CN1523400A - LiNbO3调制器直流工作点控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种LiNbO₃调制器直流工作点控制装置，包括：(1)产生两个正弦信号的正弦波产生电路；(2)对反馈信号进行幅度调制、从而得到一个经过调制的导频信号的反馈信号产生部分；(3)对调制器输出端产生的二次谐波分量即误差信号进行检测的光电检测器；(4)进行误差检测的误差信号检测部分；(5)产生偏置电压的偏置电压产生部分；(6)控制当前误差信号的偏置电压控制部分。本发明还涉及一种LiNbO₃调制器直流工作点控制方法。本发明可以广泛用于光电子信息产业领域，特别适用于实现LiNbO₃调制器直流工作点漂移的自动稳定控制。

Description

LiNbO3调制器直流工作点控制装置及方法

技术领域

本发明涉及一种LiNbO₃调制器直流工作点控制装置及方法，广泛用于光电子信息产业领域，特别适用于实现LiNbO₃调制器直流工作点漂移的自动稳定控制。

背景技术

当外界条件(如温度)发生变化时，Mach-Zehnder(M-Z)外调制器的输出光功率与偏置电压的关系曲线(以下称传输曲线)将会发生漂移，正常工作要求的偏置点电压也将会随之发生偏移。对于数字信号将会影响输出光的消光比，对于模拟信号又会产生非线性效应，影响光发射机的性能。因此，为保证系统稳定地工作，一般应该对M-Z外调制器配备ABC(AutomaticBias Control)电路，以及时纠正偏置点电压，使其能跟上偏置点的变化，使调制器始终工作在所需要的电压处。

目前采用的一种方法是小信号叠加法，在M-Z外调制器的直流偏置电压上叠加一个低频(如1kHz)正弦波。在光发射机输出端耦合出一小部分光通过光电检测管(PD)得到电流信号，滤除高频和直流分量，便可检测到该低频信号。通过钳位电路分别检测出正负电压信号幅度，通过比较它们的大小，得知最佳直流偏置电压是否漂移，以及漂移的方向。但该方法必须要求检测正负电压的两个二极管特性要完全一致，否则有可能做出错误的判断。

另一种方法就是小信号调顶法，即在输入的数据码流上叠加一个低频(如1kHz)的调顶小信号，相当于对输入信号进行调幅(调制幅度非常小)。可以通过检测输入和输出低频调顶小信号的大小和相位关系，来调整直流偏置电压，使它工作在最佳偏置点。

这种方法存在两个问题：一是由于低频调顶小信号的幅度很小(以保证在正常情况下，输出端经PD检测到的低频调顶小信号为零)，所以检测的灵敏度可能不会太高；二是要准确地鉴别输入和输出低频调顶小信号的大小和相位关系，在电路实现上比较困难。

发明内容

本发明的目的就是要提供一种二次谐波法LiNbO₃调制器直流工作点漂移的自动稳定控制方法，保证系统稳定地工作，对M-Z外调制器配备ABC(Automatic Bias Control)电路，以及时纠正偏置点电压，使其能跟上偏置点的变化，确保调制器始终工作在所需要的电压处。

根据本发明，提供了一种LiNbO3调制器直流工作点控制装置，包括：

(1)产生两个正弦信号的正弦波产生电路；

(2)对反馈信号进行幅度调制、从而得到一个经过调制的导频信号的反馈信号产生部分；

(3)对调制器输出端产生的二次谐波分量即误差信号进行检测的光电检测器；

(4)进行误差检测的误差信号检测部分；

(5)产生偏置电压的偏置电压产生部分

(6)控制当前误差信号的偏置电压控制部分。

通过稳幅电路对反馈信号进行稳幅，误差信号检测部分利用选频放大器进行误差检测，并通过幅值检测电路检测产生的控制信号。选频放大器可以是双T选频电路。

根据本发明，还提供了一种LiNbO3调制器直流工作点控制方法，包括以下步骤：

(1)首先产生两个失真小、输出稳定的正弦波信号；

(2)由反馈信号产生部分对反馈信号进行幅度调制，即将所述正弦信号相乘，得到一个导频信号，并将得到的导频信号进行稳幅；

(3)利用光电检测器对调制器的输出端的误差信号进行检测；

(4)利用选频放大器对检测到的误差信号进行放大，通过幅值检测电路检测产生的控制信号；

(5)产生一个偏置电压，并且由电位器进行调节；

(6)由偏置电压控制电路将当前的误差信号检测电路检测出来的误差信号与上一次的误差信号进行比较，使偏置电压控制量的大小是一个与当前误差信号大小成比例的量。

附图说明

图1为本发明的ABC电路方框图；

图2为本发明的反馈信号产生电路框图；

图3为本发明中的正弦波产生电路图；

图4为本发明的稳幅电路图；

图5为本发明将两个正弦信号进行调制的乘法电路图；

图6为本发明的误差信号检测电路原理框图；

图7为本发明的超低漂移低噪声高输入阻抗组合运放电路图；

图8为本发明的选频放大电路图；

图9为本发明的幅值检测电路图；

图10为本发明的偏置电压控制电路原理框图；

图11为本发明中时钟信号f₁，f₂，f₃的关系图；

图12为本发明的偏压控制电路时钟信号产生电路图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明

对于M-Z电光调制器，其传输函数为：

$P_{\mathrm{out}}=P_0\frac{1+\mathrm{Cos}[\frac{\mathrm{\π}}{V_{\mathrm{\π}}}(V_B+V\left(t\right))+{\mathrm{\Φ}}_0]}{2}--\left(1\right)$

其中

P₀平均输出光功率，P₀＝P_MAX-P_MIN，P_MAX与P_MIN分别为调制器输出直流光功率的最大和最小值，并且P_MAX＞＞P_MIN。

V_π调制器的半波电压，

V_B调制器直流工作电压，

V(t)外加交流调制信号

φ₀本征相位，其值与调制器结构有关，并随外界的温度和应力的变化而变化。

为论述的方便，将P_out作归一化处理，设

$\stackrel{\‾}{P_{\mathrm{out}}}=\frac{2P_{\mathrm{out}}}{P_0}-1--\left(2\right)$

${\mathrm{\Φ}}_B=\frac{V_B}{V_{\mathrm{\π}}}\mathrm{\π}+{\mathrm{\Φ}}_0--\left(3\right)$

这样

$\stackrel{\‾}{P_{\mathrm{out}}}=\frac{2p_{\mathrm{out}}}{p_0}-1=\cos (\frac{\mathrm{\π}}{V_{\mathrm{\π}}}V\left(t\right)+{\mathrm{\Φ}}_B)--\left(4\right)$

一般情况下输入信号是由很多不同频率的信号组成，可写作：

在 $\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}V\left(t\right)<<1$ 的情况下，将式(1-5)代入式(1-4)，并用泰勒级数展开并保留到三次项，得：

如果输入信号中各种信号的振幅彼此相等，即V_n＝V₀(n＝0，1，Λ，N)，设

$\mathrm{\&beta;}=\frac{{\mathrm{\&pi;V}}_0}{V_{\mathrm{\&pi;}}}--\left(7\right)$

CosΦ_Bβ²即复合二次失真(CSO：Composite Second OrderDistortion)；SinΦ_Bβ³即复合三次差拍(CTB：Composite Triple BeatDistortion)。对于用于PAL制式CATV系统的光发射机要求CSO＜-60dB，CTB＜-65dB。

由式(7)可知，如果Φ_B＝π/2则CSO将消失。此时对应的调制器直流偏置点就是所谓的最佳偏置点。

在最佳偏置点下，M-Z电光调制器传输函数为：

$\stackrel{\&OverBar;}{P_{\mathrm{out}}}=\mathrm{Sin}\left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}V\left(t\right)\right]$

由于本征相位Φ₀是不稳定的，它随环境温度和应力等变化而变化，因此由式(3)可知，为使调制器直流偏置电压V_B工作在Φ_B＝π/2的最佳偏置电压(V_B)_opt，最佳偏置电压(V_B)_opt也要跟随变化。所以M-Z调制器需要ABC电路对其工作点(V_B)_opt进行控制。由式(1-6)可知，如果调制器直流偏置点偏离最佳偏置点，将输出二次谐波分量。通过对二次谐波分量的检测可以对调制器最佳直流偏置点进行控制。

二次谐波检测法ABC电路系统框图如图1所示。

由前面的分析可知，如果调制器的直流工作点偏离最佳位置，调制器的输出端会出现二次谐波分量。该信号即误差信号，可以被光电探测器检测到。系统根据检测到误差信号的大小调整偏置点的位置。如果误差信号的大小为0，说明偏置点处于最佳位置处。

本发明所采用的二次谐波检测法ABC电路由反馈信号产生部分、误差信号检测部分、偏置电压控制部分和偏置电压产生部分四部分组成。

反馈信号产生部分，二次谐波检测法方案的实现需要有反馈信号源，也即导频信号源。如果采用单一正弦波作为导频信号，不可避免的存在二次谐波。这样，在调制器输出端检测到的误差信号中除由于调制器直流偏置点偏离最佳位置而产生的二次谐波外，还混入了导频信号源带入的二次谐波，这就干扰了调制器产生的误差信号，严重影响了对调制器偏置点的控制。

为了解决导频信号中二次谐波对调制器产生的误差信号的干扰，采用对导频信号进行幅度调制的方案。即将两个频率分别为f₀和f₁的非理想正弦信号相乘，得到一个大小为式(9)所示的导频信号。

V_fCos2π(f₀+f₁)t+V_fCos2π(f₀-f₁)t                 (9)

从频域上看这是两个频率分别为f₀+f₁和f₀-f₁的输入信号。在调制器偏置点偏离最佳位置时，这两个信号由于非线性二次效应而产生频率分别为2f₀和2f₁的误差信号，而正如下面所证明的，信号源固有的二次谐波分量影响被大大地削弱了。如附图2所示为反馈信号产生部分电路框图。

1)信号源谐波分量对电路设计的影响

下面讨论在信号源带有二次谐波时的情况。设各自的二次谐波分量为2f₀和2f₁。设这四种频率的幅度分别为：

f₀：A₁₁

2f₀：A₁₂

f₁：A₂₁

2f₁：A₂₂

显然A₁₁＞＞A₁₂，A₂₁＞＞A₂₂。

信号源发出的信号的频谱为，其中括号中为该频率信号的幅度：

f₀+f₁(A₁₁A₂₁)、f₀-f₁(A₁₁A₂₁)、f₀+2f₁(A₁₁A₂₂)、f₀-2f₁(A₁₁A₂₂)、2f₀+f₁(A₁₂A₂₁)、2f₀-f₁(A₁₂A₂₁)、2f₀+2f₁(A₁₂A₂₂)、2f₀-2f₁(A₁₂A₂₂)

经过调制器后，被PD检测的频谱为下面所示2

f₀+f₁(A₁₁A₂₁)、f₀-f₁(A₁₁A₂₁)、f₀+2f₁(A₁₁A₂₂)、f₀-2f₁(A₁₁A₂₂)、2f₀+f₁(A₁₂A₂₁)、2f₀-f₁(A₁₂A₂₁)、2f₀+2f₁(A₁₂A₂₂)、2f₀-2f₁(A₁₂A₂₂)、2(f₀+f₁)(A₁₁ ²A₂₁ ²)、2(f₀-f₁)(A₁₁ ²A₂₁ ²)、2(f₀+2f₁)(A₁₁ ²A₂₂ ²)、2(f₀-2f₁)(A₁₁ ²A₂₂ ²)、2(2f₀+f₁)(A₁₁ ²A₂₁ ²)、2(2f₀-f₁)(A₁₁ ²A₂₁ ²)、2(2f₀+2f₁)(A₁₂ ²A₂₂ ²)、2(2f₀-2f₁)(A₁₂ ²A₂₂ ²)、2f₀(A₁₁ ²A₂₁ ²)、2f₁(A₁₁ ²A₂₁ ²)、f₁(A₁₁ ²A₂₁A₂₂)、2f₀+3f₁(A₁₁ ²A₂₁A₂₂)、3f₀+2f₁(A₁₁ ²A₂₁A₂₂)、f₀(A₁₁A₂₁ ²A₂₂)、3f₀(A₁₁ ²A₂₁ ²A₁₂)、3(f₀+f₁)(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、3f₀-f₁(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、f₀-3f₁(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、2f₀+f₁(A₁₁ ²A₂₁A₂₂)、3f₁(A₁₁ ²A₂₁A₂₂)、2f₀-3f₁(A₁₁ ²A₂₁A₂₂)、f₀+2f₁(A₁₁A² ₁₂A₁₂)、3f₀-2f₁(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、3f₀+f₁(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、f₀+3f₁(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、3(f₀-f₁)(A₁₁A₂₁A₂₂A₁₂)、4f₁(A₁₂ ²A₂₂ ²)、3f₀+4f₁(A₁₁A₂₁A₂₂)、f₀+4f₁(A₁₁A₂₁A₂₂ ²)、4f₀(A₁₂ ²A₂₂ ²)

可以看到2f₁和2f₀分量的幅度远大于其他分量。

实际的电路设计中f₁可以取得远小于f₀。用一个高Q值的选频电路选出误差信号中的2f₁分量。在f₁可以取得远小于f₀(f₀/f₁＞30)的情况下，与2f₁相近的频率分量如3f₁，其幅度的大小与2f₁频率分量幅度大小比值为A₂₂/A₂₁。可见2f₁频率分量幅度远大于其他频率分量的幅度。因此这个电路可以很好的抑制其他的分量。在频谱上看能够造成影响的f₁和f₀分量由于在信号源中二次谐波分量的幅度远小于基波的幅度，所以也不会造成严重的干扰。

2)导频信号大小及反馈信号大小的计算

设调制器半波电压为V_π，加入的反馈信号为：

V_fCos2π(f₀+f₁)t+V_fCos2π(f₀-f₁)t            (10)

设偏置电压偏离最佳偏置点ΔV，并且令

$\mathrm{\&Delta;\&Phi;}=-\frac{\mathrm{\&Delta;V\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}$

则由式(8)：

$\stackrel{\&OverBar;}{P_{\mathrm{out}}}=\mathrm{Sin}[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}(V\left(t\right)+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)t+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t+\mathrm{\&Delta;\&Phi;}]$

$=\mathrm{Sin}\left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}(V\left(t\right)+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)t+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t)\right]\mathrm{Cos\&Delta;\&Phi;}$

$+\mathrm{Sin}\left[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}(V\left(t\right)+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)t+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t)\right]\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}--\left(11\right)$

用泰勒级数将Sin()和Cos()函数展开：

$\stackrel{\&OverBar;}{P_{\mathrm{out}}}=\mathrm{Cos\&Delta;\&Phi;}[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}(V\left(t\right)+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)t+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t)]-$

$\mathrm{Cos\&Delta;\&Phi;}[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}(V\left(t\right)+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)t+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t){]}^3+\mathrm{\&Lambda;}+\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}-$

$\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}[\frac{\mathrm{\&pi;}}{V_{\mathrm{\&pi;}}}(V\left(t\right)+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)t+V_f\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t){]}^2+\mathrm{\&Lambda;}--\left(12\right)$

这样，调制器的输出信号中将包含有用作误差信号的二次交调量：

$2\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2}{V_{\mathrm{\&pi;}}^2}{V}_f^2\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)\mathrm{tCos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t--\left(13\right)$

由式(4)得到其实际大小为：

$P_0\frac{1+2\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2}{V_{\mathrm{\&pi;}}^2}{V}_f^2\mathrm{Cos}2\mathrm{\&pi;}(f_0+f_1)\mathrm{tCos}2\mathrm{\&pi;}(f_0-f_1)t}{2}--\left(14\right)$

其中，ABC电路将检测并选出其中的2f₁分量。

设调制器的输出光经过一个分配系数为η₁的耦合器将部分光分配到光电探测器中，该探测器的响应度为η₂。这样，由光电探测器输出的误差信号量经过双T选频电路后为：

$V_{\mathrm{out}}=P_0\frac{{\mathrm{\&eta;}}_1{\mathrm{\&eta;}}_2\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2{V}_f^2}{V_{\mathrm{\&pi;}}^2}\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}}{2}T\left({2f}_1\right)--\left(15\right)$

其中，T(f)为ABC电路中双T选频电路的传输系数。

根据实际电路的设计，在2f₁＝1.33KHZ处，

$T\left({2f}_1\right){|}_{2f_1=1.33\mathrm{KHz}}=\frac{10}{2\&times;{10}^{-7}}=5\&times;{10}^7(V/A)--\left(16\right)$

设 ${\mathrm{\&eta;}}_1=\frac{1}{10},$ η₂＝60％(A/W)则误差信号检测电路检测出来的信号幅度为：

$P_0\frac{\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2{V}_f^2}{V_{\mathrm{\&pi;}}^2}\mathrm{Sin\&Delta;\&Phi;}\&CenterDot;3\&times;{10}^6}{2}\left(V\right)--\left(17\right)$

如果要求ΔΦ精确到0.1％，并且误差信号检测出的大小只有在＞10mV的时候才有效。另外一般P₀＝80μW，则

$V_f^2\&ap;\frac{V_{\mathrm{\&pi;}}^2\&CenterDot;0.01}{{\mathrm{\&pi;}}^2\&CenterDot;2.4\&times;{10}^6\&times;{10}^{-5}\&CenterDot;0.02}=\frac{V_{\mathrm{\&pi;}}^2}{47}$

$V_f\&ap;\frac{V_{\mathrm{\&pi;}}}{7}--\left(18\right)$

3)检测信号产生电路

正弦波的产生电路如图3所示。

电路由一级巴特斯低通滤波器和一级反相积分器组成。两个输出A端和B端之间相位相差90°，即一个输出为正弦时，另一个输出为余弦。输出信号频率为

$\frac{3}{R_1(C_1+{8C}_2)}--\left(19\right)$

考虑到f₀和f₁相差的倍数，采用的驱动器低端拟为30KHz，此外超低频低失真正弦波产生的难度，这里将f₀取为小于30KHz的24KHz，f₁为660Hz。

导频信号幅度的抖动也会给产生的控制信号造成干扰，因此必须采取稳幅措施。稳幅电路如图4所示。

高速超高精度乘法器具有可灵活外控的分母电压功能和很高的增益带宽积。因此用它可以构成精密的自动增益控制环路。

图4中，交流输入信号的峰值幅度可为10mV-10V，加在X输入端。控制电压(直流)可为+1-10V，加在Y输入端。A2(精密低功耗双运放OP-290)与其外围元件R1，R2，C2，D2构成具有钳位功能的比较积分器，A2输出电压U加在AD734的外控分母电压端。设v_i＝V_imSinωt，则：

$v_0=\frac{V_c}{U}{V}_i=\frac{V_c}{U}{V}_{\mathrm{im}}\mathrm{Sin\&omega;t}--\left(20\right)$

在V_c一定时，当v_i幅度变化时，只要控制U相应的变化，就可自动调节输出信号的大小不变。

D₁和C₁构成对V₀的负峰值检波器，输出电压为-V′₀°-V′₀与+V_c各经一个1MΩ电阻在A₂反相端叠加，当R₁和R₂中的电流平衡时，A₂输出保持常数。当v₀变大时，U增加，从而维持增益不变。

R₃和C₃组成低通滤波器，截止频率为0.16Hz。A₁构成电压跟随器。在增益很高时，X端的输入失调电压V_IOX将会使输出失调电压很大。R₃、C₃和A₁构成的环路，可使输出失调电压降低到X输入端的初始失调电压那么大小(约1-2mV)。

在获得两个失真小，输出幅度稳定的正弦信号后，将其进行乘法运算，从而得到所需的反馈信号源。乘法运算的电路如图5所示。

误差信号检测部分，利用选频放大器进行误差检测，通过幅值检测电路检测产生的控制信号。显然ABC电路的性能很大程度上决定于误差信号检测电路的性能。从光电探测器中输出的误差信号是一个弱小的电流信号。误差信号检测部分的电路需要将这个弱小的电流信号转换为足够大的电压信号，同时要抑制其他没用的信号成分。这些功能可以通过一个选频放大器来实现。图6是误差信号检测电路部分的原理框图。

选频放大器的实现形式有很多种，其中最简单实用的是双T选频电路。下面详细说明具体电路的实现。由于探测器输出误差信号的电流值非常小，一般只有几十nA，因此对双T选频电路所采用的运放提出了严格的要求。同时由于要求的控制精度高，对运放的漂移，噪声等都有很高的参数限制。因此在这里采用组合运放的形式，如图7所示。

在前面的反馈信号发生部分中已经将f₁设定为660Hz，所以这里将选频电路的中心频率设定为1.23KHz $(f=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;RC}}).$ 具体电路如图8所示。

误差信号经过选频放大电路的选频放大后，探测器输出的电流信号转换为一个有效大小的电压信号。通过一个幅值检测电路可以检测产生控制信号。幅值检测电路如图9所示。图中，第一个运放U1接成线性检波电路，后一个运放U2接成低通滤波器，滤除由线性检波电路输出信号中的高频分量，从而得到正比于线性检波电路输入正弦信号幅度大小的输出电压。

偏置电压控制部分，图10是偏置电压控制电路的原理框图，其中f₁，f₂，f₃的关系如图11所示，f₁是f₂的16分频，f₃是f₁的反相。图12是其实现电路。f₂是由一555电路产生的72.2KHz的方波信号，通过74LS19116分频后得到f₁，再由反相器得到f₃。

设计偏置电压控制电路的思路如下。正如前面已经提到过的，二次谐波检测法不能指示偏置电压偏移的方向，所以本专利采用的方法是偏置电压控制电路首先任意给一个控制的方向，即首先将偏置电压向大或小方向调节。偏置电压控制电路将当前误差信号检测电路检测出来的误差信号与上一次的误差信号进行比较，如果发现当前误差信号比上一次的误差信号小，这说明目前的调节方向是正确的，然后沿这个方向继续调节。如果发现当前误差信号比上一次的误差信号大，这说明目前的调节方向是不正确的，然后向相反的方向继续调节。

前一次误差信号大小由采样保持电路1保持，当前误差信号大小由另一个采样保持电路2保持。为了避免偶然误差，将当前误差信号与前一次误差信号比较16次后进行平均作为最后的结果。16次比较的结果由16位加/减二进制计数器来保存。周期性的16次比较开始时，计数器置零，前误差信号与前一次误差信号比较的结果决定计数器作加法或减法运算。在进行16次计数后可以知道最后的比较结果，由此决定偏置电压应该向哪个方向变化。在具体电路中，用一个JK触发器结成T型触发器的形式，触发器的一个状态由计数器的计数结果决定。触发器的当前状态决定两路模拟开关哪一个断开和哪一个闭合，从而引入要增加或是要减小的偏置电压控制量。偏置电压控制量的大小是一个与当前误差信号大小成比例的量。采样保持电路4保持有当前偏置电压偏移量，当前偏置电压偏移量与偏置电压控制量相加得到下一次的偏置电压偏移量。在此期间采样保持电路3始终处于保持状态，直到f₁处于高电平状态时才进行采样，并得到新一周期的偏置电压偏移量。

偏置电压产生部分，直接通过电源产生，再由电位器进行调节。

Claims (8)

1.一种LiNb03调制器直流工作点控制装置，包括：

(1)产生两个正弦信号的正弦波产生电路；

(2)对反馈信号进行幅度调制、从而得到一个经过调制的导频信号的反馈信号产生部分；

(3)对调制器输出端产生的二次谐波分量即误差信号进行检测的光电检测器；

(4)进行误差检测的误差信号检测部分；

(5)产生偏置电压的偏置电压产生部分

(6)控制当前误差信号的偏置电压控制部分。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述反馈信号通过稳幅电路进行稳幅。

3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述的误差信号检测部分利用选频放大器进行误差检测，并通过幅值检测电路检测产生的控制信号。

4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述的选频放大器可以是双T选频电路。

5.一种LiNb03调制器直流工作点控制方法，包括以下步骤：

(1)首先产生两个失真小、输出稳定的正弦波信号；

(2)由反馈信号产生部分对反馈信号进行幅度调制，即将所述正弦信号相乘，得到一个导频信号，并将得到的导频信号进行稳幅；

(3)利用光电检测器对调制器的输出端的误差信号进行检测；

(4)利用选频放大器对检测到的误差信号进行放大，通过幅值检测电路检测产生的控制信号；

(5)产生一个偏置电压，并且由电位器进行调节；

(6)由偏置电压控制电路将当前的误差信号检测电路检测出来的误差信号与上一次的误差信号进行比较，使偏置电压控制量的大小是一个与当前误差信号大小成比例的量。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述反馈信号通过稳幅电路进行稳幅。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述的误差信号检测部分利用选频放大器进行误差检测，并通过幅值检测电路检测产生的控制信号。

8.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，所述的选频放大器可以是双T选频电路。

Images