CN1585392A - 正交频分多址系统中的自适应传输方案 - Google Patents

Abstract

正交频分多址系统中的自适应传输方案是一种用于正交频分多址蜂窝移动通信系统的自适应传输方案，为如下几个步骤：步骤1：初始化系统，根据实测的多径时延来选择插入OFDM系统的循环前缀的数目，再根据循环前缀数目，确定频域导频插入的频率，步骤2：由高层协议设定各种调制方式BPSK、QPSK、16QAM、64QAM的信纳比界值，将第1步获得的信纳比数值与各种调制方式对应的界值一一进行比较，步骤3：估计出多普勒频移，确定多普勒频移和帧长的乘积在哪个范围，步骤4：在每一组的第一个子载波，用格莱码来表示调制方式，用4个比特传送信号；步骤5：发送端根据接收到的TMC指令分配调制方式给下一帧数据，再发送出去。

Description

正交频分多址系统中的自适应传输方案

                           技术领域

本发明是一种用于正交频分多址(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing-OFDM)蜂窝移动通信系统的自适应传输方案，属于OFDM蜂窝移动通信系统传输技术领域。

                           背景技术

不断增长的无线多媒体业务的需求，要求在无线信道上进行可靠的高速率的数据通信。而在移动多径信道下进行宽带传输的主要问题，在于抗符号间干扰(Inter-symbol Interference，ISI)的能力。多载波通信由于其抗符号间干扰的能力引起了人们极大的兴趣。OFDM作为多载波通信技术的一种，具有广阔的前景。OFDM是一种并行传输方法，它使用很多子载波来并行发送信息符号从而降低了符号速率，这样每个子载波经历的都是平坦衰落信道，同时在发射符号中插入比信道延时扩展更长的保护间隔来避免块干扰(Inter-block Interference，IBI)。由于系统的数据吞吐量是所有并行信道吞吐量之和，因此我们设计高速率数据的系统时，只要保持符号持续时间比信道记忆长得多，就可以避免采用信道均衡技术，从而降低复杂度。OFDM是一个很好的抗多径衰落的途径。

无线信道的时变特性限制了传统无线通信系统的容量，为了提高系统的频谱效率，人们提出了自适应传输系统即根据信道特性来自适应地选择包括循环前缀的长度、子载波数目、编码码率、导频插入密度、交织长度、功率和调制方式等发送参数，这样可以最大限度的利用信道特性，使得系统容量逼近香农容量。如果对以上这些参数都进行自适应调整，则调整的参数太多，复杂度太高，系统资源也会占用太多，因此需要有效地选择合适的自适应调整的参数。考虑到可以通过现场测试得到在各种环境下的平均时延，因而循环前缀长度和子载波数目可以根据测试结果设定为定值。大多数纠错码用于纠正随机信道错误，但是由移动无线信道引起的错误通常是突发的，交织被用于随机化突发信道错误，从而使得纠错码变得更加有效。另外，交织去除了信道状态的记忆。但是低多普勒频移的情况下，由于信道之间相关性很大，需要使用长交织，这样会带来很大的延时。所以交织只适用于多普勒频移较大的情况。而采用自适应调制方式，会使得信道衰落对系统性能的影响趋于一致，突发错误也被随机化了。而自适应调制也受限于信道的相关性，在高多普勒频移下，自适应调制的性能会变差。如何有效地调整这些参数，从而使得在复杂度比较低时，系统仍然有较好的性能，是自适应传输系统设计的关键。

                              发明内容

技术问题：本发明的目的是提出一种正交频分多址系统中的自适应传输方案，该方案将自适应调制、交织、功率控制以及导频插入技术有机地结合在一起，该方案在保持较低复杂度的基础上，可以获得较大的增益。

技术方案：本发明的自适应传输方案可以表示为如下几个步骤：

步骤1：初始化系统，根据实测的多径时延来选择插入OFDM系统的循环前缀的数目，在OFDM系统中，循环前缀的数目要大于多径时延的数目，这样才能避免符号间的干扰。再根据循环前缀数目，确定频域导频插入的频率，而频域插入导频的个数也应该选择大于归一化的最大时延，取过采样值为2，即频域插入导频的频率为循环前缀长度的两倍，从而相邻导频之间的符号数为子载波数除以插入导频频率。而在OFDM系统中，可以对连续的几个子载波采用相同的调制方式。选择相同调制方式的组数等于子载波数除以选择相同调制方式的连续子载波的个数，根据频率选择性信道的特性，选择相同调制方式的组数与其频域插入导频的数目一致，每一组根据该组频域上的平均信纳比选择相同的调制方式。开始发送导频信号。

步骤2：由高层协议设定各种调制方式(BPSK，QPSK，16QAM，64QAM等)的信纳比界值，将第1步获得的信纳比数值与各种调制方式对应的界值一一进行比较，就可以知道与信纳比最接近的调制方式的界值，从而选择相应的发送端调制方式；

步骤3：估计出多普勒频移，确定多普勒频移和帧长的乘积在哪个范围，选择合适的模式，分为以下三种情况(其中f_D表示最大多普勒频移，而T_F表示一帧的时间长度)：

当f_DT_F≤0.022时，可以直接通过当前的信道状态来确定下一帧的调制方式，并且采用当前的信道状态确定下一帧采用的功率分配方式，对每个OFDM符号，对信道条件差的子载波不分配功率，而对信道条件好的子载波平均地分配功率，同时保持瞬时总功率一定，这样可以最大限度地利用信道。在时域，导频插入密度为0.005，不使用交织器。

当0.022/T_F＜f_D≤0.2/T_F时，需要对信道参数进行预测，然后再确定采用什么调制方式，可以将每一组子载波的信道估计参数都送进同样的预测滤波器，再进行平均，从而可以减少复杂度。此时在各个子载波上平均地分配功率。时域导频插入密度为0.09，不使用交织器。

当f_D＞0.2/T_F时，采用长期平均信纳比来选择调制方式，而且采用时域频域混合交织来提高编码性能。导频插入密度取0.15。

步骤4：在每一组的第一个子载波，选择合适的Gray(格莱)码来表示调制方式，用4个比特传送信号。对调制方式用Gray码来表示，用发送调制方式指令(Transmit Modulation Command，TMC)反馈给发送端。这个指令包括两个部分，第一个比特确定是否需要反馈调制方式，后面几个比特则是用Gray码表示采用的是哪种调制方式。同样的，发送端也以相同的方式来分配TMC指令，这样就可以完成自适应的反馈调制方式。

步骤5：发送端根据接收到的TMC指令分配调制方式给下一帧数据，再发送出去。

有益效果：该方案将自适应调制、交织、功率控制以及导频插入技术有机地结合在一起，通过对FDD方式下的自适应调制技术进行了研究，提出了在平坦衰落下的迭代的自适应调制的方案。即根据多普勒频移和帧长度的乘积自适应的选择不同调制模式从而获得比较好的性能与复杂度的折衷。仿真结果表明了在不同的多普勒频移和帧时间长度的乘积范围内，选择不同模式可以获得最大的频谱效率。采用自适应调制时，系统的频谱效率随着该乘积的增加而逐渐降低。即自适应调制是有一定的范围限制的，超过了这个范围，自适应调制方式的频谱效率反而低于固定调制方式的频谱效率。该方案通过不同模式的选取，保证了在低复杂度的基础上，能降低开销的比例，最大限度的利用频谱效率，较大幅度地提高系统的吞吐量，改善系统误码率性能。

                            附图说明

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明。

图1是频分复用(Frequency Division Duplex，FDD)模式下的采用自适应链路的OFDM系统结构框图。

图2是FDD方式的下行自适应调制示意图。

图3是FDD方式下的反馈时序图。

图4是自适应链路系统的实现流程示意图。

图5是OFDM系统中交织与不交织性能的比较。

图6表示OFDM系统中的各个子载波的信噪比。

图7表示不同的组数下调制方式的正确判断概率。

图8是不同分配组数下的频谱效率的比较。

                        具体实施方式

以下对发明中的各个组成部分分别加以论述。

1、交织模式

在步骤3中，需要确定交织的模式。交织主要通过改变相邻比特的相关性，从而更好地达到分集的效果。有很多文献对自适应交织进行了研究，有文献根据已知的信道状态信息(Channel State Information，CSI)将信道分成好、坏两种状态，通过交织使得这两个状态在OFDM系统的频域交错出现，从而使Viterbi译码更为有效，而在收发两端采用相同的预测器可以实现这种算法的同步。而另外有文献利用信道的马尔可夫模型研究交织在不同衰落条件下的性能以及交织长度和深度对误码率的影响从而选择合适的交织长度和深度。

在OFDM系统中，由于时域和频域都有相关性，所以交织在二维进行。假定块交织为R行C列，编码后的比特按行读到矩阵内，并按列读出。定义交织深度为行数R，交织长度为列数C，交织深度R应该大于最大突发错误，而交织长度应该大于解码限制长度和相干带宽。交织需要存储，所以有延时。交织的维数是延时与性能的折衷。在时域上，交织深度应该不小于相干时间所包含的符号数目，时域的交织长度导致了系统的延时；在频域上，交织深度和解码限制长度和相干带宽有关，交织深度应该大于相干带宽和解码限制长度。

2、导频插入样式

步骤1和步骤3分别确定了频域和时域导频插入模式。导频可以按照不同的样式插入到OFDM系统中，不同的插入模式会带来不同的信道估计性能。当导频插入的密度满足二维采样定理时，采用二维导频插入样式可以提高信道估计的性能，但是这样的复杂度很高，因此将其分解为两个一维的问题，在时域和频域中将导频信号均匀地插入到子载波中，并分别经过两个一维滤波器来实现信道估计。

根据采样定理，在频域的采样频率必须满足

N/D_f＞τ_max·B                      (1)其中，N为子载波数，D_f为相邻导频之间插入的子载波数目，而τ_max为最大时延周期，插入的导频个数应该大于归一化的最大时延。

根据采样定理，在时域中应该满足

$\frac{1}{D_t{T}_s}>2f_D----\left(2\right)$

其中f_D是信道的最大多普勒频移，D_t为导频之间相隔的OFDM符号数。

事实上，信道估计的性能是导频插入密度和频谱效率的折衷，导频插入密度越大，信道估计越准确，频谱效率就越低，而导频插入密度越小，虽然数据的比例越大，但是信道估计越不准确，从而导致接收机误码率性能降低，这样也降低了频谱效率。一般我们取过采样值为2。

 3、FDD(frequency division duplex)方式下的自适应调制结构

 对于闭环方式，自适应调制有以下两个问题：

 1)、如何可靠地反馈信道质量信息到发送端。

 2)、在实际的信道环境下调制方式的反馈速率。

综合以上分析，我们提出了自适应调制的结构，在FDD方式下，本方案所采用的下行自适应调制的结构框图如图2所示，上行自适应调制方式是与之相对称的。具体自适应调制步骤如下：

[1]首先选择初始传输调制方式，进行上行和下行同步。

[2]为了获得几种调制方式信纳比的界值，可以通过高层外环控制来为每一个连接调节其目标信纳比。

[3]在接收端，利用接收到的数据计算出接收到的一帧数据的信纳比，再选择合适的算法对信纳比进行预测，根据预测出的信纳比，选择合适的调制方式，对于可选择的调制方式种类，分别对应于一个Gray码，比如总共有6种调制方式，可以用3个比特的不同Gray码来表示。并在接收端采用自适应反馈速率的方式，为了有效的实现这种方式，在Gray码前再加一比特位来表示是否有调制方式发送，如果是‘0’，表示没有调制方式发送，发射机的调制方式保持和前一帧一致，这样后面几个传输调制方式的比特可以用来传输其他的信息，节约了资源，如果是‘1’，则表示有调制方式发送。发射机根据所接收到的调制方式来改变下一帧的调制方式。这样就可以简单而有效地实现自适应反馈速率方案。

[4]将调制方式反馈到发送端并且选择下一帧的调制方式。

4、FDD方式下的反馈时序

在这里假定一帧的时间长度固定不变，而反馈的时间以及信号处理的时间假定小于一帧的时间长度，即完全可以通过反馈过来的信息调整下一帧的调制方式，则其自适应调制的时序类似于闭环功控指令反馈的时序，即在允许一定的延迟下控制调制方式的变化。其反馈时序如图3所示，其中Pilot为导频符号，TCI为发送的控制指令，而TMC为发送的调制方式指令，DATA为要发送的数据，导频和数据是时分复用的。每一帧包括发送的指令、数据、导频。假定系统处于完全同步的情况下，首先根据接收到的前一帧的下行发送导频的信纳比来确定当前上行的调制方式指令即TMC指令，并且根据当前下行发送的TMC指令来确定下一帧上行数据的调制方式，而其当前下行发送的TMC指令又是由前一帧上行发送导频的信纳比所决定的，并且根据当前上行发送的TMC指令来确定下一帧下行数据的调制方式，即当前每一帧上行数据的调制方式是由上一帧下行链路的TMC指令所确定的，而当前每一帧下行数据的调制方式都是由上一帧上行链路的TMC指令所确定的。通过这种方式，闭环自适应调制方式可以进行良好的工作。

5、系统的结构框图

从图1可以看出，发送的数据存放在缓冲区里，假定系统带宽一定，一帧所包含的OFDM的符号数也一定。根据多普勒频移的范围，选择合适的导频插入模式，确定一帧的导频插入位置，将导频所在位置置‘1’。然后根据各个子载波分配的调制方式，去除导频插入符号所占子载波位置，计算出每一个OFDM符号所包含的比特数即各个子载波发送比特数之和，再根据编码速率，确定一帧的发送比特数，从缓冲区提取对应长度的数据比特，进行信道编码，并对编码后的比特进行交织，再经过串并转换，将单载波转换成N个子载波，最后进行数据发送，每个子载波将根据分配的调制方式将比特调制成符号，而导频插入位置始终为1。每个子载波根据其各自的衰落来决定分配的调制方式。可以看出，该系统的符号速率保持不变，但比特速率是不断变化的。IFFT变换后进行并串转换，然后再加上循环前缀，经过多径信道后，在接收机首先去除循环前缀，再进行串并转换和FFT计算。然后在每个子载波上分离导频和数据，再根据每个子载波上不同的调制方式，分离出符号的软信息。最后进行并串转换，解交织，信道解码，最后输出比特流。

 6、迭代的自适应调制方案

考虑在一帧数据内，通过当前帧导频的信纳比来近似表示下一帧数据的信纳比，从而确定数据的调制方式，这种方式的准确程度依赖于导频和数据信纳比的相关性，只有当相关性很大时，以导频信纳比进行近似才会比较准确。而下一帧的导频信纳比，需要通过预测来得到。对于平坦衰落的瞬时信纳比，可以由以下公式来表示：

$r_i={\left|g_i\right|}^2\·\frac{E_s}{N_0}----\left(3\right)$

其中，g_i为第i个采样点的信道参数，为复高斯过程。E_s/N₀为平均的符号信噪比，它可以通过对接收到的信号进行长期平均获得。

而对于任意两个采样点的信纳比的相关性，可以由以下的公式来表示：

$\frac{E\left[{\mathrm{\γ}}_i{\mathrm{\γ}}_m\right]}{E\left[{\mathrm{\γ}}_i{\mathrm{\γ}}_i\right]}=\frac{E_s^2/N_0^2\·E\left[{\left|g_i\right|}^2{\left|g_m\right|}^2\right]}{E_s^2/N_0^2\·E\left[{\left|g_i\right|}^2\right|g_i{|}^2]}=\frac{E\left[{\left|g_i\right|}^2{\left|g_m\right|}^2\right]}{E\left[{\left|g_i\right|}^2{\left|g_i\right|}^2\right]}=0.5*(1+J_0^2\left(2\mathrm{\π}{f}_D{T}_s(i-m)\right))----\left(4\right)$

其中，J₀(x)为第一类零阶贝塞尔函数，T_s为相邻信道采样点之间的时间，即采样时间。

由上式可以看出，两个信纳比的相关性完全取决于f_D和T_s和(i-m)的乘积。当其乘积很大时，表明这两个信纳比的相关系数很小，也就是说，采用前一个信纳比以及再前面的信纳比不能准确预测后面的信纳比。一帧的平均信纳比就是对一帧内所有瞬时的信纳比进行平均。考虑两个极端的情况，当f_D为0时，式(4)的值为1，表示平均信纳比是完全相关的，在这个情况下，平均信纳比没有变化，即两个信纳比可以完全互相表示。当f_D趋于无穷大时，其相关值趋于0.5，即表示完全不相关的，则每一帧的平均信纳比可以看成是由很多完全不相关的信纳比状态所组成，由中心极限定理，平均信纳比可以看成是高斯噪声，即互相是不相关的，在这种情况下，不能由当前和过去的平均信纳比预测出下一帧的平均信纳比的，也不能用当前信纳比直接选择下一帧的调制方式的。由此可见，自适应调制是有一定范围的限制的。

首先考虑平均信纳比相关性很大的情况，在这种情况下，可以直接由当前的导频信纳比来确定下一帧的调制方式，即信道质量参数不需要进行预测，令T_F表示一帧的时间间隔。两个相邻帧的平均信纳比可以看成是相隔为T_F的瞬时信纳比的平均，不需要预测则表示在时间间隔为T_F的瞬时信纳比的包络的差别很小，考虑到自适应调制只要信纳比在一定的界值范围内，且再考虑到估计误差，则选定在一帧的范围内，其包络的均方差保持在0.5dB内，即

$\frac{E{[{\left|g_{i+M+1}\right|}^2-{\left|g_i\right|}^2]}^2}{E\left[{\left|g_i\right|}^4\right]}=1-J_0^2\left(2\mathrm{\π}{f}_D{T}_F\right)\≤0.01----\left(5\right)$

其中M表示一帧的符号数。可以计算出

             f_DT_F≤0.022                  (6)

当f_D≤0.022/T_F时，不需要预测，仅仅采用当前的平均信纳比来表示下一个帧的平均信纳比，此时的频谱效率接近于预测的频谱效率。

由于信纳比可以预测的前提就是其信道包络之间的相关性比较大，而当相关性比较小时，则预测本身并不准确，而且由导频信纳比直接来表示数据信纳比本身也不准确，同时考虑到信道估计误差的影响，因而选择信纳比的预测误差比较小，可以得出

             f_DT_F≤0.2                    (7)

当0.022/T_F＜f_D≤0.2/T_F时，可以通过平均信道参数预测得到下一帧导频的平均信纳比，这样可以通过预测出来的平均信纳比来选择下一帧的调制方式。

而当f_DT_F＞0.2时，即f_D＞0.2/T_F，由于两个相邻帧的平均信纳比的相关性比较小，预测并不准确，并且导频的平均信纳比不能表示数据的平均信纳比。另一方面，在一帧范围内包含了很多种属于不同调制方式下的信道状态，经过平均以后，相邻几帧内的平均信纳比的相关性也很小，即系统跟踪不上平均信纳比的变化，不能根据这个变化而正确的选择调制方式，所以自适应调制方式在这种情况下是不适用的，此时采用长期固定的调制方式更合适，即根据长期的平均信纳比和信道条件，选择出合适的调制方式。

根据以上所述，我们提出一种根据多普勒频移和帧时间长度的乘积而改变模式的迭代自适应调制方案，其过程如下所述：

第一步：初始化参数，建立上行和下行同步，开始发导频。

第二步：根据接收到的信号计算出f_D和导频的平均信纳比，根据f_D的值选择合适的调制模式。当f_D≤0.022/T_F时，直接将当前估计的导频平均信纳比存入储存器，当0.022/T_F＜f_D≤0.2/T_F时，利用当前的平均信纳比和前面的平均信纳比对下一帧的平均信纳比进行预测，并将预测出来的信纳比存入储存器，当f_D＞0.2/T_F时，则采用固定的调制方式，将计算出来的长期的平均信纳比存入储存器。

第三步：通过高层外环控制可以获得几种调制方式的界值。根据以上所获得的信纳比和调制方式界值进行比较，则可以获得相应的发送端调制方式。

第四步：对调制方式用Gray码来表示，FDD方式下用TMC指令反馈给发送端，TDD方式下将TMC发送给接收端。这个指令包括两个部分，第一个比特确定是否需要反馈，后面几个比特则是用Gray码表示哪种调制方式。同样的，发送端也以相同的方式来分配TMC指令，这样就可以完成自适应的反馈调制方式。

第五步：发送端根据接收到的TMC指令分配调制方式给下一帧数据，再发送出去。

7、多普勒频移估计

本方案提出的自适应链路算法是基于多普勒频移和帧长的乘积已知的情况的。帧长本身已知，所以要对多普勒频移进行估计。

当接收机移动速度为V，移动方向与反射体(散射体)的径向夹角为θ时，多普勒扩展为f＝Vcosθ/λ＝f_Dcosθ，其中，λ为载波波长，f_D＝V/λ为最大多普勒扩展，也就是我们所要估计的多普勒频移。综合已有的文献，我们对5种多普勒频移估计器进行对比分析。这些估计器分为三类：一是基于协方差的估计器，包括基于均方对数包络差分的估计器和基于信道自相关函数(ACF：Autocorrelation function)的估计器；二是基于包络各阶过零率(ZCR：Zero CrossingRate)的估计器，包括基于电平通过率(LCR：Level Crossing Rate)的估计器；三是基于信道相位特性的估计器。综合考虑精确度和复杂度两方面，本发明中选择基于信道自相关函数的估计器。

在单载波系统中，利用最强径在时域中的相关性对多普勒进行估计，但是，在OFDM系统中，信道估计直接在频域进行，因而需要利用频域的信道估计值。各个频点的信道值的相关系数可以写作：

其中，H_m(k)为信道估计值，m为频域坐标，k为时域坐标，T_S为符号间隔。可见任意选定一个子载波，其上的频域信道估计值在时域中的相关函数仍然是贝塞尔函数。

在这里采用零点方法，当lag即n为l₀时，信道参数的自相关函数为0，则有：

$f_D=\frac{2.405}{2\mathrm{\π}{T}_s{l}_0}----\left(9\right)$

该算法比较精确，复杂度较高，需要多次搜索零点，但比较稳定。通过计算得到f_D，可以对上述的自适应链路系统进行不同模式的选择。

8、OFDM系统中自适应链路技术

OFDM系统的每个子载波所经历的信道是平坦衰落信道，所以自适应调制方案可以分为以下几种情况，

1)每个子载波采用不同的调制方式，这种方式频谱效率最高，因为可以实时的根据每个子载波本身的信道衰落特性选择不同的调制方式，最大限度地利用频率选择性信道。但是由于要对每个子载波估计的信道参数都进行信道预测，复杂度比较高，可以通过采用同样的预测滤波器来简化，即在多普勒频移一定的情况下，相关系数一定，所有预测滤波器的系数也相同，这样就大大简化了复杂度。但是在TDD方式下每一个子载波需要实时的通知接收机采用了什么调制方式，在FDD方式下，对所有预测出的调制方式都进行反馈，资源浪费比较大。

2)每个子载波采用相同的调制方式，从理论上来说，采用相同的调制方式效率很低，因为信道属于频率选择性信道，在每个频带所经历的信道衰落不一样，如果采用同样的调制方式，则不能利用频率上的信息，只能对信道在时域的好坏起作用。

几个连续的子载波一组，每一组采用相同的调制方式，这是复杂度和性能的折衷。分配的组数越多，每一种调制方式所代表的子载波数目就越少，则资源浪费越多，处理越复杂，但是频谱利用率就越高。当组数为子载波数时，就是上述第1种情况；当组数为1时，该系统就为上述第二种情况下的系统。为了确保调制方式选择的正确性，分配的组数应该大于归一化的多径时延。同样取过采样值为2，这样就可以计算出，每一组包含的子载波数的约束与插入导频之间相隔的数目相同。

Claims (1)

1、一种正交频分多址系统中的自适应传输方案，其特征在于自适应传输过程为如下几个步骤：

步骤1：初始化系统，根据实测的多径时延来选择插入OFDM系统的循环前缀的数目，再根据循环前缀数目，确定频域导频插入的频率，而频域插入导频的个数选择大于归一化的最大时延，取过采样值为2，即频域插入导频的频率为循环前缀长度的两倍，从而相邻导频之间的符号数为子载波数除以插入导频频率；在OFDM系统中，对连续的几个子载波采用相同的调制方式；选择相同调制方式的组数等于子载波数除以选择相同调制方式的连续子载波的个数，根据频率选择性信道的特性，选择相同调制方式的组数与其频域插入导频的数目一致，每一组根据该组频域上的平均信纳比选择相同的调制方式，开始发送导频信号；

步骤2：由高层协议设定各种调制方式BPSK、QPSK、16QAM、64QAM的信纳比界值，将第1步获得的信纳比数值与各种调制方式对应的界值一一进行比较，就可以知道与信纳比最接近的调制方式的界值，从而选择相应的发送端调制方式；

步骤3：估计出多普勒频移，确定多普勒频移和帧长的乘积在哪个范围，根据以下三种情况，选择合适的模式；其中f_D表示最大多普勒频移，而T_F表示一帧的时间长度：

当f_DT_F≤0.022时，可以直接通过当前的信道状态来确定下一帧的调制方式，并且采用当前的信道状态确定下一帧采用的功率分配方式，对每个OFDM符号，对信道条件差的子载波不分配功率，而对信道条件好的子载波平均地分配功率，同时保持瞬时总功率一定，这样可以最大限度地利用信道；在时域，导频插入密度为0.005，不使用交织器；

当0.022/T_F＜f_D≤0.2/T_F时，需要对信道参数进行预测，然后再确定采用什么调制方式，可以将每一组子载波的信道估计参数都送进同样的预测滤波器，再进行平均，从而可以减少复杂度；此时在各个子载波上平均地分配功率；时域导频插入密度为0.09，不使用交织器；

当f_D＞0.2/T_F时，采用长期平均信纳比来选择调制方式，而且采用时域频域混合交织来提高编码性能；导频插入密度取0.15；

步骤4：在每一组的第一个子载波，用格莱码来表示调制方式，用4个比特传送信号；对调制方式用格莱码来表示，用发送调制方式指令反馈给发送端；这个指令包括两个部分，第一个比特确定是否需要反馈调制方式，后面几个比特则是用Gray码表示采用的是哪种调制方式；同样的，发送端也以相同的方式来分配TMC指令，这样就可以完成自适应的反馈调制方式；

步骤5：发送端根据接收到的TMC指令分配调制方式给下一帧数据，再发送出去。

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