CN1551529A - 阵列天线通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种阵列天线通信装置，进行更简单且高精度的传输路径推定。阵列天线通信装置(10)的接收电路包含：接收信号分离电路，在对接收信号进行接收时，根据来自多个天线的信号，分离来自多个终端中特定终端的信号；和接收传输路径平均电路，在对接收信号进行接收时，根据作为对来自多个天线的信号采样的信号时间差的时间差分信号，将来自特定终端的传输路径平均，另外，发送电路包含：发送传输路径设定电路，根据接收传输路径平均电路的平均结果，设定对发送信号进行发送时的传输路径；和发送方向性控制电路，根据发送传输路径设定电路的设定结果，更新对发送信号进行发送时的天线方向性。

Description

阵列天线通信装置

技术领域

本发明涉及一种可实时变更天线方向性的无线装置的结构，尤其是涉及一种用于自适应阵列无线基站的无线装置的结构。

背景技术

近年来，在移动通信系统中，提出了有效利用频率的各种传输信道分配方法，其中部分方法已被应用。

图3是频分多址(FDMA：Frequency Division Multiple Access)、时分多址(TDMA：Time Division Multiple Access)和PDMA等各种通信系统中的信道配置图。

首先，参照图3来简单说明FDMA、TDMA和PDMA。图3(a)是表示FDMA的图，以不同频率f1-f4的电波将用户1-4的模拟信号频率分割后传输，各用户1-4的信号被频率滤波器分离。

图3(b)所示的TDMA中，以不同频率f1-f4的电波在每规定时间(时隙)将各用户的数字化后的信号时间分割后传输，各用户的信号通过频率滤波器与基站和各用户移动终端装置之间的时间同步来分离。

另一方面，最近，随着便携型电话机的普及，为了提高电波的频率利用效率，提出了PDMA方式。该PDMA方式如图3(c)所示，空间分割相同频率下的1个时隙，传输多个用户的数据。在该PDMA中，使用频率滤波器、基站和各用户移动终端装置之间的时间同步、和自适应阵列(adaptive array)等去除相互干扰装置来分离各用户的信号。

图4是表示自适应阵列无线基站的动作原理的模式图。图4中，1个自适应阵列无线基站1具备由n条天线#1、#2、#3、...、#n构成的阵列天线2，将该电波到达的范围表示为第1斜线区域3。另一方面，将相邻的其它无线基站6的电波到达的范围表示为第2斜线区域7。

在区域3内，在作为用户A的终端的便携电话机4与自适应阵列无线基站1之间收发信电波信号(箭头5)。另一方面，在区域7内，在作为另一用户B的终端的便携电话机8与无线基站6之间收发信电波信号(箭头9)。

这里，当用户A的便携电话机4的电波信号的频率与用户B的便携电话机8的电波信号的频率偶尔相等时，通过用户B的位置，来自用户B的便携电话机8的电波信号在区域3内变为无用的干扰信号，混入用户A的便携电话机4与自适应阵列基站1之间的电波信号中。

这样，接收来自用户A和B双方的混合后的电波信号的自适应阵列无线基站1中，若不实施任何处理，则输出来自用户A和B双方的信号混合后的信号，妨碍原本应通话的用户A的通话。

因此，在自适应阵列无线基站1中，为了从输出信号中去除来自用户B的信号，进行如下处理。图5是表示自适应阵列无线基站1的结构的示意框图。

首先，若将来自用户A的信号设为A(t)，将来自用户B的信号设为B(t)，则构成图4的阵列天线2的第1天线#1的接收信号x1(t)如下式所示。

算式1

x1(t)＝a1×A(t)+b1×B(t)

其中，a1、b1如后所述，是实时变化的系数。

第2天线#2的接收信号x2(t)如下式所示。

算式2

x2(t)＝a2×A(t)+b2×B(t)

其中，a2、b2一样也是实时变化的系数。

第3天线#3的接收信号x3(t)如下式所示。

算式3

x3(t)＝a3×A(t)+b3×B(t)

其中，a3、b3一样也是实时变化的系数。

同样，第n天线#n的接收信号xn(t)如下式所示。

算式4

xn(t)＝an×A(t)+bn×B(t)

其中，an、bn一样也是实时变化的系数。

上述系数a1、a2、a3、...、an表示相对于来自用户A的电波信号，通过构成阵列天线2的天线#1、#2、#3、...、#n各自的相位位置不同(例如各天线彼此隔开电波信号的波长的5倍、即1米左右的间隔来配置)，在各天线的接收强度中产生差别。

另外，上述系数b1、b2、b3、...、bn也一样，表示相对于来自用户B的电波信号，在天线#1、#2、#3、...、#n各自的接收强度中产生差别。因为各用户移动，所以它们的关系实时变化。

各天线接收到的信号x1(t)、x2(t)、x3(t)、...、xn(t)经对应的开关10-1、10-2、10-3、...、10-n进入构成自适应阵列无线基站1的接收部1R，提供给权重矢量控制部11，同时，分别提供给对应的乘法器12-1、12-2、12-3、...、12-n的一个输入。

从权重矢量控制部11向这些乘法器的另一输入施加针对各天线的接收信号的加权w1、w2、w3、...、wn。这些加权如后所述，由权重矢量控制部11实时算出。

因此，天线#1的接收信号x1(t)经乘法器12-1变为w1×(a1A(t)+b1B(t))，天线#2的接收信号x2(t)经乘法器12-2变为w2×(a2A(t)+b2B(t))，天线#3的接收信号x3(t)经乘法器12-3变为w3×(a3A(t)+b3B(t))，天线#n的接收信号xn(t)经乘法器12-n变为wn×(anA(t)+bnB(t))。

加法器13将这些乘法器12-1、12-2、12-3、...、12-n的输出相加，其输出如下所述。

算式5

 w1(a1A(t)+b1B(t))

+w2(a2A(t)+b2B(t))

+w3(a3A(t)+b3B(t))

+…+wn(anA(t)+bnB(t))

若将其分成关于信号A(t)的项和关于信号B(t)的项，则该输出为

算式6

 (w1a1+w2a2+w3a3+…，+wnan)A(t)

+(w1b1+w2b2+w3b3+…，+wnbn)B(t)

这里，自适应阵列无线基站1识别用户A、B，计算上述加权w1、w2、w3、...、wn，以便可仅提取来自期望用户的信号。例如在图5的实例中，权重矢量控制部11为了仅提取来自原本应通话的用户A的信号A(t)，将系数a1、a2、a3、...、an、b1、b2、b3、...、bn视为常数，计算加权w1、w2、w3、...、wn，以便信号A(t)的系数整体为1，信号B(t)的系数整体为0。

即，权重矢量控制部11通过解出下述的联立一次方程式，实时算出信号A(t)的系数为1，信号B(t)的系数为0的加权w1、w2、w3、...、wn。

算式7

w1a1+w2a2+w3a3+…，+wnan＝1

w1b1+w2b2+w3b3+…，+wnbn＝0

虽然省略该联立一次方程式的解法说明，但已记载在在先列举的文献中，是公知的，当前已实用于自适应阵列无线基站中。

这样，通过设定加权w1、w2、w3、...、wn，加法器13的输出信号为

算式8(输出信号)

(出力信号)＝1×A(t)+0×B(t)＝A(t)

[1、用户的识别、训练信号]

所述用户A、B的识别如下进行。图6是表示便携电话机的电波信号的帧结构的示意图。便携电话机的电波信号大体上由无线基站已知的信号系列构成的前置符(preamble)、和无线基站未知的信号系列构成的数据(声音等)构成。

前置符的信号系列包含用于区分该用户是否是应通过无线基站通话的所需的用户的信息的信号系列。自适应阵列无线基站1的权重矢量控制部11(图5)对比从存储器14中取出的对应于用户A的训练信号、和接收到的信号系列，进行权重矢量控制(确定加权)，以提取被认为是包含对应于用户A的信号系列的信号。将如此提取的用户A的信号作为输出信号S_RX(t)，从自适应阵列无线基站1输出到外部。

另一方面，在图5中，来自外部的输入信号S_TX(t)进入构成自适应阵列无线基站1的发送部1T，提供给乘法器15-1、15-2、15-3、...、15-n的一个输入。向这些乘法器的另一输入分别复制并施加由权重矢量控制部11根据接收信号事先算出的加权w1、w2、w3、...、wn。

由这些乘法器加权的输入信号经对应的开关10-1、10-2、10-3、...、10-n发送到对应的天线#1、#2、#3、...#n，发送到图4的区域3内。

这里，因为使用与接收时相同的阵列天线2发送的信号与接收信号一样，被赋予将用户A设为目标的加权，所以发送到的电波信号以宛如具有对用户A的指向性的方式，被用户A的便携电话机4接收。图7是将这种用户A与自适应阵列无线基站1之间的电波信号传递图象化的图。与表示现实中电波到达的范围的图4的区域3相比，如图7的假设区域3a所示，将把用户A的便携电话机4作为目标、伴随指向性从自适应阵列无线基站1放射电波信号的状态图象化。

如上所述，在PDMA方式中，需要有去除相同信道干扰的技术。在这点上，由于自适应地对干扰波对着零的自适应阵列，即使在干扰波的电平比期望波的电平高的情况下也可有效抑制干扰波，所以是有效的技术。

但是，在基站使用自适应阵列的情况下，不仅可去除接收时的干扰，而且还可能降低发送时无用的放射。此时，发送时的阵列图案考虑使用接收时的阵列图案或根据到来方向推定等的结果来重新生成的方法。后者无论是FDD(Frequency Division Duplex)、TDD(TimeDivision Duplex)都可适用，但必需复杂处理。另一方面，在将前者用于FDD的情况下，由于收发信的阵列图案不同，所以必需阵列配置或权重等补偿。因此，通常在以TDD下的适用为前提，外部时隙连续的情况下得到良好的特性。

如上所述，在基站使用自适应阵列的TDD/PDMA方式下，当下行线路使用上行线路得到的阵列图案(权重矢量图案)时，在假设角度变宽的动态瑞利传输率的情况下，有时由于上下线路之间的时间差，下行线路中错误率恶化。即，从通过上行线路(上行)从用户终端向基站发送电波，到相反从基站通过下行线路(下行)向用户终端放射电波，有时间间隔，所以在不能忽视用户终端的移动速度的情况下，由于来自基站的电波的射出方向与实际用户终端存在的方向的误差，错误率恶化。

作为考虑这种传输路径的变动的下行线路用权重的推定法，在非专利文献1或非专利文献2中提议使用上行线路得到的权重矢量值来进行一阶外推的方法。

但是，若实际观测权重的时间变化，则由于不是直线，所以现有权重矢量的一阶外推的方法中存在误差大的问题。

因此，为了解决这种问题，关注用各天线元件中的响应矢量来唯一表示自适应阵列的权重，已提议如下技术，即推定响应矢量的时间变动，由此间接推定权重，从而在假设角度变宽等动态瑞利传输路径的情况下，即使在TDD/PDMA方式下也可抑制因上下线路之间的时间差而产生的下行线路中的错误率的恶化。

[2、抑制上下线路之间的时间差引起的下行线路中的错误率的恶化的无线装置]

图8是表示现有形态1的PDMA用基站的无线装置(无线装置)1000的结构的示意框图。在图8的结构中，为了识别用户PS1与PS2，设置4条天线#1-#4。不用说，作为天线的条数，较一般的是设为N条(N：自然数)。

图8的收发信系统1000中，设置用于接收来自天线#1-#4的信号后、分离来自对应用户、例如用户PS1的信号的接收部SR1、和用于向用户PS1发送信号的发送部ST1。天线#1-#4、接收部SR1与发送部ST1的连接由天线10-1-10-4来选择切换。即，各天线接收到的接收信号RX₁(t)、RX₂(t)、RX₃(t)、RX₄(t)经分别对应的天线10-1、10-2、10-3、10-4进入接收部SR1，提供给接收权重矢量计算机20、接收系数矢量计算机22，同时，分别提供给对应的乘法器12-1、12-2、12-3、12-4的一个输入。

从接收权重矢量计算机20向这些乘法器的另一输入施加针对各天线的接收信号的加权系数wrx11、wrx21、wrx31、wrx41。这些加权系数与现有例一样，由接收权重矢量计算机20实时算出。

发送部ST1包含发送系数矢量推定器32，接收由接收系数矢量计算机22算出的接收系数矢量，如后所述，推定发送时的传输路径，即推定发送时刻的虚拟接收系数矢量，从而求出发送系数矢量；存储器34，与发送系数矢量推定器32之间传递数据，存储保持数据；发送权重矢量计算机30，根据发送系数矢量推定器32的推定结果，算出发送权重矢量；和乘法器15-1、15-2、15-3、15-4，分别在一个输入接收发送信号，向另一输入施加来自发送权重矢量计算机30的加权系数wrx11、wrx21、wrx31、wrx41。来自乘法器15-1、15-2、15-3、15-4的输出经天线10-1-10-4提供给天线#1-#4。另外，虽图8中未示出，但也向各用户设置与接收部SR1和发送部ST1一样的结构。

[3、自适应阵列的动作原理]

简单说明接收部SR1的动作如下。

由天线接收的接收信号RX₁(t)、RX₂(t)、RX₃(t)、RX₄(t)由下式表示。

算式9

RX₁(t)＝h₁₁Srx₁(t)+h₁₂Srx₂(t)+n₁(t)    …(1)

RX₂(t)＝h₂₁Srx₁(t)+h₂₂Srx₂(t)+n₂(t)    …(2)

RX₃(t)＝h₃₁Srx₁(t)+h₃₂Srx₂(t)+n₃(t)    …(3)

RX₄(t)＝h₄₁Srx₁(t)+h₄₂Srx₂(t)+n₄(t)    …(4)

其中，信号RX_j(t)表示第j个(j＝1、2、3、4)天线的接收信号，信号Srx_i(t)表示第i个(i＝1、2)用户发送的信号。另外，系数h_ji表示第j个天线接收的、来自第i个用户的信号的复数系数，n_j(t)表示第j个接收信号中包含的噪声。

若用矢量形式表示式(1)-(4)，则如下所示。

算式10

X(t)＝H₁Srx₁(t)+H₂Srx₂(t)+N(t)              …(5)

X(t)＝[RX₁(t)，RX₂(t)，...，RX₄(t)]^T        …(6)

H₁＝[h_1i，h_2i，...，h_4i]^T，(i＝1，2)        …(7)

N(t)＝[n₁(t)，n₂(t)，...，n₄(t)]^T           …(8)

其中，X(t)表示输入信号矢量，Hi表示第i个用户的接收系数矢量，N(t)表示噪声矢量。另外，[…]T表示[…]的转置。

自适应阵列天线如图8所示，将向来自各天线的输入信号乘以加权系数wrx11-wrx41后合成的信号作为接收信号SR_x(t)输出。

进而，在以上的准备之下，例如提取第1个用户发送的信号Srx₁(t)时的自适应阵列的动作如下。

自适应阵列100的输出信号y1(t)通过将输入信号矢量X(t)与权重矢量W1的矢量相乘，用下式表示。

算式11

y1(t)＝X(t)W₁ ^T                         …(9)

W₁＝[wrx₁₁，wrx₂₁，wrx，₃₁，wrx₄₁]^T    …(10)

即，权重矢量W1是以乘以第j个输入信号RX_j(t)的加权系数wrxj1(j＝1、2、3、4)为要素的矢量。

其中，若将由式(5)表现的输入信号矢量X(t)代入如式(9)所示的y1(t)，  则如下所示。

算式12

y1(t)＝H₁W₁ ^TSrx₁(t)+H₂W₁ ^TSrx₂(t)+N(t)W₁ ^T      …(11)

其中，在自适应阵列100理想动作的情况下，通过公知的方法，由权重矢量控制部11依次控制权重矢量W1，以满足如下联立方程式。

算式13

H₁W₁ ^T＝1               …(12)

H₂W₁ ^T＝0               …(13)

若完全控制权重矢量W1以满足式(12)和式(13)，则来自自适应阵列100的输出信号y1(t)最后如下式所示。

算式14

y1(t)＝Srx₁(t)+N₁(t)                       …(14)

N₁(t)＝n₁(t)w₁₁+n₂(t)w₂₁+n₃(t)w₃₁+n₄(t)w₄₁

                                           …(15)

即，输出信号y1(t)中得到两个用户中第1个用户发送的信号Srx₁(t)。

[4、无线装置1000的动作概述]

图9是说明现有无线装置1000的动作概述的流程图。无线装置1000着眼于用各天线元件的接收系数矢量唯一表示自适应阵列的权重矢量(加权系数矢量)，通过推定接收系数矢量的时间变动来间接推定权重。

首先，接收部SR1根据接收信号，推定接收信号的传输路径(步骤S100)。传输路径的推定相当于式(1)-(4)中求出从用户发送的信号的脉冲响应。换言之，式(1)-(4)中，例如若能推定接收系数矢量H1，则可从用户PS1接收信号时的传输路径。

之后，发送系数矢量推定器32预测发送时的传输路径，即，根据接收时的接收系数矢量来预测发送时刻的接收系数矢量(步骤S102)。该预测的接收系数矢量相当于发送时的发送系数矢量。

并且，发送权重矢量计算机30根据预测的发送系数矢量，计算发送权重矢量，输出到乘法器15-1-15-4(步骤S104)。

[5、接收系数矢量计算机22的动作]

下面，说明图8所示现有形态1的接收系数矢量计算机22的动作。首先，在将天线元件数量设为4条、同时通信的用户数量设为2人的情况下，经各天线从接收电路输出的信号由上述式(1)-(4)表示。

此时，若再次记述用由矢量表述该式(1)-(4)所示的天线的接收信号的式子，则为下式(5)-(8)。

算式15

X(t)＝H₁Srx₁(t)+H₂Srx₂(t)+N(t)          …(5)

X(t)＝[RX₁(t)，RX₂(t)，...，RX_n(t)]^T    …(6)

H_i＝[h_1i，h_2i，...，h_ni]^T，(i＝1，2)    …(7)

N(t)＝[n₁(t)，n₂(t)，...，n_n(t)]^T       …(8)

其中，若自适应阵列良好动作，则因为分离、提取来自各用户的信号，所以上述信号Srxi(t)(i＝1、2)全部为已知的值。

此时，利用Srxi(t)为已知信号，可如下说明的那样导出接收系数矢量H₁＝[h₁₁、h₂₁、h₃₁、h₄₁]和H₂＝[h₁₂、h₂₂、h₃₂、h₄₂]。即，将接收信号与已知的用户信号、例如来自第1用户的信号Srx₁(t)相乘，计算整体平均(时间平均)，则如下所示。

算式16

E[X(t)·Srx₁ ^*(t)]＝H₁·E[Srx₁(t)·Srx₁ ^*(t)]

        +H₂·E[Srx₂(t)·Srx₁ ^*(t)]+E[N(t)·Srx₁ ^*(t)]

                                           …(16)

在式(16)中，E[...]表示时间平均，S*(t)表示S(t)的共轭复数。

在取得该平均的时间充分长的情况下，平均值如下所示。

算式17

E[Srx₁(t)·Srx₁ ^*(t)]＝1                    …(17)

E[Srx₂(t)·Srx₁ ^*(t)]＝0                    …(18)

E[N(t)·Srx₁ ^*(t)]＝0                       …(19)

其中，式(18)的值为0是因为信号Srx₁(t)与Srx₂(t)彼此不相关。另外，式(19)的值为0是因为信号Srx₃(t)与噪声N(t)彼此不相关。

因此，式(16)的整体平均结果如下所示，等于接收系数矢量H₁。

算式18

E[X(t)·Srx₁ ^*(t)]＝H₁                     …(20)

通过以上步骤，可推定从第1用户PS1发送的信号的接收系数矢量H₁。

同样，通过进行输入信号矢量X(t)与信号Srx₂(t)的整体平均操作，可推定从第2用户PS2发送的信号的接收系数矢量H₂。

上述整体平均例如对接收时的1个时隙内的开始规定数量的数据符号列与最后的规定数量的数据符号列进行。

[6、发送系数矢量的推定]

图10是说明发送系数矢量推定器32的动作的原理图。考虑向上下线路分别各分配4个用户的8时隙结构作为PDMA无线电脉冲(burst)。时隙结构例如将开始的31个符号设为第1训练符号列，将接下来的68个符号设为数据符号列，再将最后的31个符号设为第2训练符号列。

如上所述，在上行线路时隙的开始和最后设置训练符号列，使用上述接收系数矢量计算机22的算法来算出两者的接收系数矢量。

接着，通过直线外推来推定下行线路用的接收系数矢量。即，当将接收系数矢量的要素的任意1个时间t的值设为f(t)时，根据上行线路时隙的开始训练符号列的在时刻t0的值f(t0)、与上行线路时隙的最后训练符号列的在时刻t1的值f(t1)，下行线路时隙在时刻t的值f(t)可如下预测。

算式19

f(t)＝[f(t1)-f(t0)]/(t1-t0)×(t-t0)

      +f(t0)

另外，在以上说明中，在上行线路时隙的开始与最后设置训练符号列，进行一阶外推，但也可在上行线路时隙的中央部设置训练符号列，根据接收系数矢量在上行线路时隙中的3点值，通过2阶外推来推定时刻t的值f(t)。或者，也可增加上行线路时隙中设置训练符号列的位置，进行更高阶的外推。

[7、发送权重矢量的确定]

当如上所述求出发送时刻的接收系数矢量的推定值时，可通过以下3种方法之一来求出发送权重矢量。

i)基于正交化的方法：

考虑用户PS1在时刻t＝iT(i：自然数，T：单位时间间隔)下的权重矢量W⁽¹⁾(i)＝[wtx₁₁、wtx₁₂、wtx₁₃、wtx₁₄]。为了向用户PS2赋予无效，最好满足以下条件。

将对用户PS2预测的传输路径(接收系数矢量)设为V⁽²⁾(i)＝[h1’⁽²⁾(i)、h2’⁽²⁾(i)、h3’⁽²⁾(i)、h4’⁽²⁾(i)]。其中，hp’^(q)(i)是第q个用户对第p个天线的接收系数矢量相对时刻t的预测值。同样，对用户PS1也测定传输路径V⁽¹⁾(i)。

此时，确定W⁽¹⁾(i)，使W⁽¹⁾(i)TV⁽²⁾(i)＝0。作为限制条件，设置以下条件c1)、c2)。

c1)W(1)(i)TV(1)(i)＝g(恒定值)

c2)设||W(1)(i)||最小。

条件c2)相当于最小化发送功率。

ii)使用模拟相关矩阵的方法

这里，如上所述，自适应阵列由几个天线元件与控制各元件权重值的部分构成。一般，当将天线的输入矢量表示为X(t)、将权重矢量表示为W时，在控制权重矢量以使输出Y(t)＝W^TX(t)与参照信号d(t)的平均平方差最小的情况下(MMSE标准：最小平方误差法标准)，最佳权重Wopt由下式(Wiener)提供。即，

算式20

$W_{\mathrm{opt}}=R_{\mathrm{xx}}^{-1}{r}_{\mathrm{xd}}\·\·\·\left(21\right)$

其中，必需满足

算式(21)。

R_xx＝E[x*(t)x^T(t)]              …(22)

r_xd＝E[x*(t)d(t)]               …(23)

其中，Y^T表示Y的转置，Y*表示Y的复数区域，E[Y]表示整体平均。通过该权重值来生成阵列图案，使自适应阵列抑制无用的干扰波。

但是，在使用模拟相关矩阵的方法中，通过以下说明的模拟相关矩阵来计算上式(21)。即，使用推定的复数接收信号系数h’^(k)n(i)来计算用户k的权重矢量W^(k)(i)。当将第k个用户的阵列呼应矢量设为V^(k)(i)时，如下求出。

算式(22)

$V^{\left(k\right)}\left(i\right)=[h_1^{\′\left(k\right)}\left(i\right),h_2^{\left(k\right)}\left(i\right),\·\·\·,h_N^{\′\left(k\right)}\left(i\right){]}^T\·\·\·\left(24\right)$

此时，t＝iT下的虚拟接收信号的自相关阵列Rxx(i)用V^(k)(i)并由下式来表示。

算式(23)

$R_{\mathrm{xx}}\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{x}{\mathrm{\Σ}}}{V}^{\left(k\right)*}\left(i\right)V^{\left(k\right)T}\left(i\right)+\mathrm{NI}\·\·\·\left(25\right)$

其中，N是为了Rxx(i)取整数而附加的虚拟噪声项，在该计算中，例如设N＝1.0×10^-3。

接收信号与参照信号的相关矢量τxd(i)由下式表示。

算式(24)

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{xd}}\left(i\right)=V^{\left(k\right)*}\left(i\right)\·\·\·\left(26\right)$

因此，通过式(21)、(25)、(26)，可求出在时刻t＝iT下的下行线路用权重。另外，式(25)的逆阵列运算通过逆矩阵的辅助定理，可对用户k进行最佳计算。尤其是在2用户的情况下，通过如下的简单式子可算出权重。

算式(25)

$W^{\left(1\right)}\left(i\right)=({\mathrm{\ρ}}_{22}+N)V^{\left(1\right)*}\left(i\right)-{\mathrm{\ρ}}_{12}{V}^{\left(2\right)*}\left(i\right)\·\·\·\left(27\right)$

$W^{\left(2\right)}\left(i\right)=({\mathrm{\ρ}}_{11}+N)V^{\left(2\right)*}\left(i\right)-{\mathrm{\ρ}}_{21}{V}^{\left(1\right)*}\left(i\right)\·\·\·\left(28\right)$

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{ij}}=V^{\left(i\right)*}\left(i\right)V^{\left(j\right)}\left(i\right)$

当如此提供自相关阵列时，计算权重矢量的方法如记载在非专利文献3中。

iii)将电子束(beam)射向用户PS1的方法：

若仅着眼于所谓将电子束射向用户PS1，则最好满足下式算式(26)。

W(1)^(f)＝V⁽¹⁾(i)^*

在以上说明的任一方法中，若确定发送时的权重矢量后发送，则在假设角度变宽等动态瑞利传输路径的情况下，即使在TDD/PDMA方式下也可抑制因上下线路间的时间差产生的下行线路中的错误率的恶化。

[8、现有形态1的变形例]

在现有形态1中，通过使用式(20)的整体平均来进行传输路径的推定。图11是表示现有形态1的变形例的接收系数矢量计算机22的另一结构图。如图11所示，在由乘法器40向来自第i个天线的信号乘以从自适应阵列天线输出的来自第1个用户PS1的信号Srx1(t)的复数共轭信号Srx1(t)*后，若使之通过窄频域滤波器42，则从窄频域滤波器42的输出变为h_i1(t)。若对所有天线进行上述操作，则可求出相对用户PS1的接收系数矢量。

同样，在向来自第i个天线的信号乘以从自适应阵列天线输出的来自第2个用户PS2的信号Srx2(t)的复数共轭信号Srx2(t)*后，若使之通过窄频域滤波器(未图示)，则从窄频域滤波器的输出变为h_i2(t)。若对所有天线进行上述操作，则可求出相对用户PS2的接收系数矢量。

之后的传输路径的预测和发送权重矢量的确定步骤可与现有形态1一样进行。因此，这种结构可实现与现有形态1一样的效果。

[9、现有形态2]

在现有形态1中，通过使用式(20)的整体平均来进行传输路径的推定。相反，在现有形态2中，使用自适应阵列中的相关矢量，进行传输路径的推定。

即，如上式(21)-(23)所示，在自适应阵列按MMSE标准动作的情况下，最佳权重矢量Wopt使用参照信号d(t)、自相关矩阵Rxx和相关矢量rxd来如上表现。

算式27

$W_{\mathrm{opt}}=R_{\mathrm{xx}}^{-1}{r}_{\mathrm{xd}}\·\·\·\left(21\right)$

R_xx＝E[x*(t)x^T(t)]                …(22)

r_xd＝E[x*(t)d(t)]                 …(23)

其中，相关矢量rxd的各成分在求出对第1个用户PS1的权重矢量的情况下，如下所示。

算式28

r_xd＝[E[R_x1(t)d(t)^*]，…，E[R_x4(t)d(t)^*]]^T

～[h₁₁、h₂₁、h₃₁、h₄₁]

即，在接收权重矢量计算机22求出对第1个用户PS1的权重矢量的过程中，通过使用导出的相关矢量rxd的值，可求出用户PS1的接收系数矢量。

因此，例如若上行线路时隙的开始与最后包含训练符号列，则与图10一样，可在时刻t0和t1推定用户PS1的传输路径，预测发送时在时刻t的传输路径。其它用户也一样。之后的传输路径的预测和发送权重的确定步骤可与现有形态1一样进行。因此，即使这种步骤也可实现与现有形态1一样的效果。

[10、现有形态3]

在现有形态2中，通过使用相关矢量来进行传输路径的推定。这里，作为现有形态3，说明接收系数矢量计算机22的另一算出方法。

将从第1个天线的信号RXi(t)的值中减去从自适应阵列天线输出的来自第1个用户PS1的信号Srx1(t)与虚拟接收系数矢量h’_i1(t)相乘的结果得到的值，重新作为RXi’(t)。即，

算式29

RXi′(t)＝RXi(t)-h′_i1(t)·Srx1(t)

在现有形态3的接收系数矢量计算机22中，通过以下的依次方法求出使E[|RXi’(t)|²]最小的h’_i1(t)。这里，设在1个上行线路时隙中包含从k＝0到k＝M(例如119)的数据。

当在设真的接收系数矢量为hⁱ¹(t)时，E[|RXi’(t)|²]成为最小是满足以下条件时。

算式30

h′_i1(t)＝h_i1(t)

若使用最快下降法，则得到相对h’_i1(k)(时刻t＝kT时的值，k：自然数)的以下渐近式。

算式31

h′_i1(k+1)＝h′_i1(k)

+μ{RXi(k)-h′_i1(k)·Srx1(k)}·Srx1*(k)

其中，常数μ为步长。另外，虽未特别限定，但最好将h’_i1(k)的初始值设为h’_i1(0)＝0。

图12是表示在依次进行推定时进行传输路径的推定的原理的原理图。图12是与图10进行对比的图。对应于通过渐近式求出h’_i1(k)，在上行线路时隙中，时刻t0为前置符的结束时刻，时刻t1为上行线路时隙的结束时刻。因此，最好训练符号列仅存在于上行线路时隙的开始中。

若对全部天线进行该操作，则求出对用户PS1的接收系数矢量，测定传输路径。若对用户PS2进行同样的处理，则求出对用户PS2的接收系数矢量，预测传输路径。之后的发送权重矢量的确定步骤可与现有形态1一样进行。因此，这种结构可实现与现有形态1一样的效果。

另外，即使是以下说明的基于其它渐近式的方法，也可一样进行传输路径的推定。并且，图12中，时刻t0为前置符的结束时刻，但时刻t0未必限于该位置。时刻t0即使存在于训练符号列中也无妨，另外，即使存在于数据符号列中也无妨。另外，时刻t1为上行线路时隙的结束时刻，但时刻t1未必限于该位置。

[11、现有形态4]

在现有形态3中，对每个用户依次求出接收系数矢量。作为现有形态4，下面说明接收系数矢量计算机22的再一算出方法。

将从第i个天线的信号RXi(t)的值中、减去自适应阵列天线输出的来自第1个用户PS1的信号Srx1(t)与虚拟接收系数矢量h’_i1(t)相乘的结果及从来自第2个用户PS2的信号Srx2(t)与虚拟接收系数矢量h’_i2(t)相乘的结果得到的值，重新作为RXi’(t)。即，

算式32

RXi′(t)＝Rxi(t)-h′_i1(t)·Srx1(t)

                -h′_i2(t)·Srx2(t)

在现有形态4的接收系数矢量计算机22中，如下统一求出使E[|RXi’(t)|²]最小的h’_i1(t)和h’_i2(t)。即，

算式33

H′_i(t)＝[h′_i1(t)，h′_i2(t)]^TSRX(t)

       ＝[Srx1(t)，Srx2(t)]^T

此时，因为根据所谓E[|RXi’(t)|2]的关于矢量H’_i(t)的梯度为0的条件，当设真的接收系数矢量为H_iOPT(t)时，导出下式。

算式34

H_iOPT(t)＝R_ss ^-ir_sx R_ss ^-1

        ＝E[SRX*(t)SRX^T(t)]r_sx

        ＝E[SRX*(t)RX_i(t)]

这样，推定传输路径的情况下的原理例如与图10所示的原理图一样进行。若对全部天线进行上述操作，则可求出对用户PS1和用户PS2的接收系数矢量，测定传输路径。之后的发送权重矢量的确定步骤与现有形态1一样进行。因此，通过这种结构可实现与现有形态1一样的效果。

[12、现有形态5]

作为现有形态5，说明接收系数矢量计算机22的又一算出方法。下面的说明等效于所谓的递归最小2乘法(RLS算法：RecursiveLeast-Squares algorithm)。

将从第i个天线的信号RXi(t)中减去从自适应阵列天线输出的输出信号矢量SRx(t)与虚拟接收系数矢量H’_i ^T(t)相乘的结果得到的值，重新作为RXi’(t)。即，

算式35

Rxi′(t)＝RXi(t)-H′i^T(t)SRX(t)

根据RLS算法，下式成立。

算式36

H′_j(k+1)＝H′_j(k)+R_ss ^-1(k)SRX*(k)RXi′(k)           …(29)

RXi′(k)＝RXi(k)-H′_j ^T(k)SRX(k)                      …(30)

R_ss ^-1(k)＝1/λ·R_ss ^-1(k-1)

    -1/λ·[R_ss ^-1(k-1) SRX*(k) SRX(k)^T R_ss ^-1(k-1)]/[λ+

    SRX(k)^TR_ss ^-1(k-1)SRX*(k)]                        …(31)

其中，设在一个上行线路时隙(slot)中包含从k＝0到k＝M(例如119)的数据。其中，常数λ(0＜λ≤1)是忘却系数。H’_i(t)的各要素的初始值也不特别限定，但最好为0。

这样，推定传输路径的情况也与图12所示的原理图一样进行。若对全部天线进行该操作，则求出对用户PS1的接收系数矢量，预测传输路径。若对用户PS2进行同样的处理，则求出对用户PS2的接收系数矢量，预测传输路径。之后的发送权重矢量的确定步骤可与现有形态1一样进行。因此，这种结构可实现与现有形态1一样的效果。

[13、现有形态5的变形例]

在现有形态5中，按照图12所示的原理，根据时刻t0与时刻t1两点的数据来进行传输路径的预测。在现有形态5的变形例中，根据在上行线路时隙区间中依次求出的数据符号数量+1个脉冲响应来计算回归曲线，进行一阶外推。

图13是表示根据在上行线路时隙区间中依次求出的脉冲响应来计算回归曲线并推定传输路径(脉冲响应)的原理的原理图。与只是两点的外推相比，可通过数据数量的大幅度增加来将推定误差抑制得小。

作为基于回归曲线的外推方法，不限于上述一阶外推，也可使用更高阶的外推曲线、或进行基于正弦余弦函数等周期函数的回归并进行外推。

[14、现有形态6]

作为现有形态6，说明接收系数矢量计算机22的又一算出方法。下面的说明等效于所谓的最快下降法(LMS算法)。

与现有形态5一样，将从第i个天线的信号RXi(t)中减去从自适应阵列天线输出的输出信号矢量SRX(t)与虚拟接收系数矢量H’_i ^T(t)相乘的结果得到的值，重新作为RXi’(t)。即，

算式37

RXi′(t)＝RXi(t)-H′iT(t)SRX(t)

根据LMS算法，下式成立。

算式38

H′i(k+1)＝H′_i(k)+μSRX*(k)RXi′(k)

其中，设在一个上行线路时隙中包含从k＝0到k＝M(例如119)的数据。

其中，常数μ为步长，根据收敛条件必需满足以下关系。

算式39

0＜μ＜1/λmax

其中，λmax为相关矩阵Rxx的最大固有值。另外，H’_i(t)的各要素的初始值也不特别限定，但最好为0。

这样，推定传输路径的情况也与图12所示的原理图一样进行。若对全部天线进行该操作，则求出对用户PS1的接收系数矢量，预测传输路径。若对用户PS2进行同样的处理，则求出对用户PS2的接收系数矢量，预测传输路径。之后的发送权重矢量的确定步骤可与现有形态1一样进行。因此，这种结构可实现与现有形态1一样的效果。

另外，现有形态6也与现有形态5的变形例一样，也可根据在上行线路时隙区间中依次求出的数据符号数量+1个脉冲响应来计算回归曲线，并进行一阶外推。并且，作为传输路径的推定方法，不限于以上说明的现有形态1-现有形态6的方法，例如也可使用直接解法(SMI：sample matrix inversion)等。SMI方式的情况可按照图10所示的原理来预测传输路径。

[15、现有形态7]

作为现有形态7，说明接收系数矢量计算机22的又一算出方法。下面的说明等效于所谓的AR模型(Autoregressive model)。

下面，代表性地用f(t)来表示接收系数矢量的要素之一。即，图14是表示现有形态7的AR模型的第1原理图。如图14所示，将要素f(t)的时间变化视为AR模型。其中，v(t)是预测误差(白色高斯噪声)。

图15是表示现有形态7的AR模型的第2原理图。并且，如图15所示，可由具有滤波器A(z)的逆特性的滤波器来形成AR模型。若将上述v(t)输入AR模型的输入，则要素f(t)可再现，并且，若输入未知的白色噪声，则可预测要素f(t)的未来。

图16是表示图14所示滤波器A(z)的结构的示意框图。图16中，确定乘法系数a0-aM，使E[|v(k)|²]最小。若{f(k)}为M阶的AR模型，则{v(k)}为白色高斯过程。图17是表示AR模型中滤波器A(z)的逆滤波器W(z)的结构的示意框图。k在观测区间内时，将上述图16的误差滤波器输出v(k)设为图17的输入。当超出观测区间时，提供白色高斯噪声作为输入。这种算出方法也与其它方法一样，可实现与现有形态1一样的效果。

[16、现有形态8]

图18是表示现有形态8的PDMA用基站的无线装置(无线基站)2000的结构的示意框图。与图8所示的现有形态1的无线装置(无线基站)1000的结构的不同之处在于，还具备移动速度判定器52，接受来自接收系数矢量计算机22的输出，判定用户终端的移动速度；和切换开关54，接受接收权重矢量计算机20的输出与发送权重矢量计算机30的输出，对应于移动速度判定器52的判定结果，选择地提供给乘法器15-1-15-4。此外的结构与现有形态1-7任一的无线装置(无线基站)的结构都一样。

即，如上所述，在用户终端的移动速度小的区域中，与其为了在传输路径的推定、传输路径的预测等过程中预测误差，倒不如不进行这种预测，而如图5的现有结构那样，将接收权重矢量原样用作发送权重矢量。

因此，在现有形态8的无线装置2000中，在移动速度判定器52判断为终端以比预定的移动速度低的速度移动的情况下，由切换开关54向乘法器15-1-15-4原样提供接收权重矢量。在移动速度判定器52判断为终端以比预定的移动速度快的速度移动的情况下，由切换开关54向乘法器15-1-15-4提供发送权重矢量计算机30的输出。通过如上结构，可在终端的宽的移动速度范围内进行错误率低的数据传输。

[17、现有形态9]

图19是表示现有形态9的PDMA用基站的无线装置(无线基站)3000的结构的示意框图。与图8所示的现有形态1的无线装置(无线基站)1000的结构的不同之处在于，还具备接收电平计算机56，接受来自阵列天线#1-#4的信号，计算接收信号的电平；接收电平判定器58，接受来自接收电平计算机56的输出，判定用户终端的接收电平；和切换开关54，接受接收权重矢量计算机20的输出与发送权重矢量计算机30的输出，对应于接收电平判定器56的判定结果来选择地提供给乘法器15-1-15-4。此外的结构与现有形态1-7任一的无线装置的结构都一样。

即，在来自用户终端的接收信号的电平的区域中，由于传输路径的推定、传输路径的预测等过程中的预测误差，不如不进行这种预测，而如图5的现有结构那样，将接收权重矢量原样用作发送权重矢量。

因此，在现有形态9的无线装置3000中，在接收电平判定器58判断为来自终端的接收信号的电平比预定的接收电平低的情况下，由切换开关54向乘法器15-1-15-4原样提供接收权重矢量。在接收电平判定器58判断为来自终端的接收信号的电平比预定的接收电平高的情况下，由切换开关54向乘法器15-1-15-4原样发送权重矢量计算机30的输出。

通过如上结构，可在宽的接收信号电平范围内进行错误率低的数据传输。另外，例如来自用户PS1的信号的接收信号电平根据接收系数矢量由下式求出。

算式40

P₁＝H₁ ²/N＝(h₁₁ ²+h₂₁ ²+h₃₁ ²+h₄₁ ²)/N                …(32)

对来自其它用户的接收信号电平也一样。

[18、现有形态10]

图20是表示现有形态10的PDMA用基站的无线装置(无线基站)4000的结构的示意框图。与图19所示的现有形态9的无线装置(无线基站)3000的结构的不同之处在于，接收电平判定器58变为终端移动速度判定/接收电平判定器60，除接收电平的判定功能外，还具有与现有形态8的移动速度判定器52一样的移动速度判定功能。此外的结构与现有形态，9的无线装置(无线基站)3000的结构都一样。

通过如上结构，可在移动终端的宽的移动速度范围与宽的接收信号电平范围内进行错误率低的数据传输。

根据上述现有技术，通过推定自适应阵列的接收系数矢量的时间变动，间接推定权重的变动，从而即使在角度变宽的动态瑞利传输路径中，也可抑制因上下线路间的时间差产生的下行线路中的错误率恶化。

并且，根据上述现有例，可在移动终端的宽的移动速度范围或/和宽的接收信号电平的范围内传输错误率低的数据。

非专利文献1：加藤、大鐘、小川、伊藤、信学论(B-II)、1998年1月、vol.J81-B-II、no.1、p.1-9

非专利文献2：土居、大鐘、唐沢、信学技报、1997年1月、vol.RCS97-68、p.27-32

非专利文献3：田中、大鐘、小川、伊藤、1998年10月、信学技报、vol.RCS98-117、p.103-108

上述现有例的情况下，传输路径的推定是决定发送自适应阵列天线性能的主要原因。这里，在传输路径的推定中使用依据开始的训练符号和最后的训练符号的外推。这里，只要有训练符号长度足够长的采样点，就可实现对噪声的平均化，可根据一阶函数以上的高阶回归曲线来推定。但是，一般不认为该训练符号长度足够长，尤其是若根据开始的训练符号和最后的训练符号来推定传输路径，则一般基于回归曲线来推定传输路径，存在根据包含噪声的信号来求出回归曲线的操作复杂等问题。

发明内容

本发明为了解决上述问题，其目的在于提供一种无线装置，着眼于由各天线元件的响应矢量唯一表示自适应阵列的权重，通过平均化推定时间差分信号，推定响应矢量的时间变动，由此间接推定权重(weight)，从而在假设角度变宽的动态瑞利传输路径时，即使在TDD/PDMA方式下，也可抑制由于上下线路间的时间差产生的下行线路中的错误率恶化。

根据本发明的阵列天线通信装置，实时变更天线方向性，与多个终端之间以时间分割的方式进行信号的发送接收，其中，具备：

分散配置的多个天线；和

在进行信号的收发信时共享所述多个天线的发送电路和接收电路，

所述接收电路包含：

接收信号分离电路，在对接收信号进行接收时，根据来自所述多个天线的信号，分离来自所述多个终端中特定终端的信号；和

接收传输路径平均电路，在对所述接收信号进行接收时，根据时间差分信号，即将来自所述多个天线的信号进行了采样的信号的时间差分，将来自所述特定终端的传输路径进行平均，

所述发送电路包含：

发送传输路径设定电路，根据所述接收传输路径平均电路的平均结果，设定对发送信号进行发送时的传输路径；和

发送方向性控制电路，根据所述发送传输路径设定电路的设定结果，更新对所述发送信号进行发送时的所述天线方向性。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好来自所述特定终端的所述收发信的信号的上行线路时隙包含所述上行线路时隙的规定大小的训练(training)数据区域，所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的平均值，所述发送传输路径设定电路通过所述平均值来预测对所述发送信号进行发送时的传输路径。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的相当于来自所述特定终端的脉冲响应的接收系数矢量。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述接收传输路径平均电路通过来自所述多个天线的接收信号的各时间差分信号、与由所述接收信号分离电路分离的来自所述特定终端的时间差分信号的集体(ensemble)平均，导出所述接收系数矢量。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好来自所述特定终端的所述收发信信号的上行线路时隙包含设置在所述上行线路隙中的具有规定数量的训练数据的训练数据区域、和具有分别表现来自所述特定终端的信息的多个数据的数据区域，所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的按时间顺序配置的多个平均值，所述发送传输路径设定电路通过所述多个平均值来设定对所述发送信号进行发送时的传输路径。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的多个时间差分信号，依次导出来自所述特定终端的传输路径的相当于来自所述特定终端的脉冲响应的多个接收系数矢量。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述多个接收系数矢量的依次导出基于最快下降法。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述多个接收系数矢量的依次导出基于递归最小2乘法。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好来自所述特定终端的所述收发信信号的上行线路时隙包含设置在所述上行线路隙中的具有规定数量的训练数据的训练数据区域、和具有分别表现来自所述特定终端的信息的多个数据的数据区域，所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的多个推定值，所述发送传输路径设定电路通过回归所述多个平均值并根据回归结果进行外推，预测所述发送信号进行发送时的传输路径。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的多个时间差分信号，依次导出来自所述特定终端的传输路径相当于来自所述特定终端的脉冲响应的多个接收系数矢量。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述多个接收系数矢量的依次导出基于最快下降法。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好所述多个接收系数矢量的依次导出基于递归最小2乘法。

另外，在根据上述本发明的阵列天线通信装置中，最好接收信号分离电路包含：接收权重矢量计算部，接收来自所述多个天线的接收信号，实时导出用于分离来自所述特定终端的分离时间差分信号的接收权重矢量；多个第1乘法器，在一个输入分别接收来自所述多个天线的接收时间差分信号，在另一输入分别接收所述接收权重矢量对应的要素；和加法器，将来自所述多个乘法器的信号相加，所述发送方向性控制电路包含：发送权重矢量计算部，根据来自所述发送传输路径平均电路的推定结果，导出发送权重矢量；和多个第2乘法部，在一个输入接收发送信号，在另一个输入分别接收所述发送权重矢量，分别提供给所述多个天线。

发明效果

如上所述，根据本发明，可得到如下显著效果，即，可通过平均化等极简单的方法就可在设定电路中设定传输路径，而不是基于回归曲线来外推伴随着移动通信中多普勒频率偏移或基站、移动站之间基准时钟的频率差的自适应阵列天线的动作的方法。另外，具有误差少、在通过AFC补偿频率差之前可进行自适应阵列动作等优点。

附图说明

图1是表示本发明实施形态的阵列天线通信装置主要部分示意框图。

图2是表示本发明实施形态的阵列天线通信装置的信号点推移一例的图。

图3是频分多址、时分多址和路分多址(PDMA：Path DivisionMultiple Access)的各种通信系统的信道配置图。

图4是原理表示自适应阵列无线基站的基本动作的模式图。

图5是表示自适应阵列无线基站的结构的示意框图。

图6是表示便携电话机的电波信号的帧结构的示意图。

图7是将自适应阵列无线基站与用户间的电波信号的传递图象化的模式图。

图8是表示现有形态1的PDMA用基站的无线装置(无线基站)1000的结构的示意框图。

图9是说明无线装置(无线基站)1000的动作概述的流程图。

图10是说明发送系数矢量推定器32的动作的原理图。

图11是表示现有形态1的变形例的接收系数矢量计算机22的另一结构图。

图12是表示依次进行推定的情况下、进行传输路径推定的原理的原理图。

图13是表示根据在上行线路时隙区间中依次求出的脉冲响应来计算回归曲线并推定传输路径的原理的原理图。

图14是表示现有形态7的AR模型的第1原理图。

图15是表示现有形态7的AR模型的第2原理图。

图16是表示图14所示滤波器A(z)的结构的示意框图。

图17是表示AR模型中滤波器A(z)的逆滤波器W(z)的结构的示意框图。

图18是表示现有形态8的PDMA用基站的无线装置(无线基站)2000的结构的示意框图。

图19是表示现有形态9的PDMA用基站的无线装置(无线基站)3000的结构的示意框图。

图20是表示现有形态10的PDMA用基站的无线装置(无线基站)4000的结构的示意框图。

图21是表示未进行差动化的阵列天线通信装置的主要部分示意框图。

具体实施方式

在现有技术的说明中，如[5、接收系数矢量计算机22的动作]所示，式(5)-式(8)中的信号Srx_i(t)(i＝1、2)作为已知值，将Srx_i(t)乘以接收信号X(t)，通过计算整体平均的式(16)求出接收系数矢量H₁。其中，接收信号X(t)由式(5)表示。在调查对User1的接收系数矢量H₁的明细的情况下，除传输路径引起的矢量外，若着眼于构成多通道的基波，则各基波由伴随User1的移动的多普勒频率偏移引起的相位变化、和基于User1与基站的基准时钟差的收发频率差引起的相位变化构成。

为了定量调查，作为一例，设收发信时间间隔为2.5msec，收发信频率为2GHz，第1训练符号与第2训练符号间最大间隔0.625msec，User1以时速100km移动。此时，User1在收发信时间间隔：2.5msec中移动的距离不超过6.9cm。即使User1移动到例如距基站10m的地点，其角度变化最大也不超过0.4°，因此，自适应阵列天线的方向图在收发信时间间隔下的变更为基本接近零的值。

另一方面，多通道的基波的多普勒频率偏移量在向基站方向移动时最大，此时的多普勒频率偏移量为185Hz，在第1训练符号与第2训练符号间的最大间隔0.625msec之间，相位变化41.6度。并且在PHS的情况下，基于User1与基站的基准时钟差的收发信频率差在基站、移动站分别假设为±3ppm，所以在基站解调来自移动站的信号时，最大为±6ppm，频率差为±12kHz，在第1训练符号与第2训练符号间的最大时间差0.625msec之间的相位变化量为±2700度。若考虑以上情况，与其认为求出接收系数矢量H₁时的困难是伴随传输路径变化的指向性变化，不如说是在用于进行传输路径推定的接收数据中存在问题。

通常作为删除由这些基站观测的频率偏移的方法，有AFC(自动频率控制)，一般采用根据接收信号推定载波频率并调整局部频率发射器的频率的方法。但是，因为AFC根据接收信号来推定载波频率，所以该收敛需要时间，在该收敛时间以内不能推定正确的接收系数矢量H1。

这里，为了进一步明确化本发明，说明与本发明关联的公知技术的同步检波和延迟检波。

作为解调被数据调制后的信号时的检波方式，有同步检波和延迟检波。其中，所谓同步检波是通过向调制信号乘以与调制波中心频率同步的载波来得到解调信号的检波方式。为了解调，使用本来在调制时使用的调制波中心频率的载波，所以检波后的数据错误率特性具有良好的值。但是，为了乘以与调制波中心频率同步的载波，必需在接收侧推定调制波中心频率，该推定精度决定该同步检波的解调特性。

另一方面，延迟检波是通过进行接收信号与被延迟1符号的接收信号的复数乘法，测定调制波的1个符号间的差(包括相位，根据情况还包含振幅变化量)来进行检波的方法。在延迟检波的情况下，因为不需要载波再现，所以可实现简单结构。另一方面，因为解调用的参照信号是1个符号之前的信号本身，所以与载波再现的同步检波相比，存在接收错误率特性恶化的问题。

在移动通信中，有时传输路径的变动大，不能确保同步检波中只进行充分载波再现的时间。相反，在延迟检波的情况下，因为将1个符号前的信号本身用作参照信号，所以仅该符号间的传输路径变化成为问题，所以多数情况下，延迟检波方式下得到好的特性。即，用于检波的载波频率的性质比检波方式本身的特性更多在反映在检波特性中。

这里，在考虑同步检波与延迟检波的关系的同时，说明关于本发明的阵列天线通信装置的传输路径的推定。

图1是本发明实施形态的阵列天线通信装置10的框图。B-1是天线，B-2是收发切换器，B-3是接收信号差动器，接收信号差动器B-3内的B-3-1是延迟元件。B-4是接收加权器，B-5是加法器，B-6是参照信号差动器，B-7是接收自适应处理部，B-8是发送自适应处理部，B-9是发送加权器。

从天线B-1输入的接收信号通过收发切换器B-2，输入到接收信号差动器B-3。这里，由延迟元件B-3-1取得与提供单位时间延迟的信号的差并输出。该输出信号由接收加权器B-4对来自各天线的各信号进行加权后由加法器B-5相加，作为接收信号输出。这里，加法器B-5的输出、与将各天线接收加权器B-4的前级信号取入接收自适应处理部中、由参照信号差动器B-6将接收输出信号与参照信号差动后的信号相比，将包含在接收信号中的希望信号的差动信号与参照信号的差动信号相比，从而由B-4对来自多个天线的信号进行适当加权，由此将希望信号的差动信号相加重叠地合成，并对干扰信号进行合成，使其差动信号的和为零，由此将接收信号中包含的希望信号的差动信号相加混合，并进行去除干扰信号或噪声的自适应处理。

具体而言，当将计算差动信号的时间差设为Δt，将时刻t时从天线i输入的希望信号(复数表示)设为Xi(t)，将时刻t时从天线i输入的干扰信号(复数表示)设为Yi(t)，将天线i的加权值设为Wi时，只要求出作为由多个天线接收的希望波信号的差动信号之和SD(t)的振幅为最大的Wi(即|SD(t)为|最大的Wi)，并且天线接收的干扰信号的差动信号之和SA(t)的振幅为最小的Wi(即|SA(t)|为最小的Wi)即可。其中，

算式41

SD(t)＝∑{WiXi(t)-WiXi(t-Δt)}

SA(t)＝∑{WiYi(t)-WiYi(t-Δt)}

这里，在传输环境总不变、另外传输环境的变化率相对差动时间差Δt充分延迟的情况下，当∑WiXi(t)的振幅最大、∑WiYi(t)的振幅最小时，SD(t)的振幅最大，SA(t)的振幅最小。相反，对于任意Xi(t)、Yi(t)，SD(t)的振幅最大、SA(t)的振幅最小，限于∑WiXi(t)的振幅最大、∑WiYi(t)的振幅最小的情况。因此，基于差动信号的最佳加权值Wi与基于未差动的信号的最佳加权值Wi一致。

根据以上性质，图1的实施例中的最佳加权值与图21中未差动化的结构下的加权值一致。根据该最佳化的加权值Wi；决定发送侧加权值，并由发送加权器B-9加权发送信号，从各天线发送，从而实现收发自适应阵列天线。以上关系即使在设平均平方误差为最小的LMS算法、或回归利用现有值的RLS算法中也得到同样的效果。

通过如此构成，与现有例相比，得到如下效果。图2(a)用白圆表示以QPSK调制接收信号的情况下在IQ平面内的信号点，另外，用箭头表示从I轴上一个信号点向下一信号点的位移。IQ平面内的位移率由最小相位推移的调制或信号的下降率等确定。这里，在接收信号与参照信号之间没有载波频率差的情况下，接收信号中包含的期望信号的信号点与参照信号的信号点一致(振幅相等的情况)，这两个信号的相关值最大。另一方面，在存在传输路径的多普勒频率偏移或基站移动站之间的基准时钟的频率差的情况下，如图2(b)所示，白圆的信号点推移到具有阴影的圆形信号点。这里，当设符号速率为fs、频率差为Δf时，1个符号间相位点旋转的量θ用2πΔf/fs弧度表现。这里，在第1训练数据区间为N1弧度的情况下，N1·θ与2π弧度相比为不能忽视的数值的情况下，在现有方法下，第1训练数据区间下传输路径推定值与参照信号的相位误差最大为N1·θ，相互相关值与自相关值不一致，与传输路径推定值中包含误差的结果相比，在本发明的方式下，即使差动化时间Δt与符号时间幅度相等，也不会仅因为θ的变化，并且在也不会仅因为在第1训练区间中全部产生一定值θ的相位差，而随着符号的经过相位误差为θ的整数倍。因此，不必通过基于回归直线的外推来求出现有方法产生的传输路径的推定，传输路径不依赖于频率差，为恒定值，可通过差动结果的平均来容易算出。这里，虽将差动时间差设为符号时间，但通过设为该值以下(例如设为1/M)，各差动化信号的相位误差变为θ/M，可更正确地进行传输路径的设定。

这里，作为删除频率误差的公知方法，有使用自动频率控制(AFC)的方法。即为如下方法，调查基于频率差的信号点的旋转，使基站局部发射器的频率变化，以使该信号点的旋转变为0，删除信号点的旋转。但是，该AFC为了正确求出频率差，存在频率差补偿的收敛时间长，其间不能进行高精度自适应天线动作等问题。相反，根据本发明的方法，具有如下优点，尤其是不使AFC动作，就可进行自适应处理，不使用所谓伴随数据解调来推定信号点推移的自适应阵列天线电路的后级信号，也可进行数据解调的前级处理，在改善信号、干扰波比后，可进行数据解调。

尤其是与使用AFC使参照信号同步后进行处理的同步检波一样的方式相比，本发明的方式由于是与延迟检波一样的方式，所以在传输路径为稳定状态的情况下，即固定传输路径的情况下，与同步方式相比，会有一些恶化。但是，在移动通信的情况下，传输路径随时间变化，不容易取得载波同步的情况下，本发明的方法有效。

另外，虽上述接收信号差动器B-3、接收信号差动器B-3内的延迟元件B-3-1、接收加权器B-4、加法器B-5、参照信号差动器B-6、接收自适应处理部B-7、发送自适应处理部B-8、发送加权器B-9等可分别由独立的元件构成，但在DSP等以软件处理的情况、或由FPGA等通用逻辑元件构成的情况下，不用说，在同样作用的情况下也可得到同样的效果。另外，图1中将参照信号作为输入信号后由参照信号差动器B-6进行差动，但不用说，也可事先将差动化参照信号后的信号存储在存储器等中来利用。

另外，就图1的结构而言，当然需要发送部、接收部等进行作为本来目的的频率变换的功能块等，但因为在说明本发明的宗旨上没有直接关系，所以省略图示和说明。

Claims (13)

1、一种阵列天线通信装置，实时变更天线方向性，与多个终端之间以时间分割的方式进行信号的发送接收，其中，具备：

分散配置的多个天线；和

在进行信号的收发信时共享所述多个天线的发送电路和接收电路，

所述接收电路包含：

接收信号分离电路，在对接收信号进行接收时，根据来自所述多个天线的信号，分离来自所述多个终端中特定终端的信号；和

接收传输路径平均电路，在对所述接收信号进行接收时，根据时间差分信号，即将来自所述多个天线的信号进行了采样的信号的时间差分，将来自所述特定终端的传输路径进行平均，

所述发送电路包含：

发送传输路径设定电路，根据所述接收传输路径平均电路的平均结果，设定对发送信号进行发送时的传输路径；和

发送方向性控制电路，根据所述发送传输路径设定电路的设定结果，更新对所述发送信号进行发送时的所述天线方向性。

2、根据权利要求1所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

来自所述特定终端的所述收发信的信号的上行线路时隙包含所述上行线路时隙的规定大小的训练数据区域，

所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的平均值，

所述发送传输路径设定电路通过所述平均值来预测对所述发送信号进行发送时的传输路径。

3、根据权利要求2所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的、与来自所述特定终端的脉冲响应相当的接收系数矢量。

4、根据权利要求3所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述接收传输路径平均电路通过来自所述多个天线的接收信号的各时间差分信号、与由所述接收信号分离电路分离的来自所述特定终端的时间差分信号的整体平均，导出所述接收系数矢量。

5、根据权利要求1所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

来自所述特定终端的所述收发信信号的上行线路时隙，包含设置在所述上行线路隙中的具有规定数量的训练数据的训练数据区域、和具有分别表示来自所述特定终端的信息的多个数据的数据区域，

所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的按时间顺序配置的多个平均值，

所述发送传输路径设定电路通过所述多个平均值来设定对所述发送信号进行发送时的传输路径。

6、根据权利要求5所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的多个时间差分信号，依次导出来自所述特定终端的传输路径的、与来自所述特定终端的脉冲响应相当的多个接收系数矢量。

7、根据权利要求6所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述多个接收系数矢量的依次导出基于最快下降法。

8、根据权利要求6所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述多个接收系数矢量的依次导出基于递归最小2乘法。

9、根据权利要求1所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

来自所述特定终端的所述收发信信号的上行线路时隙，包含设置在所述上行线路隙中的具有规定数量的训练数据的训练数据区域、和具有分别表示来自所述特定终端的信息的多个数据的数据区域，

所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的时间差分信号，导出来自所述特定终端的传输路径的多个推定值，

所述发送传输路径设定电路通过回归所述多个平均值并根据回归结果进行外推，预测所述发送信号进行发送时的传输路径。

10、根据权利要求9所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述接收传输路径平均电路根据所述训练数据区域和所述数据区域中的多个时间差分信号，依次导出来自所述特定终端的传输路径的与来自所述特定终端的脉冲响应相当的多个接收系数矢量。

11、根据权利要求10所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述多个接收系数矢量的依次导出基于最快下降法。

12、根据权利要求10所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

所述多个接收系数矢量的依次导出基于递归最小2乘法。

13、根据权利要求1所述的阵列天线通信装置，其特征在于：

接收信号分离电路包含：接收权重矢量计算部，接收来自所述多个天线的接收信号，实时导出用于分离来自所述特定终端的时间差分信号的接收权重矢量；多个第1乘法器，分别在一个输入接收来自所述多个天线的接收时间差分信号，分别在另一输入接收所述接收权重矢量对应的要素；和加法器，将来自所述多个乘法器的信号相加，

所述发送方向性控制电路包含：发送权重矢量计算部，根据来自所述发送传输路径平均电路的推定结果，导出发送权重矢量；和多个第2乘法部，在一个输入接收发送信号，在另一个输入分别接收所述发送权重矢量，分别提供给所述多个天线。

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