CN1574716A - 时分同步码分多址的信道判断方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及时分同步码分多址(TD－SCDMA)，特别是一种时分同步码分多址的信道判断方法，该方法把掩蔽(masking)应用于利用复杂度较小的单一周期相关器的信道估计器，能够增加可估计信道分接数，提高接收机的效率。本发明由如下几个步骤构成：接收步骤，接收包括中间码序列(midamble)在内的数据；计算步骤，利用上述中间码序列，计算最大为16片上延时(chip delay)的估计信道值；掩蔽步骤，把上述计算的估计信道值中与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0；译码步骤，利用上述掩蔽的估计信道值对上述数据进行译码。因此，本发明的效果是能够缓解了联合信道估计器的信道分接数的限制，在性能与复杂度方面获得较大增益，提高接收机的效率。

Description

时分同步码分多址的信道判断方法

技术领域

本发明涉及时分同步码分多址(TD-SCDMA)，特别是一种时分同步码分多址的信道判断方法，该方法把掩蔽应用于利用复杂度较小的单一周期相关器的信道估计器，能够增加可估计信道分接数，提高接收机的效率。

背景技术

在第3代(3G)时分同步码分多址(Time Division Synchronous CodeDivision Multiple Access：TD-SCDMA)中，一个时隙(Time Slot)的传输长度为144码片(Chip)、周期为128的中间码序列，在接收机中，利用上述中间码序列，进行信道判断。

而且，分配给各代码的中间码序列是移动(shift)基本中间码的序列。即，具有中间码偏移(offset)的中间码序列被分配给各信道。下面说明中间码序列和利用该中间码序列的信道判断的相关内容。

在TD-SCDMA中，任意的基本中间码序列可以如数学式1一样表示。

【数学式1】

m_P＝(m₁，m₂，...，m_P)

定义了共128个基本中间码序列，这些内容在3GPP TS 25.331的附件B.1中已经详细标明。使用四相移键控(Quadrature Phase Shift Keying：QPSK)时，二进制基本中间码(binary basic midamble)序列变换为数学式2所示的复数形态。

【数学式2】

m _P＝( m ₁， m ₂，...， m _P)   m _i＝(j)ⁱ·m_i for all i＝1..，.，P

而且，为了获得分配给各代码的训练(training)序列，作为二进制基本中间码序列的 m _P周期性地扩展至数学式3所示的大小。

【数学式3】

i_max＝L_m+(K-1)W

因此，扩展的序列可以如数学式4一样表示。

【数学式4】

$\underset{\‾}{m}=({\underset{\‾}{m}}_1,{\underset{\‾}{m}}_2,...,{\underset{\‾}{m}}_{i_{\max }})=({\underset{\‾}{m}}_1,{\underset{\‾}{m}}_2,...,{\underset{\‾}{m}}_{L_m+(K-1)W})$

利用该序列，第k号用户的长度L_m＝144的m^(k)序列可以如数学式5一样表示，各个元素 m _i ^(k)使用序列 m如数学式6所示。

【数学式5】

${\underset{\‾}{m}}^{\left(k\right)}=({\underset{\‾}{m}}_1^{\left(k\right)},{\underset{\‾}{m}}_2^{\left(k\right)},...,{\underset{\‾}{m}}_{L_m}^{\left(k\right)})$

【数学式6】

${\underset{\‾}{m}}_i^{\left(k\right)}={\underset{\‾}{m}}_{i+(K-k)W}$

此时使用的用户数K与作为中间码偏移的W由数学式7决定。

【数学式7】

K＝2，4，6，8，10，12，14，16，

P＝128

Note：

that denotes the largest integer number less or equal to x.

另外，作为TD-SCDMA中使用的信道判断方法，使用的是最小平方算法(Least Square Algorithm)，这种算法可以利用基本中间码的良好自我相关特性，使性能实现最大化。下面利用图1所示的简单的信道判断系统模块来说明这种信道判断方法。

如图1所示，关于中间码的接收信号可以如数学式8一样表示。

【数学式8】

y＝Mh+n

其中，复数信道脉冲响应h表示为[h_L，1，h_L，2]^T，n表示外部输入的噪音样本。而且，对各信道的脉冲响应如数学式9如示。

【数学式9】

另外，如果象数学式10一样定义各信道的中间码序列矩阵(midamble sequence matrix)，那么矩阵M可以象数学式11一样表示。

【数学式10】

$M_n=\left[\begin{array}{cccc}{m}_{L,n}& \mathrm{\Λ}& m_{1,n}& m_{0,n}\\ m_{L+1,n}& \mathrm{\Λ}& m_{2,n}& m_{1,n}\\ M& & M& M\\ m_{L+P-1,n}& \mathrm{\Λ}& m_{P,n}& m_{P-1,n}\end{array}\right]$

其中，P表示基本中间码序列的周期，L定义为保护周期(Guard Period)。

【数学式11】

M＝[M₁M₂]

另外，最小平方算法是在所有信道中对错误平方实现了最小化的寻找信道脉冲响应的算法，所以，估计的信道脉冲响应可以根据最小平方算法，象数学式12一样表示。

【数学式12】

$\hat{h}=\underset{h}{\arg \min }{\left|\right|y-\mathrm{Mh}\left|\right|}^2={\left(M^{H}M\right)}^{-1}{M}^{H}y$

该结果是对信道系数的最佳估计。

另外，基本中间码序列具有良好的周期性自我相关。因此，在最小平方算法中，可称为相关矩阵的M^HM呈现出几乎近似对角矩阵(diagonal matrix)的形态。如果利用该性质，则可从最小平方算法出发，进行简单的信道估计。如果从理想的角度把M^HM称为对角矩阵，那么象数学式13一样，信道脉冲响应被简化。

【数学式13】

$\hat{h}=\frac{1}{P}{M}^{H}y$

下面参照图1和图2，对使用具有这种特性的中间码序列和具有各信道脉冲响应的单一周期相关器(single cyclic correlator)的以往TD-SCDMA信道判断方法进行说明。

如图2a所示，分配给各信道的中间码序列在分配时，其在基本中间码序列中具有中间码偏移(W)(M1，M2，M3..)。如果接收机接收到上述分配给各信道的中间码序列，那么，接收机利用单一周期相关器，计算各信道的估计信道值，即相关值。

这时，上述计算的相关值计算至比中间码偏移小的片上延时，利用计算的该相关值对接收的数据进行译码。即，估计信道值受上述中间码偏移(W)的限制。例如，如数学式7所示，如果用户数K是10，则中间码偏移是12，接收机使用从0片至11片的估计信道值(相关值)，以对数据进行译码。

但是，由上述可知，基本中间码序列以移动的形态分配给各用户，中间码偏移(W)随各用户数的不同而不同。因此在以往的TD-SCDMA中存在如下问题，即，当使用码片级联合信道估计器时，如图2所示，最大信道分接数受到中间码偏移(W)的限制，由于其它用户的序列不同于象实际第一个用户的W那样移动的序列，具有很大的相关值，所以在联合信道估计器中寻求逆矩阵时，无法获得所需的值。

同时还存在以下问题，当产生了比上述中间码偏移大的信道路径时，联合信道估计器无法还原比该中间码偏移大的信道路径。

发明内容

因此，鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种时分同步码分多址的信道判断方法，该方法是单一周期相关器计算最多16片上延时的估计信道值，在计算的该估计信道值中，把与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0，从而能够缓解联合信道估计器的信道分接数限制，在性能与复杂度方面获得较大增益，提高接收机的效率。

为实现上述目的，本发明的特征是由如下几个步骤构成：接收步骤，接收包括中间码序列(midamble)在内的数据；计算步骤，利用上述中间码序列，计算最大为16片上延时的估计信道值；掩蔽步骤，把上述计算的估计信道值中与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0；译码步骤，利用上述掩蔽的估计信道值对上述数据进行译码。

本发明的另一特征是：利用上述中间码序列对估计信道值进行的计算是由单一周期相关器完成的。

附图说明

图1是普通信道估计器模型的框图。

图2是显示以往技术中使用的中间码序列与基于该序列的相关值的示图。

图3是本发明时分同步码分多址的信道判断方法的流程图。

图4是显示本发明使用的中间码序列与基于该序列的相关值的示图。

具体实施方式

下面参照附图，说明具有上述特征的本发明时分同步码分多址的信道判断方法的一个有益实施例。

在TD-SCDMA，默认存在16片的保护周期，从理论上而言，16片上延时的信道路径也可以复原。本发明旨在利用简单的信道估计器(Channel Estimator)，即利用单一周期相关器，增加曾被中间码偏移(W)限制的信道分接数，提高接收机的效率。

其中，上述单一周期相关器是单纯地利用各序列，使用周期相关器获得信道脉冲响应的方法，虽然性能不如联合信道估计器，但当存在比中间码偏移大的信道路径时，通过单纯的掩蔽，便能够复原比该中间码偏移大的信道路径的信号。即，本发明把与中间码偏移相应的脉冲响应值掩蔽为0，把与该中间码偏移相应的估计信道值设为0，利用掩蔽的该估计信道值(0至15片)，对接收的数据进行译码。

下面说明使用单一周期相关器的本发明时分同步码分多址(TD-SCDMA)信道判断方法的动作。

图3是本发明时分同步码分多址的信道判断方法的流程图。如图所示，其动作流程包括如下几个步骤：检测步骤，从各信道接收数据，从接收的该数据中检测出中间码序列；计算步骤，利用上述中间码序列，计算最大为16片上延时的估计信道值；掩蔽步骤，把上述计算的估计信道值中与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0；译码步骤，利用上述掩蔽的估计信道值对数据进行译码。

这时，利用上述中间码序列对估计信道值的计算由单一周期相关器完成。

下面参照图4，说明由上述步骤构成的本发明的动作。

首先，接收机接收通过各信道接收的包括中间码序列在内的数据，检测出在接收的该数据中包含的中间码序列(S10)。

这时，如图4a所示，接收的中间码序列是在基本中间码序列中按中间码偏移(W)移动了的中间码序列(M1，M2，M3..)。

此外，单一周期相关器接到上述中间码序列，计算最大至16片上延时的相关值，即，估计信道值(S20)。这时，计算的估计信道值也包括与中间码偏移相应的W片上延时相关值。

上述最大至16片上延时的估计信道值计算完成后，把计算的该估计信道值中与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0(S30)。下面与以往技术加以比较进一步进行说明。例如，当用户数K是10时，如果利用数学式7来求中间码偏移，则是 $W=*\frac{128}{10}+=12,$ 在以往技术中，计算估计信道值时，只从0片上延时计算至11片上延时，然后对接收的数据进行译码。相反，在本发明中，利用单一周期相关器，最大计算至16片上延时，将中间码偏移的12片上延时中的相关值单纯掩蔽为0，从而能够获得12片上延时以上的信道脉冲响应。

下面利用如数学式14定义的第k号用户的信道脉冲响应hk进行说明。

【数学式14】

$h^k=[h_0^k,h_1^k,h_2^k,\mathrm{\Λ},h_{16}^k]$

当是单一周期相关器时，与接收信号和分配的中间码序列的周期性相关值即是信道脉冲响应。在这种情况下，另一个用户的中间码是第k号用户的中间码序列移动了12后的序列，即，中间码偏移是12，所以，h₁₂ ^k的值非常大，该值虽然因各中间码序列的分配而具有良好的自我相关特性，但必须具有较小的相关值。即，把与中间码偏移相应的值，也就是h_*128/K+ ^k的信道脉冲响应值掩蔽为0，可以利用最大16分接的信道脉冲响应。图4b中显示的是通过本发明计算的相关值的示例。如图所示，与中间码偏移相应的相关值可以被掩蔽为0。

中间码偏移象这样被掩蔽为0后，利用掩蔽的该估计信道值，即图4b所示的相关值，对接收到数据进行译码(S40)。

如上述所作的详细说明，本发明具有如下效果，单一周期相关器计算最多16片上延时的估计信道值，把计算的该估计信道值中与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0，从而能够缓解联合信道估计器的信道分接数限制，在性能与复杂度方面获得较大增益，提高接收机的效率。

Claims (2)

1.一种时分同步码分多址的信道判断方法，其特征是由如下几个步骤构成：

接收步骤，接收包括中间码序列在内的数据；

计算步骤，利用上述中间码序列，计算最大为16码片上延时的估计信道值；

掩蔽步骤，把上述计算的估计信道值中与中间码偏移相应的估计信道值掩蔽为0；

译码步骤，利用上述掩蔽的估计信道值对上述数据进行译码。

2.根据权利要求1所述的时分同步码分多址的信道判断方法，其特征是：利用上述中间码序列对估计信道值的计算由单一周期相关器完成。

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