CN1528099A - 借助定向天线的许可控制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在蜂窝网络借助天线阵执行许可控制的方法和网络，其中基于负载相关定向参数估计的方向特定负载确定执行许可控制判决。另外，可实现具有至少两个扰码的小区分割函数。

Description

借助定向天线的许可控制

技术领域

本发明涉及一种用于在诸如WCDMA(宽带码分多址)网络的蜂窝网络中借助诸如天线阵的定向天线执行许可控制的方法和系统。

背景技术

从Z.Liu，M.Zarki，“SIR Based Call Admission Control forDS-CDMA Cellular Systems(用于DS-CDMA蜂窝系统的基于SIR的呼叫许可控制)”，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，Vol.12，No.4，pp.638-644，May 1994，从Z.Dziong，M.jia，P.Mermelstein，“Adaptive Traffic Admission forIntegrated Services in CDMA Wireless Access Networks(在CDMA无线接入网络中用于综合业务的自适应业务许可)”，IEEE Journalon Selected Areas in Communications，Vol.14，No.9，pp.1737-1747，December 1996，以及从S.Kumar，S.Nanda，“High Data-Rate Packet Communications for Cellular Networks UsingCDMA：Algorithms and Performance(采用CDMA的蜂窝网络的高数据率分组通信：算法和性能)”，IEEE Journal on Selected Areasin Communications，Vol.17，No.3，pp.474-492，March 1999中了解到，对于支持语音和可变比特率数据用户的WCDMA系统来说，功率是对网络负载的一种健壮的整体测量。因此，若P＜P_threshold，则允许用户接入系统，在此P_threshold是从网络量度获得的已知功率阈值，而P是来自相应基站(BS)的总发射功率。假设分配给用户号n的功率等于P_n，则可表述下述关系：P＝∑P_n。

为量化同一判断规则是否可应用于装有天线阵的BS，必须考虑从利用这项技术得到的预期容量增益。假设以M-振子的天线阵使用简单波束成形(BF)，在此不考虑来自干扰用户的信号(即，不利用空间协方差干扰矩阵的知识)对期望的用户创建波束。若该干扰在空间上是白的(即，干扰不依赖于波束的空间发射或接收方向)，则容量可近似提高系数M(假设为全向天线振子)，而对于所有用户都位于同一方向方向的情况则预计无容量增益。因此，因空间滤波导致的容量增益对干扰的空间分布很敏感，由此这种机制被许可控制(AC)算法捕获非常重要，以便系统在所有可能的条件下都保持稳定。这对于具有混合语音和高比特率数据业务的系统尤为重要，其中空间干扰可能偏离空间白的假设，对于仅支持大量语音用户的WCDMA系统来说这通常被假设为有效。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于借助天线阵执行许可控制的方法和网络振子，借助这种方法和网络振子可保证系统的稳定性。

这个目的是通过一种用于在蜂窝网络执行许可控制的方法实现的，所述方法包括步骤：

确定被许可的终端设备的位置；

估计定向天线的负载相关的定向发射参数，所述参数从所述终端设备的许可产生；以及

如果所述定向发射参数不超出在所述定向天线的任何可用方向上的预定阈值则许可所述终端设备。

此外，上述目的是通过一种用于在蜂窝网络执行许可控制的网络系统实现的，所述系统包括：

定向天线；

估计装置，用于估计所述定向天线的负载相关的定向发射参数，所述参数从所述终端设备的许可产生；以及

控制装置，用于如果所述估计的定向发射参数不超出在所述定向天线的任何可用方向上的预定阈值则许可所述终端设备。

根据本发明，当前使用的AC算法可被扩展为支持装有天线阵的BS，这样在网络就能得到全部容量增益。特别是可提供可靠的许可控制以许可终端设备，即用户，因为在所有可用方向都检查了定向发射参数以确保由于波束耦合影响在另一方向不会超过许可阈值。

优选定向发射参数为通过利用定向天线的波束图计算发射功率方位谱确定的定向发射功率，定向天线可以是天线阵、智能天线或任何其他类型的定向天线。另外，在无线电信道上的方位分散可用于计算发射功率方位谱。特别是可通过向所述许可之前获得的发射功率方位谱中加入由所述许可导致的定向功率增加来计算发射功率方位谱。

作为选择，定向发射参数可以是定向吞吐量。在此情况下，如果在每个可用方向总的小区吞吐量低于某个预定的吞吐量阈值则用户得到许可。

在连续波束成形天线系统中，可选择用于发射到终端设备的波束的调向方向以覆盖所述确定位置。接着为所有方位方向估计定向发射参数的增加。估计的参数增加可用于基于提供的用户特定信息估计定向参数的新方位谱，所提供的用户特定信息可包括比特能量与噪声谱密度比、比特率、导引信号测量以及接入方向估计中的至少一个。

作为选择，可使用具有有限波束集合的天线系统。在此情况下，可选择有限波束集合中的一个波束用于基于确定的方向发送到所述终端设备。接着，可基于定义该有限波束集合之间的耦合系数的耦合矩阵为该有限波束集合的方向估计定向发射参数的增加。特别是在估计步骤可使用数字波束成形网络以便为该有限波束集合中的每个波束导出新功率级别的估计。可基于上行链路空间协方差矩阵的测量和/或估计修改耦合矩阵。此外，可利用该有限波束集合的固定方位范围预先计算耦合矩阵。如同在连续波束成形天线系统中一样，估计的功率增加可用于基于提供的用户特定信息估计新功率方位谱。在此，所述用户特定信息可包括比特能量与噪声谱密度比、比特率、导引信号测量，以及为新终端设备选择的波束中的至少一个。

定向天线可以是双极化天线阵。在此情况下，可为每个极化提供有限波束集合，而且通过为每个极化添加参数估计可执行定向发射参数的估计。

此外，可为该有限波束集合的不同波束分配初级和次级扰码。在此情况下，可为第一个波束子集分配初级扰码，而为第二个波束子集分配次级扰码。具体来说，第一个子集和第二个子集可包括四个相邻波束。在一种可选配置中，第一个子集可包括五个相邻波束，而第二个子集可包括三个相邻波束。首先可为该有限波束集合的所有波束分配初级扰码，接着在码负载超过预定阈值时可分配次级扰码。此外，可使用自适应码分配方案，其中在第一个码触发开始分配第二扰码，而在对应于较大码负载的第二码触发停止分配。

一般来说，可提供余量作为对参数增加估计误差的保护。从而可提高许可控制的可靠性。

在蜂窝网络的基站或无线电网络控制器可布置所述估计装置和控制装置中的一种或二者。

附图说明

下面参考附图基于优选实施例详细描述本发明，其中：

图1是指示天线阵的空间波束的WCDMA网络的示意框图；

图2是根据第一个优选实施例的基站体系结构的示意框图；

图3是根据第二个优选实施例的基站体系结构的示意框图；

图4是可实现所述优选实施例的网络拓扑结构的例子；

图5是天线阵的标准化辐射图；

图6是关于天线阵的最佳波束的增益差的指示图；

图7是在有效发射功率方位谱中最大值的相对估计的累积分布函数；

图8是在小区分割的情况下初级和次级扰码的波束分配；

图9是初级和次级扰码之间的重叠区域的指示图；

图10是使用两个扰码的容量损耗与下行链路正交系数之间的关系曲线图；

图11是自适应码分配方案的状态图；以及

图12是根据本发明基于定向功率的许可控制方案所需的输入参数。

具体实施方式

如图1所示，现在借助常规波束成形算法基于使用天线阵或智能天线(SA)10的WCDMA基站20的许可控制方案描述优选实施例。

根据图1，蜂窝WCDMA网络包括无线电网络控制器(RNC)30，具有SA 10的基站(BS)20与该RNC 30连接。在本例中，在使用SA 10的BS 20实施基于定向功率的许可控制(AC)算法。因此，选择定向发射功率作为定向发射参数。在RNC也可实现许可控制功能。若可得到所需的输入参数，原则上AC功能可位于任何位置(网络振子)。

此外，利用指向方位方向φ₁到φ₇的7个波束示意具有SA 10和常规波束成形(波束调向)的BS 20的有效发射或接收功率方位谱。基本观点是，如果对于所有φ，P(φ)＜P_threshold，则许可用户，其中P(φ)是标准化完整发射功率方位谱，包括天线阵波束图和无线电信道上的方位扩散。因此，为确定是否能保证新用户容量，需要估计P(φ)＝P_old(φ)+ΔP(φ)，其中P_old(φ)是在许可用户之前的功率谱，而ΔP(φ)是因许可用户引起的功率增加。

假设在某个方位方向上的最大发射功率被表示为Max{P(φ)}。很容易证明，如果所有用户都位于同一方位，则Max{P(φ)}＝∑P_n，而如果干扰在空间上是白的，则Max{P(φ)}≈(1/M)∑P_n。因此，当相比有定向干扰的情况该干扰在空间上为白时，所提出的AC算法将自动允许系统容纳系数为M的附加用户。

下面将描述所提出的用于具有SA 10的BS 20的AC。

对优选实施例的描述集中在，对于使用具有常规波束成形(BF)的智能天线(SA)的WCDMA系统的下行链路(DL)方向AC(即，BS 20到移动终端)。所提出的用于在上行链路(UL)上实施的SA的AC算法基于与在DL上导出的原理相同的原理。下面简要概述在UL及DL对这个问题的基本解决方案。

假设波束被调向方位方向φ₁且发射功率等于P，则可如下得出一个用户引起的有效发射功率方位谱的表达式。在天线阵发射的复合基带信号被表示为：

$s\left(t\right)=\sqrt{P}u\left(t\right)\frac{1}{\sqrt{M}}c\left({\mathrm{\φ}}_1\right),------\left(1\right)$

其中向量s(t)＝[s₁(t)，s₂(t)，…，s_M(t)]^T包含在M个天线上发射的信号。假设复合基带信号u(t)具有零平均值和单位功率。天线阵调向向量被表示为：

c(φ)＝[c₁(φ)，c₂(φ)，…，c_M(φ)]^T，                (2)

其中c_m(φ)＝exp(-j(m-1)πsinφ)，假设为具有半波长振子间隔的均匀线性天线阵。数学符号[]^T表示转置。在位于方位方向φ2的移动终端或用户设备(UE)接收的信号是通过无线电信道上的多个多路径接收的信号之和。根据K.I.Pedersen，P.E.Mogensen，B.Fleury“AStochastic Model of the Temporal and Azimuthal Dispersion Seen atthe Base Station in Outdoor Propagation Environments(在户外传播环境中在基站看到的时间和方位扩散的随机模型)”IEEE Trans，onVehicular Technology，Vol.49，No.2，pp 437-447，March 2000，连接位于φ₂的UE和位于BS 20的M个天线振子的无线电信道窄带传播向量可被表示为：

h(φ₂)＝∑a₁c(θ₁-φ₂)，                       (3)

其中a₁是在该信道上不同多路径的复合幅度，而θ₁是对应的方位方向(在BS 20)。应指出，公式(3)指示一个随机过程，其中方位θ₁近似为为典型的城市环境分布的单位独立零平均高斯。此外还假设在公式(3)的传播向量被标准化以便在该向量中分量的功率的期望值等于1，即，对UE的路径损耗并不包含在该传播向量中。

在位于φ₂的UE接收的信号因此被表示为：

y(t)＝h^H(φ₂)s(t)，                            (4)

其中[]^H指示哈密特(Hermitian)转置。随后得到接收功率对UE的方位位置为：

P(φ₂)＝E{|y(t)|²}

      ＝E{|h^H(φ₂)s(t)|²}                       (5)

      ＝Pc^H(φ₁)R(φ₂)c(φ₁)

      ＝PW(φ₁；φ₂)

在此无线电信道空间协方差矩阵被表示为：

$R\left({\mathrm{\φ}}_2\right)=E\left\{h\left({\mathrm{\φ}}_2\right)h^H\left({\mathrm{\φ}}_2\right)\right\}$

其中P_A(φ)是无线电信道功率方位谱，其可以借助零平均拉普拉斯(Laplacian)算子函数来近似，这在K.I.Pedersen，P.E.Mogensen，B.Fleury，“Power Azimuth Spectrum in OutdoorEnvironments(户外环境下的功率方位谱)”，IEE ElectronicsLetters，Vol.33，pp.1583-1584，August 1997中有描述，即，

$P_A\left(\mathrm{\φ}\right)=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_A\sqrt{2}}\exp [-\sqrt{2}|\mathrm{\φ}|/{\mathrm{\σ}}_A],------\left(7\right)$

其中σ_A是无线电信道方位范围(AS)，对于典型的城市环境其通常大约平均为5-10度。函数W(φ₁；φ₂)＝c^H(φ₁)R(φ₂)c(φ₁)可被解释如下：当波束指向方向φ₁时，其表示在方向φ₂的标准化有效天线阵增益。应指出，这个函数获取了作为振子数M的函数的无线电信道上的方位扩散以及天线阵波束带宽和旁瓣级别的变化的影响。此外，应指出，由于在此实施的标准化，很容易证明，0≤W(φ₁；φ₂)≤1，且对φ₁＝φ₂，W(φ₁；φ₂)＝1。此外，对于{φ₁；φ₂}的所有值，对M＝1，W(φ₁；φ₂)＝1。

现在描述第一个优选实施例作为连续波束成形的例子，这是各个波束被用于所有用户的模式。这意味着波束对某个用户的调向方向对应指向用户的方位方向。应指出，对用户的发射是仅利用一个调向波束实现的。在一些差的城市环境中，若在BS天线阵10具有不同入射角，在BS 20和UE之间存在两个或多个主要传播，也可使用经由两个或多个波束的发射。对UE的调向方向(也称为到达方向，DoA)是根据从UE上行链路接收的信号估计的。假设有N个用户，其中用户n位于方位φ_n并以功率P_n发射，我们可如下表述有效功率方位谱：

$P\left(\mathrm{\φ}\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{P}_{n}W({\mathrm{\φ}}_n;\mathrm{\φ})+P_{\mathrm{pilot}},------\left(8\right)$

其中P_pilot是分配给主公共导引(CPICH)的功率，这个功率是在扇区波束上发送的，因此没有以函数W(φ₁；φ₂)加权。在该扇区波束上发送的其他公共信道，类似CCPCH等，也应被同样视为CPICH，且不以函数W(φ₁；φ₂)加权。这暗示着UE不再使用CPICH用于相位基准，只可使用专用的导引符号。由于信道和SIR估计不那么准确，这一般会导致性能损失大约1-2dB。基于公式(8)，若下述公式成立，系统被认为是稳定的且不过载：

P(φ)＜P_threshold，                      (9)

其中P_threshold是定义过载的功率级别。应指出，对于M＝1，公式(9)中的标准简化为：

${\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N{P}_n+P_{\mathrm{pilot}}<P_{\mathrm{threshold}},-----\left(10\right)$

在许可新用户到具有SA 10的BS 20上之前，估计所有方位的功率增加，接着在保证新用户容量之前检验公式(9)是否为真。

图2是根据第一个优选实施例的AC体系结构的示意框图。根据图2，提供扇区波束成形器振子40以便为合并(例如，求和)网络42提供M个扇区波束成形信号，在此这M个扇区波束成形信号与用户特定的波束成形信号组合并提供给SA 10，例如具有M个振子的均匀线性天线阵。扇区波束成形信号是基于定义BS 20服务的期望扇区的公共导引信道信令生成的。用户特定的波束成形信号是在相应的波束成形器振子41-1到41-N生成的以基于相应的用户信号User#1到User#N获得波束方向。在许可新用户之前，通过利用合并网络42的输出信号在对应的测量振子43测量有效功率方位谱P(φ)，并将其提供给估计振子44以基于提供的关于新用户的用户特定信息估计新功率方位谱P_new(φ)。接着将这个新功率方位谱P_new(φ)提供给AC功能45。用户信息可包括所需的Eb/No(比特能量与噪声谱密度之比)，比特率、导引测量及DoA估计中的至少一种。应指出，在对应新用户的方位角估计定向功率增加还不够，因为许可后P(φ)的全局最大值可能位于任意方位。之后将讨论得出的定向功率增加估计。

图3示意了根据第二个优选实施例的AC体系结构的示意框图，在使用连续BF的备选方案，即固定波束格栅。在此情况下，只使用具有以下方位调向方向的N个定向波束的有限集合：

[ φ₁， φ₂，…， φ_N]。                  (11)

利用这种方案，可为每个波束分配辅助公共导引信道(S-CPICH)，UE可将它用于信道估计(相位基准)。从S-CPICH获得的信道估计大大优于从专用导引符号获得的估计，这一般导致结论，对于DL固定波束格栅更具吸引力。其次，在引入S-CPICH时也能提高在闭环功率控制算法中使用的SIR估计的精度。然而，通过引入消耗总容量库的附加总开销(S-CPICH)可得到改进的信道和SIR估计。分配给波束号码n的功率因此可表示为：

${\stackrel{\&OverBar;}{P}}_n=P_n^{\mathrm{SCPICH}}+P_n^{\mathrm{user}},-------\left(12\right)$

其中P_n ^SCPICH是分配给波束n的S-CPICH的功率，而P_n ^user是分配给波束n的用户的功率之和。从公式(8)和(11)，通过如下的简单线性变换可得到对应N个调向方向的有效发射功率方位谱：

公式(13)中的N×N矩阵可被解释为在N个定向波束之间的耦合矩阵。对于具有正交波束的特殊情况而言，该耦合矩阵简化为单位矩阵。假设某个功率方位谱(PAS)和方位范围(AS)，可预先计算耦合矩阵并将其存储在表格中。还可以基于上行链路空间协方差矩阵的测量/估计自适应修改该矩阵。

由于发射功率方位谱中的局部最大值将对应其中一个调向方向，若下述关系存在则认为系统是稳定的而且不过载：

P( φ_n)＜P_threshold  n∈[1，2，…，N]    (14)

这意味着在许可一个新用户之前，根据公式(13)估计为每个波束分配的新功率，并将其映射到功率方位谱的抽样形式，并且在保证用户容量之前检查是否满足在公式(14)提出的标准。

如图3示意，基于在许可之前每个波束的功率和有关该新用户的信息共同估计每个波束的功率增加。为实现这个目的，估计振子44利用输入到数字波束成形器网络41的信号，基于新用户的用户特定信息，导出对每个波束#1到#N的新功率级别的估计，该定向功率级别估计被提供给AC功能45。每个输入信号指示相应波束的当前或实际功率P₁到P_N。波束成形器网络41输出M个信号到SA 10以生成所想要的方位功率分布。在此情况下，用户特定信息可包括所需的E_b/No，比特率，导引测量，以及为新用户选择的波束中的至少一个。

应指出，对于SA 10的振子被合并以形成扇区波束的情况，扇区波束的天线增益将小于定向波束的增益。定义比值ψ＝G_sector/G_beam为扇区波束和定向波束图之间的增益差。那么可使用近似值ψ≈1/M。因此，对于M＝4，增益差大约为6dB。因此，相比主公共导引信道，辅助公共导引信道(S-CPICH)的发射功率低6dB，因此对于主、次导引来说覆盖仍保持一样。

在使用两个天线端口的DL发射分集的情况下，就不需要实施基于定向功率的AC。对于这种情况仍可使用基于常规功率的AC。因此，若馈到这两个天线端口的功率之和仍低于阈值P_threshold，则允许用户进入系统。于是从利用发射分集产生的容量增益被AC算法自动捕获，因为每个用户所需的Eb/No将较低，由此在同一发射功率约束下可许可更多用户。

应指出，这个结论对于开环和闭环发射分集方案均有效，而与使用两个空间独立的天线还是一个双极化天线无关。

在UTRAN(通用移动电信系统地面无线电接入网)标准的限制内可组合固定波束格栅和DL发射分集。这可通过在BS 20利用双极化天线阵，接着对具有完全相同的调向方向或偏置的每个极化使用常规波束的格栅，即利用交织波束来实现。接着通过利用开环或闭环发射分集形成馈给两个极化的信号。

利用这种方案，应使用讨论的基于定向功率的AC方案的扩展形式。假设每个极化(pol1和pol2)使用N个波束，并为这两个极化和波束号n分配以下功率级别

对于这两个极化的波束的调向方向都相同的特殊情况，可近似

${\stackrel{\&OverBar;}{P}}_n={{\stackrel{\&OverBar;}{P}}_n}^{\mathrm{pol}1}+{{\stackrel{\&OverBar;}{P}}_n}^{\mathrm{pol}2},------\left(16\right)$

接着利用公式(13)得到发射功率方位谱的等效表达示，若在公式(14)定义的条件仍有效则允许新用户接入系统。对于在这两个极化上的波束交织的一般情况而言，即不同调向方向用于对应这两个极化方向的波束，公式(16)无效，而且必须通过在这两个极化上的波束之间应用波束耦合矩阵来进行扩展。

下面对于在第二个优选实施例中使用固定波束格栅的情况，导出可在估计振子44使用的简单功率增加估计器(PIE)。然而，在此导出的估计器可很容易扩展到使用连续BF的情况。

对于使用固定波束格栅的PIE而言，主要目的是对所有波束估计功率增加。一旦了解到为每个波束分配的功率，就可得到根据公式(13)的有效功率方位谱的估计。应指出，只估计新用户请求容量时波束的功率增加是不够的，因为在不同DL波束之间可能存在大的耦合。因此，对于如图2和图3指示的定向DL PIE，在估计振子44应能得到以下信息：

●在许可新用户之前为每个波束分配的功率的测量；

●新用户的比特率(R_user)；

●所需的Eb/No(P_user)；

●来自新用户的导引报告，其是Ec/Io测量(ρ_user ^pilot)；

●新用户被分配波束号m∈[1，2，...，N]。这个信息是从UL DoA估计获得的，其将从随机接入信道(RACH)被估计；

●主、次公共导引信号的功率；

●假设无线电信道的拉普拉斯算子功率方位谱，及5-10度的给定方位范围，波束耦合矩阵的估计。在许可新用户后分配给每个波束的功率可被近似为

在此，P_user是分配给新用户的功率，而β_n表示在波束n现有用户的功率增加。应指出，β_n＞1包括因许可新用户现有用户的功率增加。可使用以下近似：

这意味着分配给波束m的用户被假设增加它们的功率级别部分与所需的Eb/No和新用户的比特率成正比。在其余波束(n≠m)现有用户的功率增加是以函数W(φ_m；φ_n)加权的，因为在这些波束中的用户只经历新用户的功率W(φ_m；φ_n)P_user。基于公式(17)，我们可表示新用户的Eb/No为

${\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{user}}=\frac{R_c}{R_{\mathrm{user}}}\frac{h_{\mathrm{user}}W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m;{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{user}})P_{\mathrm{user}}}{P_{\mathrm{noise}}+p_{\mathrm{user}}^{\mathrm{other}}+h_{\mathrm{user}}(1-a)[{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+{\mathrm{\&beta;}}_n{P}_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)+\mathrm{\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}]}---\left(19\right)$

其中h_user是对新用户的路径损耗，φ_user是朝向该用户的方位方向，P_other是该用户经历的其他小区干扰，P_noise是噪声功率，而a是下行链路正交系数。应强调，朝向新用户的方位方向(φ_user)是未知的，只有所选择的波束是已知的。为简化起见，因此假设φ_user＝ φ_m，这样通过如下重新整理公式(19)可得到对新用户所需发射功率的表达式：

$P_{\mathrm{user}}={\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{user}}\frac{R_{\mathrm{user}}}{R_c}[\frac{P_{\mathrm{noise}}+P_{\mathrm{user}}^{\mathrm{other}}}{h_{\mathrm{user}}}+(1-a)[{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+{\mathrm{\&beta;}}_n{P}_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)+{\mathrm{\&psi;P}}_{\mathrm{pilot}}\left]\right]------\left(20\right)$

在公式(20)中除了对用户的路径损耗，其他小区干扰的级别以及噪声功率外，所有参数都是已知的。从UL功率延迟简表或从接收的导引报告，Eb/No，以及现有用户的发射功率可估计DL正交系数。从新用户报告的导引测量可导出其他小区干扰、噪声和路径损耗项，其等于

${\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{user}}^{\mathrm{pilot}}=\frac{h_{\mathrm{user}}\mathrm{\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}}{P_{\mathrm{noise}}+P_{\mathrm{user}}^{\mathrm{other}}+h_{\mathrm{user}}[{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+P_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)+\mathrm{\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}]},---\left(21\right)$

重新整理公式(21)，对于公式(20)的未知变量可得到以下表达式：

$\frac{P_{\mathrm{noise}}+P_{\mathrm{user}}^{\mathrm{other}}}{h_{\mathrm{uder}}}=\frac{\mathrm{\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}}{{\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{user}}^{\mathrm{pilot}}}+[{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+P_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)+\mathrm{\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}].----\left(22\right)$

应指出，在许可用户之前得到导引测量。这意味着隐含假设其他小区干扰不因许可新用户而增加。此外，只有新用户(在许可后)的Eb/No正好等于所需的Eb/No，公式(20)才有效，这当然不会是因有限功率控制步距(1.0dB)导致的剩余功率控制误差，反馈误差，SIR估计误差等导致的情况。这些近似的有效性可以通过模型来量化。这些模型有助于为具有SA 10的BS 20提出的AC方案证实有效性，而且在使用所提出的AC判断规则时为在BS 20具有SA 10的预期容量增益提供数字。

图4指示使用具有常规扇区天线和SA的混合BS的网络拓扑结构。特别地，具有扇区天线的三个BS位于无线电小区#2，#3，#4和#5的预定边缘，而具有SA的一个BS位于无线电小区#1的预定边缘。从而可保证整个小区区域都有良好覆盖。

当P(φ)＞P_threshold时认为系统过载。当系统进入P_threshold-P_offset＜Max{P(φ)}＜P_threshold的状态时，系统仍保持稳定但不再许可用户。在此P_offset可被解释为滞后余量，其用作增加估计误差的保护功率。因此P_offset的大小大部分依赖于导出的方向功率增加估计器的精度。因此，P_target＝P_threshold-P_offset，为提取功率增加估计器的精度，相对估计误差被定义如下：

$\mathrm{\&epsiv;}=\frac{\mathrm{Max}\left\{P\left(\mathrm{\&phi;}\right)\right\}-\mathrm{Max}\{\hat{P}\left(\mathrm{\&phi;}\right)\}}{P_{\mathrm{threshold}}}.-------\left(23\right)$

给定SA配置具有N＝8个波束，M＝4个天线和5度方位范围，则在公式(13)定义的波束耦合矩阵等于

$\left[\begin{array}{cccccccc}1.00& 0.44& 0.02& 0.06& 0.01& 0.06& 0.02& 0.42\\ 0.44& 1.00& 0.44& 0.02& 0.06& 0.01& 0.06& 0.02\\ 0.02& 0.44& 1.00& 0.44& 0.02& 006& 0.01& 0.06\\ 0.06& 0.02& 0.44& 1.00& 0.44& 0.02& 0.06& 0.01\\ 0.01& 0.06& 0.02& 0.44& 1.00& 0.44& 0.02& 0.06\\ 0.06& 0.01& 0.06& 0.02& 0.44& 1.00& 0.44& 0.02\\ 0.02& 0.06& 0.01& 0.06& 0.02& 0.44& 1.00& 0.44\\ 0.42& 0.02& 0.06& 0.01& 0.06& 0.02& 0.44& 1.00\end{array}\right].----\left(24\right)$

因此，两个相邻波束之间的耦合等于0.44，而由至少一个波束分隔的相邻波束的耦合小于0.06。

图5示意了对于N＝8个定向波束，标准化有效定向波束图的指示图。应指出，位于方位±60°具有13dB衰减的峰值为旁瓣，而不是主波束。此外，指向方位方向±60°的波束相比垂射衰减大约10dB。假设路径损耗指数为3.5，这等效于降低50％的覆盖，这完全遵守在图4中为每个小区计划的覆盖区域。

扇区波束的天线加权向量可被计算为定向波束向量的平均值，即，

$A=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\&Sum;}}c\left({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n\right).------\left(25\right)$

利用这个方案，扇区波束提供对整个小区区域的覆盖。

图6示意了作为方位角的函数的扇区波束和最佳定向波束图(ψ＝G_sector/G_beam))之间的增益差(以分贝为单位)的指示图。对于从-60°到+60°的方位角范围，可近似ψ＝-5.6dB，最大误差为±0.5dB。因此在估计从主CPICH到UE的路径损耗时可使用常数值ψ＝-5.6dB。或者，根据所选择的波束可使用不同的ψ值。

图7示意了对于两种不同情况相对估计(PIE)误差的累积分布函数(cdf)的指示图。优选已知对应PIE使用的耦合矩阵的情况主要位于上部的曲线。该主要在下部的曲线表示使用的耦合矩阵与真正的耦合矩阵稍有不同情况下的相对PIE误差。在此假设无线电信道功率方位谱是高斯分布为10度的方位范围计算矩阵，即使无线电信道真实功率方位谱遵循的是5度方位范围的拉普拉斯算子函数。

可以看到，对于上面考虑的两种情况相对PIE误差都相当小。对于在真实和使用的耦合矩阵之间存在不匹配的情况而言，相对误差仅以90％的分位数从0.11增加到0.13。因此，所导出的定向PIE对耦合矩阵上的较小近似误差似乎相对坚固。对于方位范围通常大约为5-10度的典型城市环境而言，推荐利用固定方位范围预先计算耦合矩阵一次。以频率为基础估计在BS 20的方位范围是不值得的。由于众所周知从使用BF获得的性能增益以方位范围的函数减小，因此可推荐利用10度的方位范围为在典型城市区域安装的BS预先计算耦合矩阵。

利用所提出的定向AC方案网络仍能保持稳定。覆盖得以保持，而且对所有用户所需的Eb/No也得以保持。可根据每个小区的吞吐量量化相比常规BS扇区天线从利用具有M＝4个天线和N＝8个波束的SA得到的容量增益。假设对于用户所需的Eb/No保持相同，而与是在扇区波束还是在定向SA波束上发送给UE信号无关。这个假设应是有效的，因为所实施的天线阵算法不提供任何分集增益，而且由于在定向波束上使用S-CPICH信道估计不会降级。

在根据图4的情况#1生成用户时，发现安装有SA的小区的吞吐量增加系数2.22，而对于情况#2增益等于2.56。由于干扰变得更具有方向性，对于情况#1容量增益较低，而对于情况#2看来在空间上是均匀的。利用常规BF，众所周知最大增益是在空间白干扰中获得的。在这些条件下，若在无线电信道不存在方位扩散则BF等效于MRC和优化组合。

此外，应指出，所得到的容量增益近似为理论上的预期增益，这进一步暗示所提出的定向AC方案工作正确。预期的容量增益受定向AC算法的影响。

从利用SA得到的容量增益可能足够高，这样信道化码不足就成为限制因数，而不是在无线电接口的实际干扰水平。这个限制可通过向装有SA的小区添加更多码(次级扰码)来解决。在“扩展和调制(FDD)”，ETSI规范3GPP TS 25.213，V3.3.0以及在“物理信道和映射传送信道到物理信道上(FDD)”，ETSI规范3GPP TS25.211，V3.4.0中，公开了码对使用SA的小区的码影响的讨论。

可为每个小区分配构成复合Gold序列的子段的一个初级扰码。存在512个可能的初级扰码，它们被分成64个不同的码组，每个码组有8个码。该扰码与用于自己小区用户的分隔的一个信道化码相关。

每个初级扰码还与可被任意使用的多达15个次级扰码相关。这个额外码的配置意味着额外的信道化码树成为可能，这样就能解决潜在的信道化码不足的问题。除了导引信号，主CPICH和主CCPCH，任何物理信道都可在初级或次级扰码之下发送，主CCPCH总是在初级扰码之下利用信道化码号0和1以扩展系数256发送的。此外，应在整个小区内广播主CPICH和主CCPCH，这样就不允许在这些信道上波束成形。在缺省情况下，主CPICH可用作下行链路信道AICH、PICH、SCH的相位基准，这样在这些信道上也不使用波束成形。

在下行链路共用分组信道(DSCH)被使用并且被映射到多个物理下行链路共用信道(PDSCH)(多码选项)的情况下，应在同一扰码(初级或次级)下发送给定UE正在接收的所有PDSCH。对于PDSCH许可的扩展系数在4到256的范围内。在缺省情况下，DPCH与传输所有相关第一层控制信息的一个DSCH相关。若在同一波束内发送相关的DPCH，则允许在PDSCH信道上波束成形。

利用扩展系数为256的任意信道化码可在初级或次级扰码下发送次公共导引信道(S-CPICH)。不必通过整个小区发送S-CPICH，因此可在这个信道上实施波束成形。高层信令可通知UE使用特定的S-CPICH作为下行链路DPCH的相位基准。若使用DSCH，则同一S-CPICH应被用作PDSCH和相关DPCH的相位基准。另外，应指出，在初级扰码之下发送的S-CPICH可用作在次级扰码之下发送的PDSCH和DPCH的相位基准。

引入次级扰码的缺点在于，在初级和次级扰码之下发送的信号是非正交的，而在同一扰码之下发送的物理信道是正交的。然而，由于通过时间分散的下行链路无线电信道发送信号，这种正交性被部分破坏。这意味着，在理想情况下，只要有足够数量的信道化码可用，就只需配置初级扰码。如果与初级扰码相关的信道化码都被用完了，则应引入第二个扰码。因此，原则上自适应码分配方案是优选方案，根据信道化码树负载来分配。

对于在DL有波束格栅的第二个优选实施例而言，可为不同波束分配扰码。图8示意了在小区分裂的情况下初级和次级扰码的波束分配。在此，有一半波束使用初级扰码，而其余波束使用次级扰码。根据每个波束的负载，可调整码域边界，因此例如，有3个波束正使用初级扰码，而5个波束正使用次级扰码。应指出，利用图8所示的方案，对于次级扰码的波束，相比初级扰码的波束每个波束的最大许可吞吐量将稍低。由于在扇区波束上发送的信号对在次级扰码之下发送的信号干扰更多，情况也将如此。在初级扰码的波束和扇区波束内发送的信号使用来自同一码树的信道化码，因此对来自扇区波束的干扰不那么敏感。

为用户分配两个扰码，同时它们又都可能在同一初级扰码之下发送，因此一般将导致因在初级和次级扰码之下发送的用户之间的相互关系更深而发射功率更大。发射功率越大导致在相邻小区的其他小区干扰越大，这又可映射为软容量的损失。这再次暗示应推导出自适应码分配算法，以便一个或多个次级扰码的使用取决于在初级扰码之下的信道化码树负载。

因此最初在所有波束只应使用初级扰码。当码负载超过某一阈值时，可将这些波束的子集分配给次级扰码，这意味着将为位于经历码变化的波束(即，图8中右手边的波束)的所有UE执行逻辑切换。这可能导致因切换故障而掉话。为避免切换故障和额外需要信令，可采用次级和初级扰码都能使用的备选方案。从而避免使用自适应码分配方案。然而，正如已经讨论的，这可能导致软容量的损失。根据损失程度可确定最适合使用固定还是自适应码分配方案。

应指出，码的分割一般并不局限于使用两个扰码。然而，在一些情况下可能需要具有三个扰码以避免码不足(硬阻塞)。

下面考虑双码分配策略：

1.4-4配置，其中在从左侧开始计数波束时，波束No.1-4使用初级码，而波束No.5-8使用次级码，如图8所示。

2.5-3配置，其中波束1-5使用初级码，而波束No.6-8使用次级码。

在此预期第一种情况导致的容量损失最大，因为码域边界位于具有最高用户密度的方位方向。对于第二种情况，码域边界被偏移到用户密度较小的方位方向。这在图9中示意，其中示意了在初级和次级扰码之间有重叠的区域(“码边界区域”)。

根据下述公式可计算位于每个UE的Eb/No估计：

$\mathrm{\&rho;}=\frac{R_c}{R_{\mathrm{user}}}\frac{P_{\mathrm{user}}}{P_{\mathrm{noise}}+P_{\mathrm{other}}+P_{\mathrm{own}}+(1-a)P_{\mathrm{own}}},------\left(26\right)$

其中P_own是作为预期用户在同一扰码之下发送的自己小区的干扰，而P′_own是在其他扰码之下发送的自己小区的干扰。对于单个扰码操作而言，对于所有情况P′_own＝0.0。因此，希望因使用多码操作导致的性能降级对下行链路正交系数(a)的值非常敏感。

图10表示在相对一个码使用两个扰码时，容量损失或吞吐量损失的百分比与下行链路正交系数的关系曲线。正确预期的那样，容量损失随正交系数的增大而增加，同时对于上面的4-4配置(图10中的上一曲线)，相比上面的5-3配置(图10中的下一曲线)容量损失较高。对于正交系数0.4-0.5，损失大约为5％-11％，具体损失依赖于所选择的码分配策略。相比因使用SA导致的高增益，这种情况被认为是少量的容量损失。

因此推荐使用SA的BS永久使用两个扰码。尤其是对DL正交性良好的环境，这样在无线电资源之前将码用完的可能性很高。若在初级扰码之下有足够多的信道化码可用于支持5个定向波束和所述扇区波束，另外建议使用5-3码分配方案。因此，定向波束No.1-5在初级扰码之下发送，而波束No.6-8在次级扰码之下发送。利用这种码分配策略将使得对于典型的城市车载A信道只损失6％，如图10所示。

在需要自适应码分配方案的情况下，可根据图11所示的状态图实现。在空闲状态下，每个扇区只使用一个扰码。当检测到第一个码触发C1(对应第一个预定的码负载)时，可启动改变到码分割状态，在此选择码域边界，并启动切换到第二扰码。接着在检测到第二码触发C2(对应第二个预定码负载)时，进入码去除状态，在此所有新用户被分配码#1，这意味着码#2被慢慢释放并且存在方位码重叠。当只使用码#1时，再次进入空闲状态。如果在码去除状态检测到第一个码触发C1，则进入码分割建立状态，在此根据新用户的方位位置分配给新用户码。当不存在码重叠时，进入码分割状态。如果在码分割建立状态检测到第二个码触发C2，则再次进入码去除状态。应指出，第一个码触发的选择对应比第二个码触发C2高的码使用或码负载。

如果使用两个扰码，则需要更新PIE，因为波束之间的干扰耦合依赖于使用的扰码。然而，通过只对自己小区的干扰使用正交系数(a)，可很容易扩展估计器，  自己小区的干扰是在与预期信号相同的扰码之下发送的。在另一个码之下发送的其他小区干扰不加权a。

假设在初级扰码下发送头N_p个波束，其余波束使用次级码。因此波束集合B_P＝[1，2，...，N_p]使用初级码，而波束B_s＝[N_p+1，N_p+2，...，N]使用次级码。假设新用户被分配给波束m，因此根据公式(17)估计每个波束的新功率，其中

其中如果m∈B_p，则S_m＝B_p，否则S_m＝B_s。新用户的Eb/No被表示为：

${\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{user}}=\frac{R_c}{R_{\mathrm{user}}}\frac{h_{\mathrm{user}}W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m;{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{user}})P_{\mathrm{user}}}{P_{\mathrm{noise}}+P_{\mathrm{user}}^{\mathrm{other}}+h_{\mathrm{user}}\left[\begin{array}{c}(1-a){\&Sum;}_{n\&Element;S_m}(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+{\mathrm{\&beta;}}_n{P}_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)\\ {+\&Sum;}_{n\&NotElement;S_m}(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+{\mathrm{\&beta;}}_n{P}_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)+\mathrm{k\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}\end{array}\right]}----\left(28\right)$

其中对于m∈S_p，K＝a，否则k＝1。从公式(28)分配给新用户的功率可被表示为

$P_{\mathrm{user}}={\mathrm{\&rho;}}_{\mathrm{user}}\frac{R_{\mathrm{user}}}{R_c}[\frac{P_{\mathrm{noise}}+P_{\mathrm{user}}^{\mathrm{other}}}{h_{\mathrm{user}}}+\left[\begin{array}{c}(1-a){\&Sum;}_{n{\&Element;S}_m}(P_n^{\mathrm{SCPICH}}+{\mathrm{\&beta;}}_n{P}_n^{\mathrm{user}})W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)\\ +{\&Sum;}_{n{\&NotElement;S}_m}\left(P_n^{\mathrm{SCPICH}}{+\mathrm{\&beta;}}_n{P}_n^{\mathrm{user}}\right)W({\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_n;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&phi;}}}_m)+\mathrm{k\&psi;}{P}_{\mathrm{pilot}}\end{array}\right]]---\left(29\right)$

根据公式(22)估计噪声、其他小区干扰以及路径损耗项。根据公式(13)获得有效功率方位谱的抽样模型，最后根据公式(14)中的标准对是否许可用户的实施判断。

已经测试和发现所推导出的估计器的精度类似于为单个扰码操作推导出的PIE的精度。

应指出，可为任何负载相关的定向发射参数执行估计。特别是，可用于代替上述的定向发射功率的可选发射参数可以是每个方向的吞吐量，即每个波束的比特率，或每个波束某个时间间隔的总开销，这样就可在基于吞吐量的AC方案中实现本发明。在此情况下，基于SA 10的天线图和/或对应的耦合矩阵在上述实施例的估计振子44为每个可用方向或波束估计定向吞吐量。基于可能是每个方向的离散参数值或定向参数的方位谱的估计结果，接着在AC功能45确定是许可还是拒绝一个新容量请求。因此，若在每个可用方向上的总小区吞吐量低于某个预定的吞吐量阈值则许可用户。然而应指出，本发明并不局限于上面提到的特定定向发射参数，而且可为适合用作负载指示以进行许可控制的任何种类的发射参数实现本发明。

利用所提出的定向AC方案确保可获得从使用SA得到的全部容量。在使用4个天线振子和8个波束时估计DL的容量增益大约为2.2-2.6。所提出的AC算法考虑每个波束的负载和互波束耦合，这有助于维持一个稳定的系统。

对具有SA 10的BS 20所提出的定向AC算法相比对具有标准扇区天线的BS的常规AC需要多个附加参数中的至少一个。在图12示意了可能的附加输入。

根据图12，可能需要许可用户之前每个波束的功率级别，波束耦合矩阵的知识，以及为新用户估计的波束(m)为相比标准AC另外需要的一些额外参数。因此，需要另外的节点-B测量。

本发明的许可控制方案可应用于控制电路交换和分组交换无线电承载。

根据本发明的AC功能也可在无线电网络控制器或具有所需的可用输入参数的任何其他适当的网络振子实现。在许可控制是在RNC实现的情况下，定向AC方案将对RNC和BS之间的Iub接口也有影响。

当使用SA时，负载控制(LC)和分组调度程序(PS)也必须被修改，因为使用基于定向功率的负载测量。可以升级PS以便也支持SA的调度。这也包括PS-AC和PS-LC之间的信息流的重新定义。

应指出，本发明并不局限于上述的优选实施例，而是可应用于具有任何定向天线执行许可控制的任何网络振子。因此，可在所附权利要求书的范围内改变优选实施例。

Claims (30)

1.一种用于在蜂窝网络执行许可控制的方法，所述方法包括步骤：

a)确定将被许可的终端设备的位置；

b)估计定向天线(10)的与负载相关的定向发射参数，所述参数根据所述终端设备的许可产生；以及

c)如果所述定向发射参数不超出在所述定向天线的任何可用方向上的预定阈值，则许可所述终端设备。

2.根据权利要求1的方法，其中所述定向发射参数是通过利用所述定向天线(10)的波束图计算发射功率方位谱所确定的定向发射功率。

3.根据权利要求2的方法，其中所述发射功率方位谱是利用无线电信道上的方位扩散计算的。

4.根据权利要求1的方法，其中所述定向发射参数是每个方向上的吞吐量。

5.根据权利要求1-3任何一项的方法，其中所述发射功率方位谱是通过向所述许可之前得到的发射功率方位谱中加入由所述许可导致的定向功率增加来计算的。

6.根据前述权利要求任何一项的方法，其中选择用于发射到所述终端设备的波束的调向方向以对应所述确定的方向。

7.根据权利要求6的方法，其中为所有方位方向估计所述定向发射参数的增加。

8.根据权利要求7的方法，其中所述估计的参数增加被用于基于提供的用户特定信息来估计所述定向参数的新方位谱。

9.根据权利要求8的方法，其中所述用户特定信息包括比特能量与噪声谱密度比、比特率、导引测量以及接入方向估计中的至少一个。

10.根据权利要求1-5任何一项的方法，其中选择有限波束集合中的一个波束，以基于所述确定的方向发射到所述终端设备。

11.根据权利要求10的方法，其中基于定义所述有限波束集合之间的耦合系数的耦合矩阵，为所述有限波束集合的方向估计定向参数的增加。

12.根据权利要求10或11的方法，其中在所述估计步骤中使用数字波束成形器网络(41)，以便为所述有限波束集合中的每个波束导出新参数级别的估计。

13.根据权利要求11或12的方法，其中基于上行链路空间协方差矩阵的测量和/或估计更新所述耦合矩阵。

14.根据权利要求11-13任何一项的方法，其中利用所述有限波束集合的固定方位范围预先计算所述耦合矩阵。

15.根据权利要求10-14任何一项的方法，其中所述估计的参数增加被用于基于提供的用户特定信息，来估计所述定向参数的新功率方位谱。

16.根据权利要求15的方法，其中所述用户特定信息包括比特能量与噪声谱密度比、比特率、导引测量以及为新终端设备选择的波束中的至少一个。

17.根据权利要求10-16任何一项的方法，其中所述定向天线(10)是双极化天线阵，为每个极化提供所述有限波束集合，而且通过为每个极化增加参数估计来执行所述定向发射参数的所述估计。

18.根据权利要求10-17任何一项的方法，其中为所述有限波束集合的不同波束分配初级和次级扰码。

19.根据权利要求18的方法，其中对第一个波束子集分配所述初级扰码，而对第二个波束子集分配所述次级扰码。

20.根据权利要求19的方法，其中所述第一个子集和所述第二个子集包括四个相邻波束。

21.根据权利要求19的方法，其中所述第一个子集包括五个相邻波束，而所述第二个子集包括三个相邻波束。

22.根据权利要求18-21任何一项的方法，其中首先为所述有限波束集合的所有波束分配所述初级扰码，接着在码负载超过预定阈值时分配所述次级扰码。

23.根据权利要求22的方法，其中使用自适应码分配方案，并且在第一个码触发启动所述第二扰码的分配，而在对应较大码负载的第二个码触发停止分配。

24.根据前述任何一项权利要求的方法，其中提供余量作为对参数增加估计误差的保护。

25.一种用于在蜂窝网络执行许可控制的网络系统，所述系统包括：

a)定向天线(10)；

b)估计装置(44)，用于估计作为许可终端设备的结果的所述定向天线(10)的基于负载的定向发射参数，以及

c)控制装置(45)，如果所述估计的定向发射参数不超出在所述定向天线(10)的任何可用方向上的预定阈值，则所述控制装置许可所述终端设备。

26.根据权利要求25的系统，其中所述定向天线是具有连续波束成形能力或有限波束集合的天线阵(10)。

27.根据权利要求25或26的系统，其中所述定向天线(10)位于基站(20)。

28.根据权利要求25-27任何一项的系统，其中所述估计装置(44)和控制装置(45)位于基站(20)。

29.根据权利要求25-27任何一项的系统，其中所述估计装置(44)和控制装置(45)位于无线电网络控制器(30)。

30.根据权利要求25-27任何一项的系统，其中所述估计装置(44)位于基站(20)，而所述控制装置(45)位于无线电网络控制器(30)。

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