CN1486433A - 用匹配滤波器处理全球定位系统信号的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

处理卫星定位系统(SPS)信号的方法和装置。在一种示例性方法中，确定第一组频率系数，它对应于SPS信号的第一多普勒(Doppler)频率，所述SPS信号在第一时间窗期间在匹配滤波器内用第一组频率系数来处理。确定第二组频率系数，它对应于SPS信号的第二多普勒频率，SPS信号在第二时间窗期间在匹配滤波器内用第二组频率系数来处理，其中第一和第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一段时间内。在另一种示例性方法中，第一SPS信号在第一时间窗期间在匹配滤波器内用第一组伪随机噪声(PN)系数来处理，其中第一组PN系数对应于第一SPS信号，而第二SPS信号在第二时间窗期间在匹配滤波器内用第二组PN系数(对应于第二SPS信号)来处理，其中第一时间窗和第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一段时间内。

Description

用匹配滤波器处理全球定位系统信号的方法和装置
发明领域
本发明一般涉及卫星定位系统的领域，譬如美国全球定位系统，并且尤其涉及接收并跟踪来自卫星定位系统卫星的信号。
发明背景
为了捕获、跟踪并解调从诸如GPS卫星这样的SPS卫星发出的信号，大多数常规卫星定位系统(SPS)，譬如全球定位系统(GPS)接收机使用串联的相关器。每个已发送GPS信号都是直接序列扩频信号。可在商业上使用的信号是与标准定位服务相关的信号，并且使用直接序列二元相位扩展信号，它在1575.42MHz载波上有1.023兆码片每秒的扩展速率。伪随机噪声、或伪随机噪声(PN)序列长度为1023码片，对应于一个毫秒时间段。各卫星发出不同的PN码(有时被称作金色码)，允许信号同时从若干卫星被发出，并能由接收机同时接收，彼此间干扰极小。此外，每个信号上叠加的数据为50波特二进制移相键控(BPSK)数据，其比特边界与PN帧的开始处对齐；20PN帧发生在一个数据比特时间段上，该时间段为20毫秒。
处理GPS信号中的重要操作是对调制载波的伪随机序列的初始同步。这一般用相关器组以串联形式完成，它搜索伪随机序列的出现时间。典型的初始捕获策略涉及在1/2码片间隔内的各1023个码元上搜索PN码，这意味着总共有2046种假定。而且，由于多普勒和本地振荡器误差会使信号不能被检测到，因此通常需要在载波频率范围上进行搜索。这导致要测试的附加频率假设。对于高敏感度应用而言，各假设可以要求许多毫秒的停止时间，甚至在某些情况下为若干秒。由此，捕获过程不使用许多相关器时可能十分冗长。
全球定位系统(GPS)接收机接收从轨道GPS卫星发出的GPS信号，并且通过比较接收信号和内部产生的信号间的时间位移来确定适当编码的到达时间。信号比较在相关过程中执行，该过程必然伴有对所接收和所产生的信号的乘法和积分。图1说明了普通GPS接收机中使用的典型现有技术串联相关器电路。相关器50接收输入GPS信号52，并在乘法器54内将接收信号52与由PN发生器60内部产生的PN码进行组合。然后在一组累加的组合信号采样上执行幅度平方(或其它检测)操作56。微控制器58控制由PN发生器60产生的PN码片序列。根据相关器50的系统，接收信号与PN码片的长序列相比较，每次一个时偏，从而需要很长时间段来搜索相应于一个PN帧的所有偏移。
捕获GPS信号的另一种方法是使用匹配滤波方法；例如可见未决美国专利申请序列号为09/021854的申请，该申请于1998年2月11日提交，并且题为“FastAcquisition，High Sensitivity GPS Receiver”，发明人为Norman F.Krasner。匹配滤波器与全伪随机帧匹配，如果使用1/2码片的间隔，则可被视为一组2046个相关器。如果期望搜索M个并行GPS信号，则可能并行使用M种匹配滤波器。上述题为“Fast Acquisition，High Sensitivity GPS Receiver”的专利申请示出可用于实现GPS接收机的各种类型的匹配滤波器实例。尽管使用这种匹配滤波器的GPS接收机是高效的，然而仍然期望进一步改进效率，尤其当信号参数的某个先验知识可用时。
发明摘要
本发明揭示了用包括匹配滤波器的卫星定位系统接收机捕获并跟踪全球定位系统信号或其它类型的卫星定位系统信号的各种方法和装置。在本发明的一种示例性方法中，确定第一组频率系数，它对应于SPS信号的第一多普勒(Doppler)频率，所述SPS信号在第一时间窗期间在匹配滤波器内用第一组频率系数来处理。确定第二组频率系数，它对应于SPS信号的第二多普勒频率，SPS信号在第二时间窗期间在匹配滤波器内用第二组频率系数来处理，其中第一和第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一段时间内。
在另一种示例性方法中，第一SPS信号在第一时间窗期间在匹配滤波器内用第一组伪随机噪声(PN)系数来处理，其中第一组PN系数对应于第一SPS信号，而第二SPS信号在第二时间窗期间在匹配滤波器内用第二组PN系数(对应于第二SPS信号)来处理，其中第一时间窗和第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一段时间内。
这里也揭示了各种装置。
附图简述
通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中：
图1是现有技术GPS相关器电路的框图表示。
图2A是按照本发明一个实施例的SPS捕获电路的框图表示。
图2B示出作为图2A框图一部分的加权网络实例。
图3示出可使用诸如图2A所述实施例的本发明捕获电路实施例的GPS接收机实例。
图4示出组合GPS接收机的框图表示，它包括带有匹配滤波器的捕获电路，如图2A所述，并且包括诸如蜂窝电话或双向寻呼机这样的通信系统。
图5描述了示出按照本发明一个实施例的各种处理操作的时间上关系的时序图。
图6示出另一时序图，说明了按照本发明另一实施例的各种处理操作。
图7示出流程图，说明了可在本发明的某些实施例中使用的一组初步操作。
图8示出指示按照本发明一个实施例的方法的流程图。
图9示出按照本发明另一实施例的另一方法。
详细说明
描述了用匹配滤波器接收SPS信号的方法和装置。在下列说明中，为了解释的目的，为了透彻理解本发明，提供了许多特定的细节。然而，本发明可以无须这些特定细节而被实际应用对于本领域技术人员来说是显而易见的。在其它情况下，以框图形式示出熟知的结构和装置来便于解释。
为了减小编码出现时间的搜索范围，本发明的某些实施例在捕获辅助数据之后对匹配滤波器使用了分时方法。下面详述的图7示出卫星辅助数据确定的实例，它用于确定搜索范围以便根据卫星辅助数据获取GPS信号或其它SPS信号。该卫星辅助数据用于在SPS信号的捕获过程中使搜索范围变窄，从而允许对匹配滤波器分时，譬如下面将详述的图8和9中示出的方法。
各种不同类型的卫星辅助数据可能是可用的，譬如当存在一些可用的先验定时信息时。例如，某些蜂窝信号，譬如北美CDMA蜂窝信号(例如，IS 95 CDMA蜂窝电话信号)，提供了准确的日时信息。该日时信息以及其它卫星辅助数据使GPS接收机能大约估计GPS信号的到达时间，其它卫星辅助数据有：视野中的卫星的估计多普勒频率、移动GPS接收机位置的大致了解以及卫星定位信息(例如，卫星天文历数据或卫星年历)。例如，对于约为5千米(典型的小区大小)左右的初始位置不确定性和准确的日时信息，这些到达时间可被估计为±16.7微秒。如果编码出现时间以1/2码片间隔被检查，则总的33.3微秒的时间间隔以67节距被检查。这与1023码片完全GPS帧的总共2046个节距相比较。在该例中，匹配滤波器的输出信号在1毫秒帧时间段中仅需被计算33.3微秒，即约为全部帧的1/30。这段活动时间被称为“活动窗”，或简称为“窗”。由此，在帧的其它29/30部分期间可以将匹配滤波器(如图2A所述的示例性匹配滤波器，将在下为中说明)用于其它处理目的。特别是，可以用其它加权系数快速地对匹配滤波器重新编程，例如那些对应于不同的假设多普勒频率的系数，从而提高该匹配滤波器电路的使用效率。在该特定实例中，可以用这一个匹配滤波器来检查30个不同的假设多普勒频率，各产生对应于1/30个帧的输出。下面进一步讨论的图8示出这种方法的一个实例。
这种匹配滤波器的分时不必会产生任何灵敏度损失。对应于任何假设编码出现时间的匹配滤波器输出使用了对应于完全1毫秒帧时间段的输入数据信息。某些现有技术已使用了分时方法，其中使用了分时但存在灵敏度损失。例如，通常以缓慢方式将相关器“调谐”到若干不同的频率来捕获PN信号的载波频率。由于输入信号仅在相关器被调谐到的给定频率处被观察到，因此这会导致灵敏度损失。现有技术中的这种调节以每一个或每多个GPS帧一次的速率完成。在本发明中，调节速率为每帧若干次。
分时匹配滤波器的另一种方法是，在非活动(当窗口是非活动时)期间用它来处理对应于其它卫星信号的附加PN码。下面进一步讨论的图9示出这种方法的一个实例。这是有用的，例如，如果并行匹配滤波器数量小于要被检查的GPS信号的总数。同样，即使滤波器在若干PN码间分时，也不必会有任何灵敏度损失。这与现有技术情况相反，现有技术中匹配滤波器可被顺序使用来处理多个GPS信号，因此不会连续地观察这些组成信号的每一个。
图2A表示按照本发明一个实施例适用于处理GPS信号的匹配滤波器结构，该匹配滤波器一般是SPS接收机的一部分捕获电路，譬如图3所述的捕获电路400A或图4所述的捕获电路400。匹配滤波器的输入数据9A一般以I和Q(复数)的格式，各具有nd比特的分辨率。图2A示出I或Q信道的信号处理。对于其它信道发生相同处理(可以在I和Q信道间共享PN和FREQ生成电路和寄存器)。输入(I或Q)数据以一般为2.048MHz的速率fc被连续地按时钟节拍输入到数据移位寄存器10中。输入数据9A是一般数字化的GPS信号，它由GPS前端电路接收并数字化，该电路也将GPS信号下变频到适当的频率(如，2.048MHz)。图3和4示出包括这种GPS前端电路的GPS接收机的两个实例。
图2A的电路输出一般被提供给附加的后处理电路，后处理电路又进一步将经处理的结果存储在存储器电路中。该附加后处理电路用于组合相应于多个PN帧的匹配滤波器的输出。这改进了GPS接收机灵敏度。存储器电路可由常规处理电路存取，譬如处理器910以及图3的GPS接收机900中的跟踪和解调电路400b，或者譬如图4的组合GPS接收机1000的处理器1012。
也可以用图2A的电路来提供大量跟踪和解调功能，以及捕获功能。这可以通过适当控制PN发生器16和频率发生器17以及它们相应的移位寄存器14和15来完成。尽管这里的许多讨论集中在GPS信号捕获上，然而本发明也用于在跟踪和解调过程中提高效率。
在执行匹配滤波之前，PN发生器16产生与进入信号相匹配的数据的PN序列。该PN序列一般是一组1023个逻辑值0和1，该序列被移位到PN码系数移位寄存器14中。一旦加载了所有的PN数据，则它可被提供给形成匹配滤波器的加权和加法网络11；然而，可以任选地使用一个保持寄存器12。保持寄存器12使来自PN移位寄存器的所有数据可以根据命令而被加权和加法网络使用。如果没有保持寄存器12，则滤波操作会在将来自PN发生器的数据送入PN移位寄存器期间产生错误的结果。后一种情况导入空载时间，其中滤波器基本上是闲置的。保持寄存器确实增加了电路的复杂度，因此该复杂度可以与该空载时间的减少或消除进行折衷。
如下所述，PN移位寄存器14的内容可以通过循环地移位该移位寄存器而被改变。当期望变化仅为PN出现时间变化时，这可以作为从PN发生器16加载新系数的替代而被完成。
尽管输入数据一般以两倍码片速率被采样，并且因此数据移位寄存器10包含对应于一个PN帧的2046个采样，然而移位寄存器和保持寄存器仅需具有1023级，这是因为每帧仅有1023个相异的码片。
在执行匹配滤波之前，频率发生器17以类似方式产生与进入信号的残留载波频率匹配的复指数(I和Q)数据。该数据序列一般是一组2046个I和Q采样，各具有nf比特的量化，该数据序列被移入频率系数移位寄存器15中。一旦加载了所有的频率数据，则它可被提供给加权和加法网络11；然而，可以使用任意的保持寄存器13。同样，保持寄存器的使用允许将新的频率系数快速提供给加权网络，而无须引入与频率系数移位寄存器的加载时间相关的空载时间。图2B示出加权和加法网络11的典型实现，它可用在图2A的电路中。如图2B所述，网络11包括一系列乘法器30，各接收来自寄存器10和寄存器12的数据(在一个实施例中，当使用寄存器12时，或当不使用寄存器12时来自寄存器14)。图2B的网络还包括一系列乘法器31，各接收来自相应一个乘法器30的输出，并且接收来自寄存器13的数据(当在一个实施例中使用寄存器13时)。乘法器31的输出被提供给加法器树32，它产生经滤波的数据输出9B。
在常规系统中，PN发生器和/或频率发生器不经常更新系数，或者最多每GPS帧一次，即，每毫秒一次。一般而言，完成这种更新以允许跟踪由多普勒效应引起的编码和载波频率相对时间的轻微变化。在本发明中，为了允许同时处理多个多普勒和/或多个GPS编码，这种更新每GPS帧发生多次。如下所述，多个多普勒的处理要求以特定方式控制PN发生器。
GPS信号(C/A码)包含每帧1023个码片，它每1个毫秒帧时间段重复一次。也就是说，GPS帧时间段由每1毫秒重复一次的这种重复模式定义。如下所述，为了每GPS帧时间段处理多于一个多普勒或PN，通常需要改变图2A的PN和频率系数。
为了简化讨论，假定先验知识(下面将结合图7进一步讨论)将要被搜索的可能码相位范围限制为64，并假定期望用单个滤波器以两个不同的多普勒频率处理一个PN码。于是，最初，PN权重经由PN发生器16、移位寄存器14和(任选地)保持寄存器12被加载。可以假定PN发生器可以工作在16倍的码片速率fc上。然后，需要1毫秒/16＝62.5微秒来产生PN系数并将它们加载到移位寄存器14中。
由于存在2046个这种系数，因此需要该时间长度的两倍来将频率系数加载到移位寄存器15内。然而，在许多情况下，由于频率系数改变非常缓慢，因此系统可以在加权网络11的许多相邻输入间共享一个频率系数。频率系数的低速率变化是它们与单独PN信道的残留多普勒频率相匹配的结果，它在±4kHz的范围内。一个分析表明，可以选择32个连续频率系数具有相同值而引入基本可忽略的损失(约为0.06dB)。因此，对于这种情况而非加载2046个系数而言，仅需要加载取整(2046/32)或64个。在一个实施例中，这仅需要3.9微秒。
一旦加载了初始系数，可以开始滤波操作。藉助于5和6，可以最好地理解这些事件的时序。图5和6示出图2A所示的示例性捕获电路的若干操作的相对时序。图5示出当使用保持寄存器12和13的情况。1毫秒帧边界111和边界112表示PN码中重复1023个码片的起始间的持续时间(在GPS的标准定位服务的情况下)。时间间隔101和102对应于两个不同的处理窗，各使用一组不同的频率系数。操作109和110表示PN码系数从移位寄存器14到寄存器12的传送以及频率系数从移位寄存器15到寄存器13的传送。由于该例不使用任选的保持寄存器12和13，因此图6所示实例中没有操作109和110。操作107和108表示由频率发生器17在两个不同窗中产生的频率系数，以及在那些窗中将频率系数从发生器17加载到移位寄存器15内。在被加载之后，这些频率系数在网络11的随后窗中被使用。操作105和106表示移位寄存器14中PN码系数的旋转(循环移位)。这些系数在旋转之后可以用在网络11中处理的下一个窗中。例如，操作105涉及在移位寄存器14中旋转PN码系数，在旋转后，这些PN码系数会用于网络11中的窗/操作102中。
对于所关心的示例性情况而言，仅检查了64个码相(32码片)，每个假设的时间窗对应于64/2.046MHz＝31.28微秒(如见窗/操作101)。在操作101所要求的这段时间内，下一个多普勒的一组新的频率系数可被计算并被放置在频率系数移位寄存器15中(见107)。在由操作101表示的31.28微秒时间段的末尾，该数据(来自操作107)可以并行被传入保持寄存器13(见操作109)并在网络11的下一个周期内在窗/操作102中在网络11中被处理。该传送仅需要执行最大一个时钟周期。如果不存在保持寄存器，如上所述，则频率系数的计算将需要3.9毫秒；因此这会产生空载周期——见操作214(图6)。现在，也可以期望改变、或循环地移位PN码系数移位寄存器14中的PN系数，是便匹配滤波器峰值发生在下一个31.28的微秒处理窗内，该窗与第一处理窗具有相同的相对位置。如果没有这种旋转，则峰值根本不会出现在新多普勒的活动窗内。PN移位寄存器的内容以循环方式被移位到图2A的右边(未示出从移位寄存器终点到起点的连接，但可以理解该连接存在)。如果使用了16fc时钟，并且使用了保持寄存器，则这需要总的32次移位，或1.96微秒。同样，如果使用了保持寄存器，则这不会引入任何空载时间(注意到操作101和102在时间上相邻)。如果未使用保持寄存器，则这会引入空载时间(如，图6终点空载时间214)，但对于这里所关心情况而言，该空载时间214将等于相应于频率发生期间的时间，即约为3.9微秒，这是因为频率发生期间超出PN旋转期间。同样，当未使用保持寄存器时，为了说明空载时间，应使用少量的附加PN旋转。注意到空载时间会是PN旋转时间和频率发生时间中的大者。前者由匹配滤波器处理窗的大小而确定。
在应用了新的PN和频率系数之后，又有31.28微秒的滤波处理窗(分别为图5和6中的操作102和202)，它产生对应于64个半码片PN出现时间的匹配滤波器输出。如果使用了保持寄存器，则在该窗期间，频率系数相应于下一个多普勒而被计算(操作108)。这可以在该匹配滤波器处理窗结束时被传送到保持寄存器(操作110)。如果没有保持寄存器，则在当前匹配滤波器处理窗210的结束时计算频率系数。为了在下一帧开始处处理第一多普勒，同时需要预先将PN系数向后循环移位32个位置(加上如果不使用保持寄存器的空载时间)。当存在保持寄存器时，这可以在窗期间与匹配滤波器处理进发地完成(见操作106)。如果没有保持寄存器，该生成(见图6的操作209)必须在滤波处理之后完成。由于该例中每帧仅有两个匹配滤波器处理窗，因此可以紧跟在当前帧的第二个窗的处理之后计算下一帧的第一个窗的PN和频率权重；或者可以在当前帧结束前计算，如图6的209和210所示。控制逻辑20控制发生器16和17以及移位寄存器14和15的操作，以便使它们能以所述方式工作。控制逻辑也根据从卫星辅助数据的处理而产生的变窄的搜索范围确定适当的系数(如，多普勒系数)。
如果每帧要处理多于两个多普勒，则可以理解，可以通过使时序模式重复三次或多次而非所示的两次而容易地修改图2或3的方法。如果处理窗与上述实例中的处理窗相同，则除了第一块外在各处理块之前向右旋转PN权重。在第一块之前，，PN权重被向左旋转(m-1)×32码片加上(m-1)倍处理块间的任何空载时间(以码片表示)。
还存在本发明的一个实施例，其中匹配滤波器在对应于多于一个GPS卫星信号的多于一个PN码间是时间共享的。图5和6的所有时序图仍适用，除了PN系数的计算时间较大之外。特别是，需要计算完全1023个新系数，而非简单地循环移位移位寄存器内的系数。如果时钟速率为16fc，则这要求约62.5微秒。如果使用了保持寄存器，则只要匹配滤波器处理窗大于64码片(62.5微秒)，图5中就不会有空载时间。因此，最大15个这种窗是可能的(由于64不会均匀分成1023份)。如果未使用保持寄存器，则处理块之间的空载时间至少为62.5微秒。由此，31.28微秒的窗口大小(如前例中)意味着一个窗加上空载时间约为93.6微秒。因此，最大10个窗对于该例是可能的。当然，适用较高的内部时钟速率会减少该空载时间。
当然，在小于1个GPS帧时间段期间，可以在一个给定PN码和若干PN码两者的一组多普勒中时间共享匹配滤波器。
时间共享匹配滤波器意味着匹配滤波器操作后的任何处理也可能需要被时间共享。这种后处理包括进一步的多普勒(载波和PN两者)纠正、预检测帧积分、后检测多帧积分、以及阈值检测。这种后处理的实例在未决美国申请序列号为09/021854的申请中已作描述，该申请于1998年2月11日公开，题为“FastAcquisition，High Sensitivity GPS Receiver”，该申请通过引用被结合于此。上例中处理步骤的性质是使得匹配滤波器输出以正常方式退出，这允许为每GPS帧多个窗以即使不完全一样但以类似的方式完成后处理。
可能期望进一步以缓慢但正常的方式调节频率和PN系数来补偿多普勒效应。除了上述调节之外，这也会发生。
即使对于包括保持寄存器的捕获电路而言，一个帧内上一个匹配滤波器处理窗也可能与下一帧内的第一个窗在时间上不相邻。需要充足的时间来执行PN移位寄存器所需的左循环移位，这补偿了当前帧内所有现有的右移位操作。这导致GPS帧时间段的上一个处理窗后的一些空载时间。
尽管大小相等的窗会减少系统控制的复杂度，然而给定GPS帧时间段内的匹配滤波器处理窗不必大小相等。如果并行使用了多个匹配滤波器，则不同的滤波器不需要使用相同的窗。
本发明的捕获电路可用于某些类型的独立GPS接收机中，譬如图3所示的GPS接收机。或者，本发明的捕获电路可用于与通信系统(见图4)结合的移动GPS接收机中，譬如单向寻呼机或双向寻呼机，或者诸如CDMA或W-CDMA蜂窝电话这样的蜂窝电话。
如上所述，有利的是GPS接收机可通过所依附的通信系统，或从先验GPS测量(如，在独立GPS接收机的情况下)得到精确时间。在后一种情况下，经过时间计数器将保持自上一次GPS测量开始以来的精确时间并且能为下一个GPS测量提供精确时间。
图3说明了一个GPS接收机的实现，它使用了可以是图2A所示捕获电路的捕获电路400A。图3的GPS接收机900可被视为独立GPS接收机，因为不存在从GPS信号自身独立地提供卫星辅助数据的通信链路。GPS信号由GPS天线902接收并通过输入电路904被输入到GPS接收机900内。接收到的GPS信号内的PN码在电路400A以及外部处理器910内按照上述关于图2A、5和6的操作被捕获和跟踪。捕获电路400A的输出包括与从各GPS卫星接收到的信号对应的伪范围数据908，从每个GPS卫星接收一个信号。各卫星还发送天文历和一周时间数据，该数据由输入电路904接收并由电路400B解调。处理器910处理天文历和伪范围数据以确定移动GPS接收机900的位置。处理器910的输出驱动诸如显示装置912这样的输入/输出装置，它在地理方式或文字方式显示单元的位置。在这种配置中，图2A的电路与处理器910一起执行捕获和跟踪两种功能。包括由计数器保持的精确时间在内的必要卫星辅助数据可从接收GPS信号前开始被存储(如，可存储卫星年历)，用户可以将大致位置输入到与GPS接收机900耦合的输入装置(如，键盘或触摸屏显示器)。
图4示出包括GPS接收机的组合GPS接收机1000，GPS接收机用包括诸如图2A所示的匹配滤波器的捕获电路400来实现。组合GPS接收机1000还包括一个通信系统，譬如单向或双向寻呼机，或者诸如CDMA或W-CDMA蜂窝电话系统这样的蜂窝电话系统。通信系统允许诸如日时、或大致位置、或卫星天文历数据、或视野中卫星的多普勒信息这样的卫星辅助数据被发送到并由组合GPS接收机1000接收，组合GPS接收机1000然后用该信息来确定变窄的搜索范围。GPS信号通过天线1002被接收并由GPS前端输入电路904处理，并且被提供给捕获电路400，捕获电路400可以是如图2A所示的匹配滤波器系统。捕获电路的输出，如输出9B，被提供给处理器1012，它处理来自捕获电路400的伪范围信息并且还解调包含在输出9B内的天文历数据，以便确定组合GPS接收机1000的位置。图4所示情况中的通信系统1020是一个双向通信系统，它包含发送/接收接线器1008，它将通信信号(一般为RF)路由到通信天线1004或从接收机1000中路由。所接收的通信信号被输入通信接收机1010并为处理而被传递到处理器1012用于处理。要从处理器1012被发出的通信信号被传播到调制器1014和频率转换器1016。功率放大器1018将信号的增益增加到适当电平以便发送到基站1006，基站1006可以是蜂窝发送站点(也被称为小区站点)或者可以是支持基站和接收机1000间点对点通信的单个基站。在本发明的一个实施例中，基站1006可以根据来自远程接收机的GPS导出的伪范围数据以及从其自身GPS接收机或从这种天文历数据的其它源接收到的天文历数据而确定接收机1000的位置。位置数据然后被发回GPS接收机1000或其它远程位置。
图7示出用卫星辅助数据来确定捕获GPS信号的搜索范围的方法的实例。这使匹配滤波器能在较小搜索空间上搜索，从而使匹配滤波器能在不同的多普勒和/或不同的GPS卫星信号间被时间共享。操作301涉及卫星辅助数据的确定。这可以从蜂窝电话站点接收，如CDMA基站或小区站点。该数据一般包括日时信息，诸如CDMA信号内基于GPS的时间(见美国专利5945944)，该数据还可包括移动GPS接收机自身的大致位置，这基于对与移动GPS接收机通信的特定小区站点/基站的确定(见1997年4月15日提交的未决美国专利申请序列号08/842559)。该卫星辅助数据还可能包括卫星定位信息，譬如用于估计卫星相对于移动GPS接收机的范围的卫星天文历数据。该天文历数据允许计算视野中的各种卫星的多普勒的计算。或者，该卫星辅助数据可包括从如蜂窝电话站点这样的基站发送到诸如图4所示接收机100这样的移动GPS接收机的多普勒信息。在另一种情况下，该辅助数据可包括由这种基站观察到的各种GPS信号的PN帧出现时间时序。1997年4月15日提交的上述未决美国专利申请序列号08/842559提供了卫星辅助数据的各种实例，以及该数据如何确定并被传送到诸如接收机1000这样的移动GPS接收机。在确定或获得卫星辅助数据之后，诸如接收机1000这样的移动GPS接收机根据卫星辅助数据来确定捕获GPS信号的搜索范围。可以使用各种已知技术来确定搜索范围。这种搜索技术的实例在未决美国专利申请序列号为09/132556的申请中已作描述，该申请于1998年8月11日提交，并且通过引用被结合于此。在确定了搜索范围之后，操作305在匹配滤波器电路内捕获GPS信号，该操作可以执行或图8或图9的方法，或者图8和9所示方法的组合。
图8表示的实施例中，匹配滤波器在多个多普勒频率上被共享，以便在第一时间窗期间，在匹配滤波器内用第一组频率系数处理GPS信号；在第二时间窗期间，在匹配滤波器内用第二组频率系数处理GPS信号(一般在时间上稍迟)。第一时间窗和第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内。
图9表示的实施例中，匹配滤波器在多个GPS信号上被共享，该共享发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内。
上述说明示出用于在时间上共享匹配滤波器内的各种方法和装置，这能改进捕获和跟踪和再捕获性能，而不会导致接收信号灵敏度的任何损失。当某个先验信号参数知识可供使用时，这些方法和装置尤其有利。
尽管参考GPS卫星说明了本发明的方法和装置，然而可以理解，该原理同样可应用于使用伪卫星(pseudolites)或者卫星和伪卫星的组合的定位系统。伪卫星是基地发射机，它广播一个在L频带载波信号上调制的PN码，一般与GPS时间同步。各发射机可以分配到唯一的PN码以便防止被远程接收机识别。伪卫星在来自轨道卫星的GPS不可用的情况下是有用的。这里使用的术语“卫星”有意包括伪卫星或伪卫星的等价物，这里使用的术语“GPS信号”有意包括来自伪卫星或伪卫星等价物的类GPS信号。
在前面的讨论中，已经参考美国全球定位系统(GPS)的应用而描述了本发明。然而，显而易见的是，这些方法同样可用于类似的卫星定位系统。这里使用的术语“GPS”包括这种替代卫星定位系统，而术语“GPS信号”包括来自替代卫星定位系统的信号。
尽管已经参考特定示例性实施例描述了本发明，然而显而易见的是，可以对这些实施例作出各种修改和变化，而不背离权利要求中提出的本发明的较宽精神和范围。由此，说明书和附图应被视作说明性的而非限制性的。

Claims (34)

1.一种大致进发处理卫星定位系统(SPS)信号的至少两个多普勒频率的方法，所述方法的特征在于包括：
确定与所述SPS信号的第一多普勒频率对应的第一组频率系数；
在第一时间窗期间，在匹配滤波器内用所述第一组频率系数处理所述SPS信号；
确定与所述SPS信号的第二多普勒频率对应的第二组频率系数；
在第二时间窗期间，在匹配滤波器内用所述第二组频率系数处理所述SPS信号；
其中所述第一和所述第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一时间窗和所述第二时间窗不同且不重叠，并且在所述时间段内连续发生。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：
产生与所述SPS信号对应的一系列伪随机噪声(PN)系数；
在所述第一窗期间，在所述匹配滤波器内用第一组PN系数处理所述SPS信号，其中所述第一组PN系数通过将所述一系列PN系数循环移位第一计数值而产生；以及
在所述第二窗期间，在所述匹配滤波器内用第二组PN系数处理所述SPS信号，其中所述第二组PN系数通过将所述一系列PN系数循环移位第二计数值而产生。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：
在第一寄存器内存储所述第一组频率系数；
在所述第一寄存器内存储所述第二组频率系数。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述第一寄存器与所述匹配滤波器的第一输入耦合，且其中所述第一组频率系数的所述存储发生在用所述第一组频率系数处理所述SPS信号之前，且其中所述第二组频率系数的所述存储发生在用所述第二组频率系数处理所述SPS信号之前。
6.如权利要求3所述的方法，其特征在于还包括：
在第二寄存器内存储所述第一组频率系数；
在所述第二寄存器内存储所述第二组频率系数。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第二寄存器与所述匹配滤波器的第二输入耦合，且其中所述第一组PN系数的所述存储发生在用所述第一组PN系数处理所述SPS信号之前，且其中所述第二组PN系数的所述存储发生在用所述第二组PN系数处理所述SPS信号之前。
8.如权利要求4所述的方法，其特征在于还包括：
在第二寄存器内存储所述第一组PN系数；
在所述第二寄存器内存储所述第二组PN系数。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述第二寄存器与所述匹配滤波器的第二输出耦合，且其中所述第一组PN系数的所述存储发生在用所述第一组PN系数处理所述SPS信号之前，且其中所述第二组PN系数的所述存储发生在用所述第二组PN系数处理所述SPS信号之前。
10.一种大致进发处理至少两个不同的卫星定位系统(SPS)信号的方法，所述方法的特征在于包括：
确定与第一SPS信号对应的第一组伪随机噪声(PN)系数；
在第一时间窗期间，在匹配滤波器内用第一组PN系数处理所述第一SPS信号；
确定与第二SPS信号对应的第二组PN系数；以及
在第二时间窗期间，在所述匹配滤波器内用所述第二组PN系数处理所述第二SPS信号；
其中所述第一和所述第二时间窗发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括：
在所述第一时间窗期间，在所述匹配滤波器内用第一组频率系数处理所述第一SPS信号；以及
在所述第二时间窗期间，在所述匹配滤波器内用第二组频率系数处理所述第二SPS信号。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括，将所述第一组PN系数存储到第一寄存器以及将所述第二组PN系数存储到所述第一寄存器。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于还包括，将所述第一组频率系数存储到第二寄存器以及将所述第二组频率系数存储到所述第二寄存器。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一寄存器与所述匹配滤波器的第一输入耦合，而所述第二寄存器与所述匹配滤波器的第二输入耦合。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于还，所述第一组PN系数的所述存储以及所述第一组频率系数的所述存储发生在所述匹配滤波器内所述第一SPS信号的所述处理之前，且其中所述第二组PN系数的所述存储以及所述第二组频率系数的所述存储发生在所述匹配滤波器内所述第二SPS信号的所述处理之前。
16.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第一时间窗和所述第二时间窗不同且不重叠，并且在所述时间段内连续发生。
17.如权利要求10所述的方法，其特征在于，通过将所述一系列PN系数循环移位第一计数值而从一系列PN系数中产生所述第一组PN系数，且其中通过将所述一系列PN系数循环移位第二计数值而从一系列PN系数中产生所述第二组PN系数。
18.如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括：
为了捕获所述第一SPS信号和所述第二SPS信号的至少一个而从卫星辅助数据中确定搜索范围。
19.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述卫星辅助数据包括下列至少之一：(a)与SPS卫星有关的多普勒信息；(b)SPS卫星的卫星天文历数据；(c)包括所述匹配滤波器的移动SPS接收机的大致位置；(d)日时信息；或者(d)来自SPS卫星的信号的伪随机噪声帧出现时间的出现时间。
20.一种大致进发处理卫星定位系统(SPS)信号的至少两个多普勒频率的电路，所述电路的特征在于包括：
输入电路，用于接收所述SPS信号；
耦合到所述输入电路的数据移位寄存器，所述移位寄存器存储所述SPS信号；
耦合到所述数据移位寄存器的匹配滤波器电路，所述匹配滤波器电路根据所述SPS信号计算输出；
具有一个输出端的伪随机噪声(PN)权重发生电路，所述PN权重发生电路确定与所述SPS信号对应的一组PN系数；
PN数据移位寄存器，具有与所述PN权重发生电路的所述输出耦合的一个输入端，并且具有与所述匹配滤波器电路的第一输入耦合的一个输出端；
具有一个输出端的频率系数发生电路，所述频率系数发生电路在第一时间间隔期间确定第一组频率系数并且在第二时间间隔期间确定第二组频率系数，其中所述第一时间间隔和所述第二时间间隔发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内；
频率数据移位寄存器，具有与所述频率系数发生电路的所述输出端耦合的一个输入端，并且具有与所述匹配滤波器电路的第二输入端耦合的一个输出端；
耦合到所述匹配滤波器的输出端的存储电路，在第三时间间隔期间，所述存储电路在第一组存储器存储单元内存储与所述第一组频率系数对应的所述匹配滤波器的第一输出，在第四时间间隔期间，所述存储电路在第二组存储器存储单元内存储与所述第二组频率系数对应的所述匹配滤波器的第二输出，其中所述第三时间间隔和所述第四时间间隔发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内。
21.如权利要求20所述的电路，其特征在于，所述第一时间间隔和所述第二时间间隔不同且不重叠，并且在所述时间段内连续发生。
22.如权利要求21所述的电路，其特征在于，所述一个SPS帧时间段由所述SPS信号中PN数据的重复期间来定义。
23.如权利要求20所述的电路，其特征在于还包括：
耦合到所述频率系数发生电路的控制电路，所述控制电路进行控制什么时候所述频率系数发生电路产生第一组频率系数和所述第二组频率系数。
24.如权利要求20所述的电路，其特征在于还包括：
第一寄存器，具有与所述频率数据移位寄存器的所述输出端耦合的一个输入端，并且具有与所述匹配滤波器电路的所述第二输入端耦合的一个输出端。
25.如权利要求20所述的电路，其特征在于还包括：
第二寄存器，具有与所述PN数据移位寄存器的所述输出端耦合的一个输入端，并且具有与所述匹配滤波器电路的所述第一输入端耦合的一个输出端，其中所述匹配滤波器通过所述第二寄存器与所述PN数据移位寄存器耦合。
26.如权利要求20所述的电路，其特征在于，所述PN权重发生电路确定与所述SPS信号对应的一系列PN系数，且其中在第一时间间隔期间，所述匹配滤波器电路用第一组PN系数处理所述SPS信号，所述第一组PN系数通过将所述一系列PN系数第一循环移位第一计数值而产生，且其中在第二时间间隔期间，所述匹配滤波器电路用第二组PN系数处理所述SPS信号，所述第二组PN系数通过将所述一系列PN系数第二循环移位第二计数值而产生。
27.如权利要求26所述的电路，其特征在于，所述第一循环移位和所述第二循环移位由所述PN数据移位寄存器执行。
28.一种大致进发处理各带有相异PN扩展码的至少二个卫星定位系统(SPS)信号的电路，所述电路的特征在于包括：
输入电路，用于接收所述SPS信号；
耦合到所述输入电路的数据移位寄存器，所述数据移位寄存器存储所述SPS信号；
耦合到所述数据移位寄存器的匹配滤波器电路，用于接收所述SPS信号并处理所述SPS信号；
具有一个输出端的伪随机噪声(PN)权重发生电路，所述PN权重发生电路在第一时间间隔期间确定与第一SPS信号对应的第一组PN系数，并且在第二时间间隔期间确定与第二SPS信号对应的第二组PN系数；
其中所述第一时间间隔和所述第二时间间隔发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内；
PN数据移位寄存器，具有与所述PN权重发生电路的所述输出端耦合的一个输入端，并且具有与所述匹配滤波器电路的第一输入端耦合的一个输出端；
耦合到所述匹配滤波器的输出端的存储电路，在第三时间间隔期间，所述存储电路在第一组存储器存储单元内存储与所述第一组PN系数对应的所述匹配滤波器的第一输出，在第四时间间隔期间，所述存储电路在第二组存储器存储单元内存储与所述第二组PN系数对应的所述匹配滤波器的第二输出，其中所述第三时间间隔和所述第四时间间隔发生在不大于一个SPS帧时间段的一个时间段内。
29.如权利要求28所述的电路，其特征在于还包括：
具有一个输出端的频率系数发生电路，所述频率系数发生电路在第一时间间隔期间确定第一组频率系数并且在第二时间间隔期间确定第二组频率系数；
频率数据移位寄存器，具有与所述频率系数发生电路的所述输出端耦合的一个输入端，并且具有与所述匹配滤波器电路的第二输入端耦合的一个输出端。
30.如权利要求28所述的电路，其特征在于还包括：
第一寄存器，与所述PN数据移位寄存器的输出端耦合，并且与所述匹配滤波器电路的所述第一输入端耦合。
31.如权利要求29所述的电路，其特征在于还包括：
第二寄存器，与所述频率数据移位寄存器的输出端耦合，并且与所述匹配滤波器电路的所述第二输入端耦合。
32.如权利要求28所述的电路，其特征在于，所述第一时间间隔和所述第二时间间隔不同且不重叠，并且在所述时间段内连续发生。
33.如权利要求32所述的电路，其特征在于，所述一个SPS帧时间段由所述SPS信号中PN数据的重复期间来定义。
34.如权利要求28所述的电路，其特征在于还包括：
耦合到所述频率系数发生电路的控制电路，所述控制电路进行控制什么时候所述频率系数发生电路产生第一组频率系数和所述第二组频率系数。
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