于闩锁器413的设置输入S，而谷值比较器412的输出端则耦合于闩锁器413的重置输入R。第一电流源416连接于直流电压源Vsource与输出端NTR1间，而第二电流源417则经由开关装置415而连接于输出端NTR1与地之间。在图5所示的实施例中，第二电流源417所供应的电流值为第一电流源416所供应的电流值的两倍。在此情况下，振荡信号产生器41所产生的三角波为上升部分所占时间与下降部分所占时间彼此相等的等边三角波。请注意本发明不限于此，而可应用于任何满足第二电流源417所供应的电流值大于第一电流源416所供应的电流值的条件(关于此点，随后将有详细的说明)的情况。亦即，依据本发明的振荡信号产生器41亦可产生上升部分所占时间与下降部分所占时间彼此不相等的非等边三角波。开关装置415由闩锁器413的一输出信号所控制。在图5所示的实施例中，闩锁器413的正常输出Q经由反相器414而控制开关装置415。请注意由于闩锁器413的反相输出(Inverted Output)Q即为正常输出Q的反相信号，故在本发明的另一实施例中，开关装置415可直接耦合于闩锁器413的反相输出Q，同样可获得图5所示的实施例的相同控制效果。在本发明中，开关装置415可由一开关晶体管所实施，例如NMOS晶体管、PMOS晶体管、或双载子晶体管。电容418连接于输出端NTR1与地之间。
兹将参照图5与图2(b)详细说明振荡信号产生器41如何产生振荡信号TR1以及振荡信号PC1与PC2。当输出端NTR1处的电压小于谷值设定电压VL时，设置输入S为HIGH且重置输入R为LOW，导致正常输出Q为HIGH。此时，反相器414输出LOW至开关装置415，使之不导通。结果，第二电流源417关闭不通，而第一电流源416对电容418充电，使得输出端NTR1处的电压上升。当输出端NTR1处的电压上升至大于谷值设定电压VL但仍小于峰值设定电压VH时，设置输入S为HIGH且重置输入R为HIGH，导致正常输出Q为HIGH。此时，反相器414输出LOW至开关装置415，使之不导通。结果，第二电流源417仍维持关闭不通，而第一电流源416继续对电容418充电，使得输出端NTR1处的电压继续上升。当输出端NTR1处的电压上升至大于峰值设定电压VH时，设置输入S为LOW且重置输入R为HIGH，导致正常输出Q为LOW。此时，反相器414输出HIGH至开关装置415，使之导通。结果，第二电流源417导通。因为第二电流源417所供应的电流值大于第一电流源416所供应的电流值，所以电容418经由第二电流源417放电至地，使得输出端NTR1处的电压下降。当输出端NTR1处的电压下降至小于峰值设定电压VH但仍大于谷值设定电压VL时，设置输入S为HIGH且重置输入R为HIGH，导致正常输出Q为LOW。此时，反相器414输出HIGH至开关装置415，使之导通。结果，第二电流源417仍维持导通，使得电容418继续经由第二电流源417放电至地，造成输出端NTR1处的电压继续下降。在图5所示的实施例中，第二电流源417所供应的电流值为第一电流源416所供应的电流值的两倍。在此情况下，因为电容418的放电电流值刚好等于第一电流源416所供应的电流值，所以在本操作阶段中电容418的放电速率等于先前操作阶段中电容418的充电速率，导致等边三角波的产生。当输出端NTR1处的电压下降至小于谷值设定电压VL时，振荡信号产生器41即重复前述的操作。因而，从输出端NTR1处即可获得所期望的振荡信号TR1。
振荡信号PC1是通过反相器419R使重置输入R反相而获得。同样地，振荡信号PC2是通过反相器419S使设置输入S反相而获得。
再次参照图5，辅助信号产生器43由两个斜波产生器43a与43b所组成，分别产生辅助信号RM1与RM2。斜波产生器43a包含一抽样保持放大器431a、一抽样保持电容432a、一电压至电流转换器433a、一输出电容434a、以及一开关装置435a。抽样保持放大器431a的非反相端耦合于一参考电压Vrefa，且其输出端耦合于电压至电流转换器433a的电压输入端。抽样保持电容432a连接于抽样保持放大器431a的输出端与地之间。电压至电流转换器433a的电流输出端耦合于一输出端NRM1。输出电容434a与开关装置435a并联于输出端NRM1与地之间。输出端NRM1还耦合于抽样保持放大器431a的反相端，形成一反馈回路。另一方面，斜波产生器43b包含一抽样保持放大器431b、一抽样保持电容432b、一电压至电流转换器433b、一输出电容434b、以及一开关装置435b。抽样保持放大器431b的非反相端耦合于另一参考电压Vrefb，且其输出端耦合于电压至电流转换器433b的电压输入端。抽样保持电容432b连接于抽样保持放大器431b的输出端与地之间。电压至电流转换器433b的电流输出端耦合于另一输出端NRM2。输出电容434b与开关装置435b并联于输出端NRM2与地之间。输出端NRM2还耦合于抽样保持放大器431b的反相端，形成一反馈回路。
振荡信号产生器41的反相器419S的输出(亦即振荡信号PC2)是用以控制抽样保持放大器431a与开关装置435b。另一方面，振荡信号产生器41的反相器419R的输出(亦即振荡信号PC1)是用以控制抽样保持放大器431b与开关装置435a。在本发明中，开关装置435a与435b得分别由一开关晶体管所形成，例如NMOS晶体管、PMOS晶体管、或双载子晶体管。
兹将参照图5与图2(b)详细说明辅助信号产生器43如何产生辅助信号RM1与RM2。首先说明通过振荡信号PC1与PC2控制斜波产生器43a以产生辅助信号RM1的方法。当振荡信号PC1与PC2皆为LOW时，抽样保持放大器431a与开关装置435a皆关闭不导通。在此情况下，抽样保持电容432a所保持的固定电压经由电压至电流转换器433a而转换成固定电流，用以对输出电容434a充电。结果，输出端NRM1处的电压逐渐上升。当振荡信号PC1为HIGH且振荡信号PC2为LOW时，开关装置435a导通。在此情况下，输出电容434a经由导通的开关装置435a而放电至地且输出端NRM1经由导通的开关装置435a而连接于地。结果，输出端NRM1处的电压瞬间减少至地电位。因而，从输出端NRM1处即可获得所期望的辅助信号RM1。为了增进所获得的辅助信号RM1的稳定性，当振荡信号PC1为LOW且振荡信号PC2为HIGH时，抽样保持放大器431a导通而经由反馈回路比较输出端NRM1处的电压与参考电压Vrefa，从而输出一误差电压，对于由抽样保持电容432a所保持的电压进行反馈控制。因为抽样保持电容432a所保持的电压是经由电压至电流转换器433a而转换成电流，该电流决定输出端NRM1处的电压上升速率，所以从输出端NRM1处所获得的辅助信号RM1因反馈控制而提高稳定性。在图5与图2(b)所示的实施例中，既然振荡信号PC2变为HIGH的时间点是位于辅助信号RM1的二分之一周期处，故参考电压Vrefa可选定为辅助信号RM1的最大值Vmax的二分之一。请注意本发明不限于此，而可基于振荡信号PC2变为HIGH的时间点以及抽样保持放大器431a的非反相端所接收的反馈电压与输出端NRM1处的电压间的比例关系，选定适当的参考电压Vrefa，以达成所期望的反馈控制。
继而说明通过振荡信号PC1与PC2控制斜波产生器43b以产生辅助信号RM2的方法。当振荡信号PC1与PC2皆为LOW时，抽样保持放大器431b与开关装置435b皆关闭不导通。在此情况下，抽样保持电容432b所保持的固定电压经由电压至电流转换器433b而转换成固定电流，用以对输出电容434b充电。结果，输出端NRM2处的电压上升。当振荡信号PC1为LOW且振荡信号PC2为HIGH时，开关装置435b导通。在此情况下，输出电容434b经由导通的开关装置435b而放电至地且输出端NRM2经由导通的开关装置435b而连接于地。结果，输出端NRM2处的电压瞬间减少至地电位。因而，从输出端NRM2处即可获得所期望的辅助信号RM2。为了增进所获得的辅助信号RM2的稳定性，当振荡信号PC1为HIGH且振荡信号PC2为LOW时，抽样保持放大器431b导通而经由反馈回路比较输出端NRM2处的电压与参考电压Vrefb，从而输出一误差电压，对于由抽样保持电容432b所保持的电压进行反馈控制。因为抽样保持电容432b所保持的电压系经由电压至电流转换器433b而转换成电流，该电流决定输出端NRM2处的电压上升速率，所以从输出端NRM2处所获得的辅助信号RM2因反馈控制而提高稳定性。在图5与2(b)所示的实施例中，既然振荡信号PC1变为HIGH的时间点是位于辅助信号RM2的二分之一周期处，故参考电压Vrefb得选定为辅助信号RM2的最大值Vmax的二分之一。请注意本发明不限于此，而可基于振荡信号PC1变为HIGH的时间点以及抽样保持放大器431b的非反相端所接收的反馈电压与输出端NRM2处的电压间的比例关系，选定适当的参考电压Vrefb，以达成所期望的反馈控制。
图6显示依据本发明的多相位多波形同步振荡器26的第二例子的详细电路图。除了对于用以产生振荡信号PC1与PC2的电路与方法进行修改变化以外，图6所示的第二例子相同于图5所示的第一例子。因而，图6所示的电路组件中相似于图5的部份是使用相似于图5的参考符号来标示。为了简化说明起见，下文仅详细说明第二例子不同于第一例子之处。
如图6所示，第二例子使用第一与第二单发产生器(One ShotGenerator)611与612取代图5所示的第一例子的反相器419R与419S。具体而言，第一单发产生器611为一上升边沿单发产生器，其输入端耦合于闩锁器413的正常输出Q。每当第一单发产生器611侦测到正常输出Q的上升边沿时，第一单发产生器611即输出一具有预定的宽度例如100毫微秒的脉冲。既然正常输出Q的上升边沿发生于当振荡信号TR1到达波谷时，故第一单发产生器611产生所期望的振荡信号PC1。另一方面，第二单发产生器612为一下降边沿单发产生器，其输入端耦合于闩锁器413的正常输出Q。每当第二单发产生器612侦测到正常输出Q的下降边沿时，第二单发产生器612即输出一具有预定的宽度例如100毫微秒的脉冲。既然正常输出Q的下降边沿发生于当振荡信号TR1到达波峰时，故第二单发产生器612产生所期望的振荡信号PC2。
图6所示的第二例子提供一额外的优点如下所述。因为振荡信号PC1与PC2是通过分别使用第一与第二单发产生器611与612所产生，所以振荡信号PC1与PC2分别具有固定宽度的脉冲。如前所述，既然振荡信号PC1与PC2分别控制开关装置435a与435b，故固定宽度的脉冲确保输出电容434a与434b的放电时间固定，因而充电时间也固定。结果，辅助信号RM1与RM2的振幅稳定性更加获得改善。
在本发明的一实施例中，切换控制器22A至22D、反馈电路24A至24D、与多相位多波形振荡器26被整合于单一集成电路芯片中。转换电路23A至23D则形成为该单一集成电路芯片的外部电路，可实施成降压转换电路或升压转换电路，通常依据应用需求而设计。在本发明的另一实施例中，转换电路23A至23D中的功率切换晶体管25A至25D亦可与切换控制器22A至22D、反馈电路24A至24D、以及多相位多波形振荡器26整合于单一集成电路芯片中，使得仅转换电路23A至23D的其余部分形成为该单一集成电路芯片的外部电路。
再者，多相位多波形同步振荡器26亦可分离地形成一独立的集成电路芯片，随后经由配线耦合于包含有电源供应通道22A至22D的集成电路芯片。此外，多相位多波形同步振荡器26亦可输出多个振荡信号给多个具有独立封装的单一电源供应通道的集成电路芯片。
虽然本发明已通过较佳实施例作为例示加以说明，应了解者为本发明不限于此被描述的实施例。相反地，本发明意欲涵盖对于本领域的熟练技术人员而言是明显的各种修改与等同配置。因此，本发明的保护范围应根据最广的诠释，以包容所有此类修改与等同配置。
Claims (13)
1.一种改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，该切换式直流至直流转换器包含并联于一直流电压源与地之间的多个电源供应通道，用以转换该直流电压源成为彼此分离的多个直流输出电压，该方法包含：
产生具有一第一周期的一第一振荡信号，其中在该第一周期的每一周期中，该第一振荡信号具有一波峰、一波谷、从该波谷逐渐增加至该波峰的一上升部分、以及从该波峰逐渐减少至该波谷的一下降部分；
输入该第一振荡信号至该多个电源供应通道的一第一电源供应通道，使得该第一电源供应通道的至少一切换变迁发生于该第一振荡信号的该上升部分与该下降部分两者其中之一所涵盖的时间范围内；
产生具有一第二周期的一第二振荡信号，其中在该第二周期的每一周期中，该第二振荡信号具有一瞬间变迁的边沿，其中该瞬间变迁的边沿与该第一振荡信号的该波峰及该波谷两者其中之一同时发生；以及
输入该第二振荡信号至该多个电源供应通道的一第二电源供应通道，使得该第二电源供应通道的至少一切换变迁与该瞬间变迁的边沿同时发生，从而：
使该第一电源供应通道的该至少一切换变迁与该第二电源供应通道的该至少一切换变迁在时间上彼此分离地发生。
2.根据权利要求1所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，其中：
该第一振荡信号为一三角波振荡信号。
3.根据权利要求1所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，其中：
该第二振荡信号为一脉冲振荡信号，在该第二周期的每一周期中，具有一上升边沿、一脉冲宽度、与一下降边沿，并且该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿是指其的该上升边沿。
4.根据权利要求1所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
产生一第一辅助信号，其中该第一辅助信号为一斜波振荡信号，具有一上升部分与一下降边沿，使得该下降边沿与该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生，以及
输入该第一辅助信号至该第二电源供应通道。
5.根据权利要求4所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
在输入该第一辅助信号至该第二电源供应通道的该步骤之后，通过该第一辅助信号对于该第二电源供应通道进行电流模式反馈控制的斜率补偿。
6.根据权利要求1所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
产生具有一第三周期的一第三振荡信号，其中在该第三周期的每一周期中，该第三振荡信号具有一波峰、一波谷、从该波谷逐渐增加至该波峰的一上升部分、以及从该波峰逐渐减少至该波谷的一下降部分，使得该第三振荡信号的该波峰与该第一振荡信号的该波谷同时发生且该第三振荡信号的该波谷与该第一振荡信号的该波峰同时发生，以及
输入该第三振荡信号至该多个电源供应通道的一第三电源供应通道，使得该第三电源供应通道的至少一切换变迁发生于该第三振荡信号的该上升部分与该下降部分两者其中之一所涵盖的时间范围内，从而：
使该第三电源供应通道的该至少一切换变迁、该第一电源供应通道的该至少一切换变迁、与该第二电源供应通道的该至少一切换变迁在时间上彼此分离地发生。
7.根据权利要求6所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，其中：
该第三振荡信号的该产生步骤是通过使该第一振荡信号反相而实施。
8.根据权利要求6所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
产生具有一第四周期的一第四振荡信号，其中在该第四周期的每一周期中，该第四振荡信号具有一瞬间变迁的边沿，该瞬间变迁的边沿是与该第一振荡信号的该波峰及该波谷两者其中之一同时发生，且该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿与该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿间存在有一预定的时间偏移，以及
输入该第四振荡信号至该多个电源供应通道的一第四电源供应通道，使得该第四电源供应通道的至少一切换变迁与该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生，从而：
使该第四电源供应通道的该至少一切换变迁、该第一电源供应通道的该至少一切换变迁、该第二电源供应通道的该至少一切换变迁、与该第三电源供应通道的该至少一切换变迁在时间上彼此分离地发生。
9.根据权利要求1所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
产生具有一第四周期的一第四振荡信号，其中在该第四周期的每一周期中，该第四振荡信号具有一瞬间变迁的边沿，该瞬间变迁的边沿与该第一振荡信号的该波峰及该波谷两者其中之一同时发生，且该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿与该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿间存在有一预定的时间偏移，以及
输入该第四振荡信号至该多个电源供应通道的一第四电源供应通道，使得该第四电源供应通道的至少一切换变迁与该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生，从而：
使该第四电源供应通道的该至少一切换变迁、该第一电源供应通道的该至少一切换变迁、与该第二电源供应通道的该至少一切换变迁在时间上彼此分离地发生。
10.根据权利要求9所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，其中：
该第四振荡信号为一脉冲振荡信号，在该第四周期的每一周期中，具有一上升边沿、一脉冲宽度、与一下降边沿，并且该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿是指其的该上升边沿。
11.根据权利要求9所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
通过使用该第二振荡信号与该第四振荡信号而产生一第一辅助信号，其中该第一辅助信号为一斜波振荡信号，具有一上升部分与一下降边沿，使得该下降边沿与该第二振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生；
通过该第四振荡信号增强该第一辅助信号的稳定性；以及
输入该第一辅助信号至该第二电源供应通道。
12.根据权利要求9所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
通过使用该第二振荡信号与该第四振荡信号而产生一第二辅助信号，其中该第二辅助信号为一斜波振荡信号，具有一上升部分与一下降边沿，使得该下降边沿与该第四振荡信号的该瞬间变迁的边沿同时发生；
通过该第二振荡信号增强该第二辅助信号的稳定性；以及
输入该第二辅助信号至该第四电源供应通道。
13.根据权利要求12所述的改善切换式直流至直流转换器的瞬态噪声的方法，还包含：
在输入该第二辅助信号至该第四电源供应通道的该步骤之后，通过该第二辅助信号对于该第四电源供应通道进行电流模式反馈控制的斜率补偿。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2003101046023A CN100367642C (zh) | 2003-10-29 | 2003-10-29 | 改善具有多重输出电压的开关直流至直流转换器的瞬态噪声的方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2003101046023A CN100367642C (zh) | 2003-10-29 | 2003-10-29 | 改善具有多重输出电压的开关直流至直流转换器的瞬态噪声的方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1612452A true CN1612452A (zh) | 2005-05-04 |
| CN100367642C CN100367642C (zh) | 2008-02-06 |
Family
ID=34757032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB2003101046023A Expired - Fee Related CN100367642C (zh) | 2003-10-29 | 2003-10-29 | 改善具有多重输出电压的开关直流至直流转换器的瞬态噪声的方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN100367642C (zh) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101369776B (zh) * | 2007-08-13 | 2011-08-03 | 立锜科技股份有限公司 | 遮蔽切换噪声的切换式电压转换器及其方法 |
| CN102427294A (zh) * | 2011-09-14 | 2012-04-25 | 杭州矽力杰半导体技术有限公司 | 一种开关型调节器的恒定时间控制方法、控制电路以及应用其的开关型调节器 |
| CN104113215A (zh) * | 2012-11-27 | 2014-10-22 | 台达电子工业股份有限公司 | 直流对直流转换器及其控制方法 |
| CN104506022A (zh) * | 2014-12-15 | 2015-04-08 | 成都芯源系统有限公司 | 一种多路输出的开关变换器及其控制电路和控制方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6144194A (en) * | 1998-07-13 | 2000-11-07 | Linear Technology Corp. | Polyphase synchronous switching voltage regulators |
| US6246222B1 (en) * | 2000-08-30 | 2001-06-12 | National Semiconductor Corporation | Switching DC-to-DC converter and conversion method with rotation of control signal channels relative to paralleled power channels |
-
2003
- 2003-10-29 CN CNB2003101046023A patent/CN100367642C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101369776B (zh) * | 2007-08-13 | 2011-08-03 | 立锜科技股份有限公司 | 遮蔽切换噪声的切换式电压转换器及其方法 |
| CN102427294A (zh) * | 2011-09-14 | 2012-04-25 | 杭州矽力杰半导体技术有限公司 | 一种开关型调节器的恒定时间控制方法、控制电路以及应用其的开关型调节器 |
| CN102427294B (zh) * | 2011-09-14 | 2014-03-12 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种开关型调节器的恒定时间控制电路以及应用其的开关型调节器 |
| CN104113215A (zh) * | 2012-11-27 | 2014-10-22 | 台达电子工业股份有限公司 | 直流对直流转换器及其控制方法 |
| CN104113215B (zh) * | 2012-11-27 | 2017-03-22 | 台达电子工业股份有限公司 | 直流对直流转换器及其控制方法 |
| CN104506022A (zh) * | 2014-12-15 | 2015-04-08 | 成都芯源系统有限公司 | 一种多路输出的开关变换器及其控制电路和控制方法 |
| CN104506022B (zh) * | 2014-12-15 | 2017-02-22 | 成都芯源系统有限公司 | 一种多路输出的开关变换器及其控制电路和控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN100367642C (zh) | 2008-02-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11418117B2 (en) | Single inductor multi-output buck-boost converter and control method thereof | |
| CN202889198U (zh) | 一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路 | |
| CN1905340A (zh) | 控制非同步型dc－dc转换器的自举电容器充电的方法及装置 | |
| CN2919674Y (zh) | 电源转换器和带有电源转换器的电子装置 | |
| US6903537B2 (en) | Switching DC-to-DC converter with multiple output voltages | |
| US20090256537A1 (en) | Multiphase Voltage Regulators And Methods For Voltage Regulation | |
| US20060170400A1 (en) | Dual-input power converter and control methods thereof | |
| CN1603996A (zh) | 多相合成脉动电压稳压器同步法 | |
| CN101064473A (zh) | 多输出型dc/dc转换器 | |
| CN1591264A (zh) | 电压调节器 | |
| CN1822479A (zh) | 具有利用双斜坡的双边沿调制的脉冲宽度调制控制器 | |
| US10541599B2 (en) | Soft-start control circuit applied to DC-DC converting system | |
| CN102386755A (zh) | 双向直流对直流转换器的软启动系统、方法及装置 | |
| KR20080067960A (ko) | 삼각파 발생 회로, 그것을 이용한 인버터, 발광 장치, 액정텔레비전 | |
| CN1742421A (zh) | 具有程控相位选择的多相降压变换器 | |
| CN101507090B (zh) | 多输出多拓扑结构电压变换器 | |
| US20150097507A1 (en) | Motor driving apparatus | |
| CN109067178B (zh) | 一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统及方法 | |
| US11664747B2 (en) | Driving circuit and driving method | |
| CN1722588A (zh) | 直流电压转换器及转换直流电压的方法 | |
| CN102227863A (zh) | 快速恢复控制电路 | |
| CN102158082B (zh) | 一种具有多路输出的电源管理系统 | |
| KR101005463B1 (ko) | 직류/직류 변환기 및 그 구동방법 | |
| CN107947590B (zh) | 开关电容双向直流变换器单电源集成驱动电路及控制方法 | |
| CN1753292A (zh) | 电流模式pwm直流－直流变换器芯片内的锯齿波发生装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C56 | Change in the name or address of the patentee | ||
| CP01 | Change in the name or title of a patent holder |
Address after: Taiwan, China Patentee after: Global Mixed-mode Technology Inc. Address before: Taiwan, China Patentee before: Yuanchuang Science and Technology Co., Ltd. |
|
| C56 | Change in the name or address of the patentee |
Owner name: ZHIXIN TECHNOLOGY CO., LTD. Free format text: FORMER NAME: YUANCHUANG TECHNOLOGY CO., LTD. |
|
| C17 | Cessation of patent right | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20080206 Termination date: 20091130 |