KR100810481B1 - 정합 필터를 사용하여 ｇｐｓ 를 프로세싱하는 방법 및 장치 - Google Patents

정합 필터를 사용하여 ｇｐｓ 를 프로세싱하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 신호를 프로세싱하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명의 예시적인 방법에서, SPS 신호의 제 1 도플러 주파수에 대응하는 주파수 계수의 제 1 세트가 결정되며, SPS 신호는 정합 필터에서 제 1 윈도우 시간 동안 주파수 계수의 제 1 세트로 프로세싱된다. SPS 신호의 제 2 도플러 주파수에 대응하는 주파수 계수의 제 2 세트가 결정되며, SPS 신호는 동일한 정합 필터에서 제 2 윈도우 시간 동안 주파수 계수의 제 2 세트로 프로세싱되며, 여기서 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간 주기내에서 발생한다. 본 발명의 또 다른 예시적인 방법에서, 제 1 SPS 신호는 제 1 윈도우 시간동안 정합 필터에서 의사잡음 (PN) 계수의 제 1 세트로 프로세싱되며, 여기서 PN 계수의 제 1 세트는 제 1 SPS 신호에 대응하며, 제 2 SPS 신호는 제 2 윈도우 시간동안 동일한 정합 필터에서 의사잡음 (PN) 계수의 제 2 세트 (제 2 SPS 신호에 대응함) 로 프로세싱되며, 여기서 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간 주기내에서 발생한다.

Description

정합 필터를 사용하여 ＧＰＳ 를 프로세싱하는 방법 및 장치 {METHODS AND APPARATUSES FOR PROCESSING OF GLOBAL POSITIONING SYSTEM USING A MATCHED FILTER}
기술 분야
일반적으로, 본 발명은 미국 전지구 측위 확인 시스템에 관한 것이며, 특히 위성 위치 확인 시스템 위성으로부터 신호를 수신 및 트래킹하는 것에 관한 것이다.
배경 기술
전지구 측위 시스템 (Global Positioning System; GPS) 과 같은 대부분의 종래의 위성 위치 확인 시스템 (Satellite Positioning Systems; SPS) 수신기는 GPS 위성과 같은 SPS 위성으로부터 전송된 신호를 획득, 트래킹, 및 복조하기 위해 시리얼 상관기 (serial correlator) 를 이용한다. 각각의 전송된 GPS 신호는 다이렉트 시퀀스 확산 스펙트럼 신호이다. 상업적으로 이용 가능한 신호는 표준 위치 확인 서비스에 관련되어 있으며, 초당 1.023 Mchip 을 갖는 다이렉트 시퀀스 바이페이즈 확산 신호와 반송파상에 1575.42㎒ 로 설정된 확산 레이트를 사용한다. 의사무작위 잡음, 즉 의사잡음 (PN) 시퀀스 길이는 1,023 칩이며, 밀리초 시간 주기에 대응한다. 각각의 위성은, 서로에 어떤 간섭도 없이 신호가 수개의 위성으로부터 동시에 전송되거나 수신기에 의해 동시에 수신되도록 하는 상이한 PN 코드 (종종 골드 코드라 칭함) 를 전송한다. 또한, 각각의 신호상에 부가된 데이터는, 비트 경계가 PN 프레임의 개시부에 정렬된 50 보드 (baud) 2진 위상 시프트 키 (binary phase shift keyed; BPSK) 데이터이며, 20 PN 프레임은 20 ㎳ 인 1 데이터 비트 주기에서 발생한다.
GPS 신호를 프로세싱하는데 있어서 중요한 동작은 반송파를 변조하는 의사무작위 시퀀스에 대한 초기 동기화에 관한 것이다. 종래에, 이것은 의사무작위 시퀀스의 애퍼크 (epoch) 를 탐색하는 상관기 세트를 사용하는 시리얼 방식으로 행해졌다. 통상적인 초기 획득 방법은 1/2 칩 간격의 1023 개 심벌 각각에 대한 PN 코드를 탐색하는 방법을 포함하며, 이것은 총 2046 개의 가설 (hypotheses) 을 의미한다. 또한, 도플러 및 국부 발진기는 신호가 검출되지 않도록 하기 때문에, 반송 주파수의 범위를 탐색하는 것이 종종 필요하다. 이것은 테스트할 부가적인 주파수 가설을 초래한다. 고감도 애플리케이션에 있어서, 각각의 가설은 수 밀리초의 드웰 (dwell) 시간을 필요로 하며, 일부 인스턴스에서도 수초를 필요로 한다. 따라서, 획득 프로세스는 많은 상관기를 사용하지 않고 길어질 수도 있다.
전지구 측위 시스템 (GPS) 수신기는 선회하는 GPS 위성으로부터 전송된 GPS 신호를 수신하여, 수신된 신호와 내부적으로 생성된 신호사이의 시간을 비교함으로써 적절한 코드의 도착 시간 (time-of-arrival) 을 결정한다. 신호 비교는 수신 및 생성된 신호를 승수하고 일체화하는 상관 프로세스에서 수행된다. 공통 GPS 수신기에서 이용되는 통상적인 종래의 시리얼 상관기 회로는 도 1 에서 나타낸 다. 상관기 (50) 는 입력 GPS 신호 (52) 를 수신하며, 곱셈기 (54) 에서 수신된 신호 (52) 와 PN 생성기 (60) 에 의해 발생된 내부적으로 생성된 PN 코드를 합성한다. 그 후, 진폭의 제곱 (또는 다른 검출) 동작 (56) 이 합성된 신호 샘플의 누산 세트상에서 수행된다. 마이크로-제어기 (58) 는 PN 생성기 (60) 에 의해 생성된 PN 칩의 시퀀싱을 제어한다. 상관기 (50) 의 시스템에 따라서, 수신 신호 (52) 는 PN 칩의 롱 시퀀스, 및 시간 오프셋과 비교되어, 하나의 PN 프레임에 대응하는 전체적인 오프셋을 탐색하기 위해 매우 긴 시간 주기를 필요로 한다.
GPS 신호를 획득하는 선택적인 방법은 정합된 필터링 접근 방법을 사용하는 것인데, 예를 들어, Norman F.Krasner 명의로 1998년 2월 11일에 출원되었으며, 발명의 명칭이 "Fast Acquisition, High Sensitivity GPS Receiver" 인, 동시계류중인 특허출원 제 09/021,854 호에 개시되어 있다. 1/2 칩 공간이 이용되면, 전 의사무작위 프레임에 정합된 정합 필터는 2046 개의 상관기 세트로 간주될 수도 있다. M 개의 GPS 신호를 탐색하고자 하는 경우, M 개의 정합 필터는 부수적으로 이용될 수도 있다. 전술한 "Fast Acquisition, High Sensitivity GPS Receiver" 의 특허출원은 GPS 수신기를 구현하는데 사용될 수도 있는 각종 정합 필터의 예를 나타낸다. 그러한 정합 필터 GPS 수신기의 사용은 효율적이지만, 신호 파라미터에 대한 종래의 지식이 이용 가능한 경우, 효율성을 더욱 향상시키고자 한다.
발명의 요약
본 발명은, 정합 필터를 구비하는 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 수신기로 전 지구 측위 (GPS) 신호 및 다른 유형의 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 신호를 획득 및 트래킹하는 각종 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명의 예시적인 방법에서, SPS 신호의 제 1 도플러 주파수에 대응하는 주파수 계수의 제 1 세트가 결정되며, SPS 신호는 정합 필터에서 제 1 윈도우 시간 동안 주파수 계수의 제 1 세트로 프로세싱된다. SPS 신호의 제 2 도플러 주파수에 대응하는 주파수 계수의 제 2 세트가 결정되며, SPS 신호는 동일한 정합 필터에서 제 2 윈도우 시간 동안 주파수 계수의 제 2 세트로 프로세싱되며, 여기서 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간 주기내에서 발생한다.
본 발명의 또 다른 예시적인 방법에서, 제 1 SPS 신호는 제 1 윈도우 시간동안 정합 필터에서 의사잡음 (PN) 계수의 제 1 세트로 프로세싱되며, 여기서 PN 계수의 제 1 세트는 제 1 SPS 신호에 대응하며, 제 2 SPS 신호는 제 2 윈도우 시간동안 동일한 정합 필터에서 의사잡음 (PN) 계수의 제 2 세트 (제 2 SPS 신호에 대응함) 로 프로세싱되며, 여기서 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간 주기내에서 발생한다.
이하, 각종 장치에 대해 설명한다.
도면의 간단한 설명
제한이 아닌 일예로서 본 발명을 첨부된 도면에 나타내며, 도면 중 유사한 도면 부호는 유사한 부분을 나타낸다.
도 1 은 종래의 GPS 상관기 회로를 나타낸 블록도이다.
도 2A 은 본 발명의 실시형태에 따른 SPS 획득 회로를 나타낸 블록도이다.
도 2B 은 도 2A 의 블록도 일부인 웨이팅 네트워크의 예를 나타낸다.
도 3 은 도 2A 에 나타낸 실시형태와 같은 본 발명의 획득 회로의 실시형태를 이용할 수도 있는 GPS 수신기의 예를 나타낸다.
도 4 은, 셀룰러 전화 또는 양방향 페이저와 같은 통신 시스템을 포함할 뿐만 아니라, 도 2A 에 나타낸 정합 필터를 갖는 획득 회로를 구비하는 합성된 GPS 수신기를 나타낸 블록도이다.
도 5 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 각종 프로세싱 동작들 사이의 시간 관계를 나타낸 타이밍도이다.
도 6 은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 각종 프로세싱 동작을 나타낸 또 다른 타이밍도이다.
도 7 은 본 발명의 실시형태에서 이용될 수도 있는 동작의 예비 세트를 나타낸 흐름도이다.
도 8 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 하나의 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 9 은 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른 또 다른 방법 나타낸 흐름도이다.
발명의 상세한 설명
정합 필터로 SPS 신호를 수신하는 방법 및 장치를 설명한다. 하기의 설명에서는, 설명을 목적으로, 본 발명의 철저한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 부분을 나타낸다. 그러나, 종래에 이들 특정 부분이 없는 발명을 실시할 수도 있었다는 것은 명백하다. 다른 예에서, 설명을 수월하게 하기 위해 블록도에서 종래의 구조 및 장치를 나타낸다.
본 발명의 일부 실시형태에서는, 코드 애퍼크에 대한 탐색 범위를 감소시키기 위해 획득 보조 데이터를 사용한 후, 정합 필터의 시공유 (time-share) 하는 방법을 사용한다. 이하에서 설명할 도 7 은 위성 보조 데이터의 결정에 대한 예를 나타내며, 위성 보조 데이터에 기초하여 GPS 신호 또는 SPS 신호를 획득하기 위해 탐색 범위를 결정하도록 사용된다. 이 위성 보조 데이터를 이용하여 SPS 신호의 획득 과정에서 탐색 범위를 좁힘으로써, 후술할 도 8 및 도 9 에 나타낸 방법과 같이 정합 필터의 시간 공유를 행할 수 있다.
위성 보조 데이터의 각종 유형은 이용 가능한 종래의 시간 정보가 존재하는 경우 이용 가능할 수도 있다. 예를 들어, 북아메리카 CDMA 셀룰러 신호 (즉, IS-95 셀룰러 전화 신호) 와 같은 어떤 셀룰러 신호는 정확한 현재 시간 정보를 제공한다. 가시거리 위성에 대한 도플러 추정값, 이동 GPS 의 위치에 대한 대략적인 지식, 위성 위치 정보 (즉, 위성 위치 데이터 또는 위성 천문) 와 같은 다른 위성 보조 데이터에 덧붙여, 이 현재 시간 정보는 GSP 수신기가 GPS 신호의 도착 시간을 대략적으로 추정하도록 한다. 예를 들어, 약 5㎞ (통상적으로 셀의 크기) 의 불확실한 초기 위치 및 정확한 현재 시간 정보에 있어서, 이들 도착 시간은 ±16.7㎳ 로 추정될 수도 있다. 코드 애퍼크가 1/2 칩 간격으로 조사되면, 33.3㎲ 의 총 시간 간격은 67 개의 스텝으로 조사될 수도 있다. 이것은 1023 칩의 전 GPS 프레임에 대한 총 2046 개의 스텝에 비교된다. 이러한 예에서, 정합된 필터의 출력 신호는 1㎳ 프레임 주기중 33.3㎲, 즉 총 프레임의 약 1/30 에 대해 계산될 필요가 없다. 이러한 활성 주기를 "활성 윈도우 (active window) " 또는 간단하게는 "윈도우" 라 칭한다. 따라서, 프레임의 다른 29/30 부분 동안 다른 프로세싱을 위해, 후술할 도 2A 에 나타낸 예시적인 정합 필터를 이용하는 것이 가능하다. 특히, 다르게 가정된 도플러 주파수에 대응하는 다른 웨이팅 계수 매칭 필터를 신속하게 재프로그래밍 하여 이러한 정합 필터 회로의 사용에 있어서 효율성을 증대시키는 것이 가능하다. 이러한 특정 예에서, 이러한 하나의 정합 필터로 30 개의 다르게 가정된 도플러 주파수를 조사하는 것이 가능하며, 각각의 출력은 프레임의 1/30 에 대응한다. 후술할 도 8 은 그러한 방법의 예를 나타낸다.
정합 필터의 시공유는 감도의 어떠한 손실을 초래하지 않는다. 어떤 가정된 코드 시기에 대응하는 정합 필터의 출력은 전 1㎳ 프레임 주기에 대응하는 입력 데이터 정보를 이용한다. 종래의 기술은 시공유 방법에 사용되나, 감도의 손실이 발생한다. 예를 들어, PN 신호의 반송 주파수를 획득하기 위해 수개의 다른 주파수와 상관기를 동조시키는 것은 공통적이다. 이것은, 상관기가 그 주파수와 동조되는 경우 소정의 주파수에서 입력 신호가 관찰되기 때문에, 감도의 손실을 초래한다. 종래의 그러한 동조는 하나 이상의 GPS 프레임당 한번의 레이트로 행해진다. 본 발명에서, 동조 레이트는 프레임당 수회의 레이트이다.
정합 필터를 시공유하는 또 다른 방법은, 비활성 주기 동안 (윈도우가 비활성인 경우), 다른 위성 신호에 대응하는 부가적인 PN 코드를 프로세싱하는 방법을 이용하는 것이다. 후술할 도 9 는 그러한 방법에 대한 예를 나타낸다. 예 를 들어, 병렬인 정합 필터의 수가 GPS 신호의 총수보다 작은 것으로 조사되는 경우, 이것은 유용하다. 또한, 필터가 수개의 PN 코드 사이에서 시공유됨에도 불구하고, 어떠한 감도의 손실도 발생하지 않는다. 이것은 정합 필터가 다중 GPS 신호를 순차적으로 프로세싱하는데 적용되는 종래의 상황과는 정반대이므로, 이들 성분 신호의 각각을 계속적으로 관찰하지 않는다.
도 2A 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 GPS 신호를 프로세싱하는데 적당한 정합 필터 구조를 나타내며, 통상적으로 이 정합 필터는 도 3 에 나타낸 획득 회로 (400A) 또는 도 4 에 나타낸 획득 회로 (400) 와 같은 SPS 수신기의 획득 회로의 일부분이다. 통상적으로 정합 회로에 대한 입력 데이터 (9A) 는 I 및 Q (복소) 포맷으로 되어 있으며, 각각은 nd 비트의 해상도를 갖는다. 도 2A 에서, I 및 Q 채널에 대한 신호 프로세싱을 나타낸다. 다른 채널 (PN 및 FREQ 생성 회로 및 레지스터는 I 채널과 Q 채널 사이에서 공유될 수도 있음) 에 대해서, 유사한 프로세싱이 발생한다. 입력 (I 또는 Q) 데이터는 통상적으로 2.048㎒ 의 레이트 (fc) 에서 데이터 시프트 레지스터 (10) 로 연속적으로 클록킹된다. 통상적으로, 입력 데이터 (9A) 는, GPS 신호를 적절한 주파수 (즉, 2.048㎒) 로 하향변환시키는 GPS 전단 (front end) 회로에 의해 수신 및 디지털화된, 디지털화된 GPS 신호이다. 도 3 및 도 4 은 그러한 GPS 전단 회로를 구비하는 2 개의 GPS 수신기를 나타낸다.
통상적으로, 도 2A 의 회로의 출력은, 부가적인 포스트 프로세싱 회로에 제 공된 후, 그 프로세싱된 결과는 메모리 회로에 기억된다. 이러한 부가적인 포스트 프로세싱 회로는 다중 PN 프레임에 대응하는 정합 필터의 출력을 합성하는데 사용된다. 이것은 GPS 수신기의 감도를 향상시킨다. 메모리 회로는, 도 3 의 GPS 수신기 (900) 의 프로세서 (910) 및 트래킹 및 복조 회로 (400b), 또는 도 4 의 합성된 GPS 수신기 (1000) 의 프로세서 (1012) 와 같은 종래의 프로세싱 회로에 의해 엑세스될 수도 있다.
또한, 획득 기능 뿐만 아니라 트래킹 및 복조 기능을 제공하기 위해, 도 2A 의 회로를 이용하는 것이 가능하다. 이것은 그들의 대응 시프트 레지스터 (14 및 15) 와 함께 PN 생성기 (16) 및 주파수 생성기 (17) 의 적절한 제어에 의해 행해질 수도 있다. 여기에서 GPS 신호 획득에 많은 설명을 하고 있지만, 본 발명은 트래킹 및 복조 프로세스 동안 효율성의 증대에도 적용한다.
정합 필터링을 수행하기 이전에, PN 생성기 (16) 는 입력 (incoming) 신호에 정합되는 데이터의 PN 시퀀스를 생성한다. 통상적으로, 1023 개의 논리값 (0 및 1) 의 세트인 이러한 PN 시퀀스는 PN 코드 계수 시프트 레지스터 (14) 로 시프트된다. 모든 PN 데이터가 로딩되는 경우, 그것은 정합 필터를 형성하는 웨이팅 및 합산 네트워크 (11) 에 제공될 수도 있으나, 선택적으로 홀딩 레지스터 (12) 를 이용할 수도 있다. 홀딩 레지스터 (12) 는 PN 시프트 레지스터로부터의 모든 데이터가 명령하에 웨이팅 및 합산 네트워크에 의해 이용되도록 한다. 홀딩 레지스터 (12) 가 없는 경우, PN 시프트 레지스터가 PN 생성기로부터 새로운 데이터를 수신하는 시간동안, 필터링 동작은 잘못된 결과를 발생한다. 필터가 기본적으로 비활성인 경우, 후자의 경우는 무효 시간 (dead time) 을 도입한다. 홀딩 레지스터는 회로의 복잡성을 증가시키며, 무효 시간의 감소 또는 제거를 위해 단순화되어야 한다.
후술할 바와 같이, PN 시프트 레지스터 (14) 의 콘텐츠는 이러한 시프트 레지스터를 순환적으로 시프트함으로써 교체될 수도 있다. 원하는 변화가 PN 애퍼크 변화인 경우, 이것은 PN 생성기 (16) 으로부터 새로운 계수를 로딩하는데 선택적으로 행해질 수도 있다.
통상적으로, 입력 데이터가 1/2 칩 레이트로 샘플링되어 데이터 시프트 레지스터 (10) 가 하나의 PN 프레임에 대응하는 2046 개의 샘플을 포함함에도 불구하고, PN 프레임당 1023 개의 별개의 칩이 있기 때문에, PN 시프트 레지스터 및 홀딩 레지스터는 1023 개의 스테이지 (stage) 를 가질 필요가 있다.
유사한 방법으로, 정합 필터링을 행하기 전에, 주파수 생성기 (17) 는 입력 신호의 잉여 반송 주파수에 정합되는 복소 지수 (I 및 Q) 의 시퀀스를 생성한다. 통상적으로 2046 개의 I 및 Q 의 세트이며 각각 nf 양자화 비트를 갖는 이러한 데이터 시퀀스는 주파수 계수 시프트 레지스터 (15) 로 시프트된다. 모든 주파수 데이터가 로딩되는 경우, 그것은 웨이팅 및 합산 네트워크 (11) 에 제공될 수도 있으며, 선택적으로 홀딩 레지스터 (13) 가 이용될 수도 있다. 또한, 홀딩 레지스터의 사용은, 주파수 계수 시프트 레지스터의 로딩 시간에 관련된 무효 시간을 도입하지 않고, 웨이팅 네트워크에 새로운 주파수 계수의 신속한 제공을 허여한다. 도 2B 은 도 2A 의 회로에서 사용될 수도 있는 웨이팅 및 합산 네트워크 (11) 의 통상적인 구현을 나타낸다. 도 2B 에 나타낸 바와 같이, 네트워크 (11) 는 직렬로 연결된 곱셈기 (30) 를 구비하며, 그것의 각각은 레지스터 (10 및 12)(일 실시형태에서, 레지스터 (12) 가 사용되는 경우, 또는 레지스터 (12) 가 사용되지 않는 경우 레지스터 (14) 로부터) 로부터 데이터를 수신한다. 또한, 도 2B 의 네트워크 (11) 는 직렬로 연결된 곱셈기 (31) 을 구비하며, 그것의 각각은 곱셈기 (30) 중 대응하는 것으로부터 출력을 수신하며, 레지스터 (13)(일 실시형태에서, 레지스터 (13) 가 사용되는 경우) 로부터 데이터를 수신한다. 곱셈기 (31) 의 출력은 필터링된 데이터 출력 (9B) 를 형성하는 가산기 트리 (32) 에 제공된다.
종래의 시스템에서, PN 생성기 및/또는 주파수 생성기는 불규칙적인 방식, 또는 GPS 프레임당 많아야 한번, 즉 밀리초당 한번 계수를 갱신한다. 통상적으로, 이러한 갱신은 도플러 효과에 기인하여 시간에 따른 코드 및 반송 주파수의 약간의 변화에 대한 트래킹을 허여한다. 본 발명에서는, 다중 도플러 및/또는 다중 GPS 코드의 동시 프로세싱을 허여하기 위해, 이러한 갱신이 GPS 프레임당 수회 발생한다. 후술할 다중 도플러 프로세싱은 PN 생성기의 제어를 필요로 한다.
GPS 신호 (C/A 코드) 는 1 밀리초 프레임 주기마다 반복하는 프레임당 1023 개의 칩을 포함한다. 즉, GPS 프레임 주기는 1 밀리초마다 반복하는 반복 패턴으로 정의된다. 후술하는 바와 같이, GPS 프레임 주기당 하나 이상의 도플러 또는 PN 을 프로세싱하기 위해, 도 2A 의 PN 및 주파수 계수를 변경하는 것이 필요하다.
설명의 개략화를 위해, 종래의 지식 (도 7 과 결합하여 설명됨) 은 가능한 코드 위상의 범위를 제한하여 64 까지 탐색되며, 2 개의 다른 도플러 주파수에서 하나의 PN 코드를 단일 필터로 프로세싱하는 것으로 가정한다. 그 후, 초기에 PN 웨이트는 PN 생성기 (16), 시프트 레지스터 (14), 및 (선택적으로) 홀딩 레지스터 (12) 를 통해 로딩된다. PN 생성기는 16 회 칩 레이트 (fc) 로 동작될 수 있다. 그 후, 그것은 1㎳/16=62.5㎲ 가 되어, PN 계수를 생성하며, 그 계수를 시프트 레지스터 (14) 로 로딩한다.
계수가 2046 이기 때문에, 주파수 계수를 시프트 레지스터 (15) 로 로딩하기 위해 2 배의 시간 길이를 갖는다. 그러나, 많은 경우에서, 주파수 계수가 매우 느리게 변화하기 때문에, 시스템은 웨이팅 네트워크 (11) 에 대한 인접한 입력수중에서 주파수 계수를 공유할 수 있다. 주파수 계수의 저 레이트 변화는, ±4㎑ 의 범위내에 있는 개별 PN 채널의 잔존 도플러 주파수에 정합된 결과이다. 분석에 의해서, 실질적으로 무시할 수 있는 손실을 도입하면서, 동일한 값을 갖는 32 개의 연속적인 주파수 계수를 선택할 있는 것으로 가정한다. 따라서, 이러한 경우에 있어서, 2046 계수를 로딩하는 대신에, 정수 (즉, 2046/32 또는 64) 를 로딩할 필요가 있다. 일 실시형태에서, 이것은 약 3.9㎲ 가 걸린다.
초기 계수가 로딩되면, 필터링 동작이 개시할 수 있다. 이러한 이벤트의 타이밍은 도 5 및 도 6 을 참조하여 더 잘 이해된다. 도 5 및 도 6 은 도 2A 에 나타낸 예시적인 획득 회로의 수개의 동작에 대한 상대적인 타이밍을 나타낸다. 도 5 은 홀딩 레지스터 (12) 가 사용될 때의 경우를 나타낸다. 1 밀리초 프레임 경계 (111 및 112) 는 PN 코드 (GPS 표준 위치 서비스의 경우) 에서 1023 칩의 개시의 반복들 사이의 주기를 나타낸다. 시간 간격 (101 및 102) 은 2 개의 다른 프로세싱 윈도우에 대응하며, 각각은 주파수 계수의 다른 세트를 이용한다. 동작 (109 및 110) 은 시프트 레지스터 (14) 로부터 시프트 레지스터 (12) 로의 PN 코드 계수의 전송, 및 시프트 레지스터 (15) 로부터 시프트 레지스터 (13) 로의 주파수 계수의 전송을 나타낸다. 이러한 예에서는 선택적인 홀딩 레지스터 (12 및 13) 을 사용하지 않기 때문에, 동작 (109 및 110) 은 도 6 의 예로부터 생략한다. 동작 (107 및 108) 은 주파수 생성기 (17) 에 의해 2 개의 다른 윈도우에서 주파수 계수의 생성, 및 이러한 윈도우들에서 생성기 (17) 로부터 시프트 레지스터 (15) 로의 주파수 계수의 로딩을 나타낸다. 로딩된 후, 이들 주파수 계수는 네트워크 (11) 의 후속 윈도우에서 사용된다. 동작 (105 및 106) 은 시프트 레지스터 (14) 에서 PN 코드 계수의 회전 (순환 시프트) 을 나타낸다. 회전 후, 이들 계수는 네트워크 (11) 의 후속 윈도우에서 사용된다. 예를 들어, 동작 (105) 은 시프트 레지스터 (14) 에서 PN 코드 계수의 회전을 포함하며, 회전 후, 이들 PN 코드 계수는 네트워크 (11) 의 윈도우/동작 (102) 에서 사용된다.
단지 64 개의 코드 위상 (32 개 칩) 이 조사되는 예시적인 인터레스트의 경우에 있어서, 가설당 윈도우 시간은 64/2.046㎒=31.28㎲ (예를 들어, 윈도우/동작 (101) 을 참조) 에 대응한다. 동작 (101) 에 의해 요구되는 이러한 시간동안, 후속 도플러에 대한 주파수 계수의 새로운 세트는 주파수 계수 시프트 레지스터 (15; 동작 107 참조) 에서 계산 및 배치될 수도 있다. 동작 (101) 에서 나타낸 31.28㎲ 주기의 단에서, (동작 (107) 으로부터의) 이러한 데이터는 홀딩 레지스터 (13; 동작 109 참조) 에 병렬로 전송될 수도 있으며, 네트워크 (11) 의 후속 주기동안 윈도우/동작 (102) 의 네트워크 (11) 에서 프로세싱된다. 이러한 전송은 최대 1 클록 주기를 필요로 한다. 상술한 바와 같이, 홀딩 레지스터가 존재하지 않으면, 주파수 계수의 값은 3.9㎲ 가 되어, 이것은 무효 주기를 초래한다 (도 6; 동작 214 참조). 제 1 프로세싱 윈도우에서 실시한 바와 같이, 정합 필터 피크가 동일한 상대적 위치에서 후속하는 31.28㎲ 프로세싱 윈도우내에서 발생하도록, PN 코드 계수 시프트 레지스터 (14) 의 PN 계수를 변경 또는 원형으로 시프트하는 것이 바람직하다. 어떠한 회전도 없이, 피크는 새로운 도플러에 대한 활성 윈도우내에서 존재할 수 없다. PN 시프트 레지스터의 콘텐츠는 도 2A 의 우측에 나타낸 바와 같이 순환적으로 시프트된다 (시프트 레지스터의 단으로부터 개시까지의 접속을 나타내지 않았지만, 이러한 접속에 대해서는 이해할 수 있다). 16fc 클록 및 홀딩 레지스터가 사용되면, 이것은 총 32 시프트, 즉 1.96㎲ 를 필요로 한다. 또한, 홀딩 레지스터가 사용되면, 이것은 어떠한 무효 시간도 도입하지 않는다 (동작 (101 및 102) 은 인접). 홀딩 레지스터가 사용되지 않으면, 이것은 무효 시간 (즉, 도 6 의 무효 시간(214)) 을 도입하며, 인터레스트의 경우에, 주파수 생성 주기가 PN 회전 주기를 초과하기 때문에, 이러한 무효 시간 (214) 은 주파수 생성 주기, 즉 3.9㎲ 에 대응하는 것과 동일하게 된다. 또한, 무효 시간을 설명하기 위해, 홀딩 레지스터가 사용되지 않는 경우, 작은 수의 부가적인 PN 회전이 사용되어야 한다. 무효 시간은 PN 회전 시간 및 주파수 생성 시간보다 크도록 한다. 전자는 정합 필터 프로세싱 윈도우의 크기에 의해 결정된다.
새로운 PN 및 주파수 계수가 적용된 후, 64 개의 1/2 칩 PN 애퍼크에 대응하는 정합 필터 출력을 형성하는 31.28㎲ 필터링 프로세싱 윈도우 (각각 도 5 및 도 6 의 동작 102 또는 202) 가 된다. 홀딩 레지스터가 사용되면, 이러한 윈도우 동안 주파수 계수는 후속 도플러 (동작 108) 에 대응하여 계산된다. 이것은 정합 필터 프로세싱 윈도우 (동작 110) 의 단에서 홀딩 레지스터로 전송될 수도 있다. 홀딩 레지스터가 없으면, 주파수 계수는 현재의 정합 필터 프로세싱 윈도우 (210) 의 단에서 계산된다. 동시에, 다음 프레임의 개시에서 제 1 도플러를 프로세싱하는데 참가하는 32 위치 (홀딩 레지스터가 사용되지 않으면, 무효 시간을 추가) 에 의해 후방으로 PN 계수를 순환 시프트하는 것이 필요하다. 홀딩 레지스터가 있으면, 이것은 윈도우 동안 (동작 106 참조) 정합 필터 프로세싱과 동시에 행해질 수도 있다. 홀딩 레지스터가 없으면, 필터 프로세싱에 후속하여, 이러한 생성 (도 6 의 동작 209 참조) 이 행해질 수 있다. 이 예에서, 프레임당 단지 2 개의 정합 필터 프로세싱이 있기 때문에, 도 6 의 동작 209 및 210 에서 나타낸 바와 같이, 다음 프레임의 제 1 윈도우에 대한 PN 및 주파수 웨이트는 현재 프레임의 제 2 윈도우를 프로세싱한 후에 단지 계산될 수도 있으며, 선택적으로 현재 프레임의 종결 전에 계산될 수도 있다. 제어 논리 (20) 는 상술한 방법으로 동작하도록 생성기 (16 및 17) 및 레지스터 (14 및 15) 의 동작을 제어한다. 또한, 위성 보조 데이터를 프로세싱하여 발생된 협소한 탐색 범위에 기초하여, 제어 논리는 적당한 계수 (도플러 계수) 를 결정한다.
프레임당 2 이상의 도플러가 프로세싱되면, 도 2 또는 도 3 의 방법이 2 회 대신에 3 회 이상 타이밍 패턴을 반복함으로써 쉽게 변형될 수도 있다. 상술한 예에서, 프로세싱 윈도우가 동일하면, PN 웨이트는 제 1 블록을 제외하고 각각의 프로세싱 블록 이전에 우측으로 회전된다. 제 1 블록 이전에, PN 웨이트는 프로세싱 블록들 사이에 (칩으로 표현된) (m-1) 배의 어떠한 무효 시간이 더해진 (m-1)×32 칩만큼 좌측으로 회전된다.
또한, 본 발명의 실시형태에서, 정합 필터는 하나 이상의 GPS 위성 신호에 대응하는 하나 이상의 PN 코드 중에서 시공유된다. 도 5 및 도 6 의 모든 타이밍도는 PN 계수에 대한 계산 시간이 더 큰 경우를 제외하고 적용한다. 특히, 시프트 레지스터에서 단순히 순환적으로 계수를 시프트하기 보다는, 전 1023 개의 새로운 계수를 계산하는 것이 필요하다. 클록 레이트가 16fc 이면, 이것은 62.5 ㎲ 를 필요로 한다. 홀딩 레지스터가 사용되면, 정합 필터 프로세싱 윈도우가 64 칩 (62.5㎲) 이상이 되는 한, 도 5 의 어떠한 무효 시간도 없게 된다. 따라서, (64 는 1023 으로 균등하게 분할하지 않기 때문에) 최대 15 개의 윈도우가 가능하다. 홀딩 레지스터가 사용되지 않으면, 프로세싱 블록들 사이의 무효 시간은 적어도 62.5㎲ 가 된다. 따라서, 31.28㎲ 의 윈도우 크기는 무효 시간을 더한 하나의 윈도우가 약 93.6㎲ 가 됨을 의미한다. 그러므로, 이 예에서, 최대 10 개의 윈도우가 가능하다. 물론, 더 큰 내부 클록 레이트는 무효 시간을 감 소시킬 것이다.
또한, 1 GPS 프레임 주기보다 작은 주기 동안 소정의 PN 코드와 수개의 PN 코드의 세트 중에서 정합 필터를 시공유하는 것은 가능하다.
정합 필터를 시공유하는 것은 정합 필터 동작에 후속하는 어떠한 프로세싱이 시공유될 필요가 있음을 의미한다. 그러한 프로세싱은 도플러 (반송 및 PN) 교정, 선검출 프레임 통합, 후검출 다중-프레임 통합, 및 임계값 검출을 더 포함한다. 그러한 사후 프로세싱에 대한 예는, 여기에서 그 내용을 참조하며, 1998년 2월 11일에 출원되었으며, 발명의 명칭이 "Fast Acquisition, High Sensitivity GPS Receiver" 인, 동시계류중인 미국 특허출원 제 09/021,854 호에 개시되어 있다. 상술한 예의 프로세싱 단계의 특징은, 후프로세싱이 동일하지 않으면 유사한 방법으로 GPS 프레임당 다중 윈도우에 대해 행해지도록, 규칙적인 방식 (regular basis) 으로 정합 필터가 엑시트 (exit) 를 출력한다는 것이다.
도플러 효과를 보상하기 위해 느리지만 규칙적인 방식으로 주파수 및 PN 계수를 조정하는 것이 바람직할 수도 있다. 이것은 상술한 조절에 부가하여 발생한다.
홀딩 레지스터를 구비하는 획득 회로의 경우에서, 프레임의 최후 정합 필터 프로세싱 윈도우가 후속 프레임의 제 1 윈도우와 시간적으로 일치하지 않는 경우가 나타날 수도 있다. 현재 프레임의 모든 이전의 우측 시프트 동작을 보상하는 PN 시프트 레지스터의 요구되는 좌측 원형 시프트를 행하도록, 충분한 시간이 요구된다. 이것은 GPS 프레임 주기의 최후 프로세싱 윈도우를 후속하는 일부의 무 효 시간을 초래한다.
시스템 제어의 복잡성을 상당히 감소시키기 위해 윈도우의 크기를 동일하게 유지함에도 불구하고, 소정의 GPS 프레임 주기의 정합 필터 프로세싱 윈도우가 동일한 크기로 되는 것은 필요하지 않다. 다중 정합 필터가 병렬적으로 사용되면, 다른 필터가 동일한 윈도우를 이용하는 것이 요구되지 않는다.
본 발명의 획득 회로는, 도 3 에 나타낸 GPS 수신기와 같은 독립적인 GPS 수신기의 유형에서 사용될 수도 있다. 선택적으로, 본 발명의 획득 회로는, 단방향 페이저 또는 양방향 페이저, CDMA 또는 W-CDMA 셀룰러 전화와 같은 셀룰러 전화와 같은 통신 시스템과 조합되는 이동 GPS 수신기에서 사용될 수도 있다.
상술한 바와 같이, 부착되는 통신 시스템 또는 종래의 GPS 측정 (즉, 독립적인 GPS 수신기의 경우) 에서, GPS 수신기는 정확한 시간에 엑세스 하는 것이 가능하다. 후자의 경우에, 최후 GPS 측정이 다음 GPS 측정에 정확한 시간을 제공하기 때문에, 경과시간 카운터는 정확한 시간을 유지한다.
도 3 은 도 2A 에 나타낸 획득 회로일 수도 있는 획득 회로 (400A) 를 사용하는 GPS 수신기의 구현예를 나타낸다. 도 3 의 GPS 수신기 (900) 는, GPS 신호로부터 분리하여 위성 보조 데이터를 제공하는 통신 링크가 없다는 점에서 독립적인 GPS 수신기로 간주될 수도 있다. GPS 신호는 GPS 안테나 (902) 에 의해 수신되며, 입력 회로 (904) 를 통해 GPS 수신기 (900) 에 입력된다. 도 2A, 도 5, 및 도 6 에 대하여 상술한 동작에 따라서, 수신 GPS 신호내의 PN 코드는 외부 프로세서 (910) 와 함께 회로 (400A) 에서 획득 및 트래킹된다. 획득 회로 (400A) 의 출력은, 신호가 수신되었던 각각의 GPS 위성으로부터 수신된 신호에 대응하는 의사범위 데이터 (908) 를 포함한다. 또한, 각각의 위성은, 회로 (904) 에 의해 수신되며 회로 (400B) 에 의해 복조된, 위치 데이터 및 주-시간 데이터를 전송한다. 프로세서 (910) 는 위치 데이터 (ephemeris data) 및 의사범위 데이터 (pseudorange data) 를 프로세싱하여 이동 GPS 수신기 (900) 의 위치를 결정한다. 프로세서 (910) 의 출력은, 유닛의 위치를 그래픽적으로 또는 글자 그대로 표시하는 디스플레이 장치 (912) 와 같은 입/출력 장치를 구동시킨다. 이러한 구성에서, 도 2A 의 회로는 프로세서 (910) 와 함께 획득 및 트래킹 기능을 수행한다. 카운터에 의해 유지되는 정확한 시간을 포함하는 필수적인 위성 보조 데이터는 이전에 수신된 GPS 신호로부터 기억 (위성 천문이 기억될 수도 있음) 될 수도 있으며, 사용자는 GPS 수신기 (900) 에 접속된 입력 장치 (즉, 키보드, 또는 터치 스크린 디스플레이) 에 근사 위치를 입력할 수도 있다.
도 4 은 도 2A 에 나타낸 정합 필터 시스템을 구비하는 획득 회로 (400) 로 구현된 GPS 수신기를 구비하는 조합된 GPS 수신기 (1000) 을 나타낸다. 또한, 조합된 GPS 수신기 (1000) 는, CDMA 또는 W-CDMA 셀룰러 전화 시스템과 같은 셀룰러 전화 시스템, 또는 단방향 페이저 또는 양방향 페이저와 같은, 통신 시스템을 구비한다. 통신 시스템은 현재 시간, 근사 위치, 위성 위치 데이터, 위성에 대한 도플러 정보가 협소한 탐색 범위를 결정하기 위해 상술한 정보를 이용할 수 있는 조합된 GPS 수신기 (1000) 에 의해 전송 및 수신되도록 한다. GPS 신호는 안테나 (1002) 를 통해 수신되며, GPS 전단 입력 회로 (904) 에 의해 프로세싱되 며, 도 2A 에 나타낸 것과 같은 정합 필터 시스템일 수도 있는 획득 회로 (400) 에 제공된다. 획득 회로로부터의 출력 (9B) 은, 획득 회로 (400) 로부터 의사범위 정보를 프로세싱하며 조합된 GPS 수신기 (1000) 의 위치를 결정하기 위해 출력 (9B) 에 포함된 위치 데이터를 복조하는 프로세서 (1012) 에 제공된다. 도 4 에 나타낸 경우의 통신 시스템 (1020) 은, 통신 안테나 (1004) 및 수신기 (1000) 으로/부터 통신 신호를 (통상적으로 RF) 라우팅하는 전송/수신 스위치 (1008) 을 포함하는 양방향 통신 시스템이다. 수신된 통신 신호는 통신 수신기 (1010) 에 입력되며, 프로세싱을 위해 프로세서 (1012) 로 통과된다. 프로세서 (1012) 로부터 전송될 통신 신호는 변조기 (1014) 및 주파수 변환기 (1016) 로 전송된다. 전력 앰프 (1018) 는, 셀룰러 전송 사이트 (또한, 셀 사이트라 칭함) 일 수도 있고 기지국과 수신기 (1000) 사이에 포인트-투-포인트 (point-to-point) 를 지원하는 단일 기지국일 수도 있는, 기지국 (1006) 으로 전송을 위한 적당한 레벨로 신호의 게인을 증가시킨다. 본 발명의 일 실시형태에서, 기지국 (1006) 은, 원격 수신기로부터의 의사범위 데이터, 및 자신의 GPS 수신기 또는 위치 데이터의 다른 소스로부터 수신된 위치 데이터에 의해 유도된 GPS 에 기초하여, 수신기 (1000) 의 위치를 결정할 수도 있다. 그 후, 위치 데이터는 GPS 수신기 (1000) 또는 다른 원격 위치로 역전송될 수 있다.
도 7 은, GPS 신호를 획득할 탐색 범위를 결정하기 위해 위성 보조 데이터를 이용하는 방법의 예를 나타낸다. 이것은 정합 필터가 더 작은 탐색 공간을 탐색하도록 하여, 정합 필터가 다른 도플러 및/또는 다른 GPS 위성 신호중에서 시공 유되도록 한다. 동작 (301) 은 위성 보조 데이터의 결정하는 단계를 포함한다. 이것은 CDMA 기지국 또는 셀 사이트와 같은 셀룰러 전화 사이트로부터 수신될 수도 있다. 통상적으로, 이러한 데이터는 CDMA 신호의 GPS 에 기초한 시간과 같은 현재 시간 정보를 포함하며 (미국 특허 제 5,945,944 호 참조), 이동 GPS 수신기와 통신하는 특정 셀 사이트/기지국의 결정에 기초하는 이동 GPS 수신기의 근사적인 위치를 더 포함할 수도 있다 (1997년 4월 15일에 출원되었으며 동시계류중인 미국 특허 제 08/842,559 호 참조). 또한, 이러한 위성 보조 데이터는, 이동 GPS 수신기에 대한 위성의 범위를 추정하는데 사용되는 위성 위치 데이터와 같은 위성 위치 정보를 포함할 수도 있다. 이러한 위성 위치 데이터는 가시적인 각종 위성에 대한 도플러의 계산을 허여한다. 선택적으로, 이러한 위성 보조 데이터는 셀룰러 전화 사이트와 같은 기지국으로부터 도 4 에 나타낸 수신기 (1000) 와 같은 이동 GPS 수신기로 전송되는 도플러 정보를 포함할 수도 있다. 선택적으로, 이러한 위성 보조 데이터는 기지국에 의해 관찰될 수 있는 각종 GPS 신호의 PN 프레임 애퍼크의 타이밍을 포함할 수도 있다. 1997년 4월 15일에 출원된 상술한 동시계류중인 미국 특허 출원 제 08/842,559 호에서는, 위성 보조 데이터의 각종 예와, 이러한 데이터가 어떻게 결정되며 수신기 (1000) 와 같은 이동 GPS 수신기에 어떻게 전송되는지에 대해 제공하고 있다. 위성 보조 데이터를 결정 및 획득한 후, 수신기 (1000) 와 같은 이동 GPS 수신기는 탐색 범위를 결정하여 위성 보조 데이터에 기초하는 GPS 신호를 획득한다. 탐색 범위를 결정하는 종래의 각종 기술을 이용할 수도 있다. 그러한 탐색 기술의 예는, 1998년 8월 11일에 출원되 었으며, 여기서 그 내용을 참조하는, 동시계류중인 미국 특허 출원 제 09/132,556 호에 개시되어 있다. 탐색 범위를 결정한 후, 동작 (305) 에서는 정합 필터 회로에서 GPS 신호를 획득하며, 이러한 동작은 도 8 또는 도 9 중 어떠한 방법을 수행할 수 있거나, 또한 도 8 및 도 9 에 나타낸 방법의 조합을 수행할 수도 있다.
도 8 은, GPS 신호가 제 1 윈도우 시간동안 주파수 계수의 제 1 세트를 사용하여 정합 필터에서 프로세싱되며, (통상적으로 시간적으로 후인) 신호가 제 2 윈도우 시간동안 주파수 계수의 제 2 세트를 사용하여 프로세싱 되도록, 정합 필터가 다중 도플러 주파수에 걸쳐서 공유되는 실시형태를 나타낸다. 제 1 윈도우 시간과 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 주기 시간내에서서 발생한다.
도 9 은 정합 필터가 다중 GPS 신호에 걸쳐서 공유되는 실시형태를 나타내며, 이러한 공유는 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간내에서 발생한다.
상술한 설명은, 수신된 신호 감도의 어떠한 손실도 발생시키지 않고, 획득, 트래킹, 및 재획득 실시를 증대시키는, 시간에 대한 정합 필터를 공유하는 각종 방법 및 장치를 나타낸다. 특히 이들 방법 및 장치는 어떤 종래의 신호 파라미터 지식이 이용 가능할 때 바람하게 된다.
본 발명의 방법 및 장치는 GPS 위성에 대하여 설명하지만, 교시는 의사위성 (pseudolite) 또는 위성과 의사위성의 조합을 이용하는 위치 확인 시스템에 적용할 수 있다. 의사위성은, 일반적으로 GPS 시간과 동기화되는, L-대역 반송 신호상에서 변조되는 PN 코드를 방송하는 지상 기반 송신기이다. 각각의 송신기는 원 격 수신기에 의해 동일시되는 것을 방지하기 위해 유일한 PN 코드에 할당될 수도 있다. 의사위성은 선회 위성으로부터 GPS 신호가 이용불가능한 상황에서 유용하다. 여기에서 사용되는 "위성" 이라는 용어는 의사위성 또는 의사위성과 균등한 것을 포함하도록 의도되며, "GPS 신호" 라는 용어는 의사위성 또는 의사위성과 균등한 것을 포함하도록 의도된다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 미국의 전지구 측위 시스템 (GPS) 에 대한 애플리케이션을 참조하여 설명하였다. 그러나, 이들 방법은 유사한 위성 위치 확인 시스템에 동일하게 적용가능하다. 여기에서 사용된 "GPS" 라는 용어는 선택적인 위성 위치 확인 시스템을 포함하며, "GPS 신호" 라는 용어는 선택적인 위성 위치 확인 시스템으로부터의 신호를 포함한다.
본 발명은 특정 예시적인 실시형태를 참조하여 설명하였지만, 청구항에서 설명한 바와 같은 범위와 더 광범위한 정신으로부터 벗어나지 않고, 이들 실시형태에 대한 변형 및 변화는 이루어질 수 있다. 따라서, 명세서와 도면은 제한적인 의미를 갖기보다는 설명적인 의미를 갖는 것으로 간주되어야 한다.

Claims (34)

  1. 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 신호의 2 개 이상의 도플러 주파수를 실질적으로 동시에 프로세싱하는 방법으로서,
    상기 SPS 신호의 제 1 도플러 주파수에 대응하는 주파수 계수의 제 1 세트를 결정하는 단계;
    제 1 윈도우 시간 동안, 정합 필터에서 상기 주파수 계수의 제 1 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱하는 단계;
    상기 SPS 신호의 제 2 도플러 주파수에 대응하는 주파수 계수의 제 2 세트를 결정하는 단계; 및
    제 2 윈도우 시간 동안, 정합 필터에서 상기 주파수 계수의 제 2 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하고,
    상기 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 주기 시간내에서 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 다르며, 중첩하지 않으며, 시간적으로 상기 시간 주기내에서 연속적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 SPS 신호에 대응하는 일련의 의사잡음 (PN) 계수를 생성하는 단계;
    상기 제 1 윈도우 시간 동안, 상기 정합 필터에서 PN 계수의 제 1 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계; 및
    상기 제 2 윈도우 시간 동안, 상기 정합 필터에서 PN 계수의 제 2 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계를 더 포함하고,
    상기 PN 계수의 제 1 세트는 제 1 카운트 만큼 상기 일련의 PN 계수를 순환적으로 시프트함으로써 생성되며,
    상기 PN 계수의 제 2 세트는 제 2 카운트 만큼 상기 일련의 PN 계수를 순환적으로 시프트함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    제 1 레지스터에 상기 주파수 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계; 및
    상기 제 1 레지스터에 상기 주파수 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 레지스터는 상기 정합 필터의 제 1 입력에 접속되며,
    상기 주파수 계수의 제 1 세트를 기억시키는 상기 단계는, 상기 주파수 계수의 제 1 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하며,
    상기 주파수 계수의 제 2 세트를 기억시키는 상기 단계는, 상기 주파수 계수의 제 2 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    제 2 레지스터에 상기 PN 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계; 및
    상기 제 2 레지스터에 상기 PN 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 레지스터는 상기 정합 필터의 제 2 입력에 접속되며,
    상기 PN 계수의 제 1 세트를 기억시키는 상기 단계는, 상기 PN 계수의 제 1 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하며,
    상기 PN 계수의 제 2 세트를 기억시키는 상기 단계는, 상기 PN 계수의 제 2 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  8. 제 4 항에 있어서,
    제 2 레지스터에 PN 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계; 및
    상기 제 2 레지스터에 PN 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 2 레지스터는 상기 정합 필터의 제 2 입력에 접속되며,
    상기 PN 계수의 제 1 세트를 기억시키는 상기 단계는, 상기 PN 계수의 제 1 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하며,
    상기 PN 계수의 제 2 세트를 기억시키는 상기 단계는, 상기 PN 계수의 제 2 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  10. 2 개 이상의 상이한 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 신호를 실질적으로 동시에 프로세싱하는 방법으로서,
    제 1 SPS 신호에 대응하는 의사잡음 (PN) 계수의 제 1 세트를 결정하는 단계;
    제 1 윈도우 시간 동안, 정합 필터에서 상기 PN 계수의 제 1 세트로 상기 제 1 SPS 신호를 프로세싱하는 단계;
    제 2 SPS 신호에 대응하는 PN 계수의 제 2 세트를 결정하는 단계; 및
    제 2 윈도우 시간 동안, 상기 정합 필터에서 상기 PN 계수의 제 2 세트로 상기 제 2 SPS 신호를 프로세싱하는 단계를 포함하고,
    상기 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 하나의 SPS 프레임 주기 이하의 주기 시간내에서 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    제 1 윈도우 동안, 상기 정합 필터에서 주파수 계수의 제 1 세트로 상기 제 1 SPS 신호를 프로세싱하는 단계; 및
    제 2 윈도우 동안, 상기 정합 필터에서 주파수 계수의 제 2 세트로 상기 제 2 SPS 신호를 프로세싱하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    제 1 레지스터에 상기 PN 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계; 및
    상기 제 1 레지스터에 상기 PN 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    제 2 레지스터에 상기 주파수 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계; 및
    상기 제 2 레지스터에 상기 주파수 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 레지스터는 상기 정합 필터의 제 1 입력에 접속되며,
    상기 제 2 레지스터는 상기 정합 필터의 제 2 입력에 접속되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 PN 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계 및 상기 주파수 계수의 제 1 세트를 기억시키는 단계는, 상기 정합 필터에서 상기 제 1 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하며,
    상기 PN 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계 및 상기 주파수 계수의 제 2 세트를 기억시키는 단계는, 상기 정합 필터에서 상기 제 2 SPS 신호를 프로세싱 하는 단계 이전에 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 윈도우 시간 및 제 2 윈도우 시간은 다르며, 중첩하지 않으며, 시간적으로 상기 시간 주기내에서 연속적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  17. 제 10 항에 있어서,
    상기 PN 계수의 제 1 세트는 제 1 카운트에 의해 상기 일련의 PN 계수를 순환적으로 시프트함으로써 일련의 PN 계수로부터 생성되며,
    상기 PN 계수의 제 2 세트는 제 2 카운트에 의해 상기 일련의 PN 계수를 순환적으로 시프트함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  18. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 SPS 신호와 상기 제 2 SPS 신호중 하나 이상을 획득하기 위해, 위성 보조 데이터로부터 탐색 범위를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  19. 제 11 항에 있어서,
    상기 위성 보조 데이터는,
    (a) SPS 위성에 대한 도플러 정보;
    (b) SPS 위성에 대한 위성 위치 데이터;
    (c) 상기 정합 필터를 포함하는 이동 SPS 수신기의 근사적인 위치;
    (d) 현재 시간 정보; 및
    (e) SPS 위성으로부터 신호의 의사잡음 구조 애퍼크의 발생 시간 중 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 방법.
  20. 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 신호의 2 개 이상의 도플러 주파수를 실질적으로 동시에 프로세싱하는 회로로서,
    상기 SPS 신호를 수신하는 입력 회로;
    상기 SPS 신호를 기억하며, 상기 입력 회로에 접속되는 데이터 시프트 레지스터;
    상기 SPS 신호에 기초하여 출력을 계산하며, 상기 데이터 시프트 레지스터에 접속되는 정합 필터 회로;
    상기 SPS 신호에 대응하는 PN 계수의 세트를 결정하며, 출력을 갖는 의사잡음 (PN) 웨이트 생성 회로;
    상기 PN 웨이트 생성 회로의 상기 출력에 접속되는 입력, 및 상기 정합 필터 회로의 제 1 입력에 접속되는 출력을 갖는 PN 데이터 시프트 레지스터;
    출력을 갖는 주파수 계수 생성 회로;
    상기 주파수 계수 생성 회로의 상기 출력에 접속되는 입력, 및 상기 정합 필터 회로의 제 2 입력에 접속되는 출력을 갖는 주파수 데이터 시프트 레지스터; 및
    상기 정합 필터 회로의 출력에 접속되는 기억 회로를 구비하고,
    상기 주파수 계수 생성 회로는 제 1 시간 간격 동안 주파수 계수의 제 1 세트, 및 제 2 시간 간격 동안 주파수 계수의 제 2 세트를 결정하며,
    상기 제 1 시간 간격 및 상기 제 2 시간 간격은 하나의 SPS 프레임 주기 이하의 시간 주기내에서 발생하며,
    상기 기억 회로는, 제 3 시간 간격 동안 상기 주파수 계수의 제 1 세트에 대응하는 상기 정합 필터 회로의 제 1 출력을 메모리 위치의 제 1 세트에 기억시키며,
    상기 기억 회로는, 제 4 시간 간격 동안 상기 주파수 계수의 제 2 세트에 대응하는 상기 정합 필터 회로의 제 2 출력을 메모리 위치의 제 2 세트에 기억시키며,
    상기 제 3 시간 간격 및 상기 제 4 시간 간격은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간 주기내에서 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 시간 간격 및 제 2 시간 간격은 다르며, 중첩하지 않으며, 시간적으로 상기 시간 주기내에서 연속적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 하나의 SPS 프레임 주기는 상기 SPS 신호에서 PN 데이터의 반복 주기에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 주파수 계수 생성 회로에 접속되는 제어 회로를 더 구비하고,
    상기 제어 회로는, 상기 주파수 계수 생성 회로가 상기 주파수 계수의 제 1 세트와 상기 주파수 계수의 제 2 세트를 생성할 때 제어하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 주파수 데이터 시프트 레지스트의 상기 출력에 접속된 입력, 및 상기 정합 필터 회로의 상기 제 2 입력에 접속된 출력을 갖는 제 1 레지스터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  25. 제 20 항에 있어서,
    상기 PN 데이터 시프트 레지스터의 상기 출력에 접속된 입력, 및 상기 정합 필터 회로의 상기 제 1 입력에 접속된 출력을 갖는 제 2 레지스터를 더 구비하고,
    상기 정합 필터 회로는 상기 제 2 레지스터를 통해 상기 PN 데이터 시프트 레지스터에 접속되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  26. 제 20 항에 있어서,
    상기 PN 웨이트 생성 회로는 상기 SPS 신호에 대응하는 일련의 PN 계수를 결정하며,
    상기 정합 필터 회로는, 상기 제 1 시간 간격 동안, 제 1 카운트 만큼 상기 일련의 PN 계수를 첫번째로 순환적으로 시프트함으로써 생성되는 상기 PN 계수의 제 1 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱하며,
    상기 정합 필터 회로는, 상기 제 2 시간 간격 동안, 제 2 카운트 만큼 상기 일련의 PN 계수를 두번째로 순환적으로 시프트함으로써 생성되는 상기 PN 계수의 제 2 세트로 상기 SPS 신호를 프로세싱하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 제 1 순환 시프트 및 상기 제 2 순환 시프트는 상기 PN 데이터 시프트 레지스터에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  28. 각각 별개의 PN 확산 코드를 갖는 2 개 이상의 위성 위치 확인 시스템 (SPS) 신호를 실질적으로 동시에 프로세싱하는 회로로서,
    상기 SPS 신호를 수신하는 입력 회로;
    상기 SPS 신호를 기억하며, 상기 입력 회로에 접속되는 데이터 시프트 레지스터;
    상기 SPS 신호를 수신 및 프로세싱하기 위해 상기 데이터 시프트 레지스터에 접속되는 정합 필터 회로;
    출력을 갖는 의사잡음 (PN) 웨이트 생성 회로;
    상기 PN 웨이트 생성 회로의 상기 출력에 접속되는 입력, 및 상기 정합 필터 회로의 제 1 입력에 접속되는 출력을 갖는 PN 데이터 시프트 레지스터; 및
    상기 정합 필터 회로의 출력에 접속되는 기억 회로를 구비하고,
    상기 PN 웨이트 생성 회로는 제 1 시간 간격 동안 제 1 SPS 신호에 대응하는 PN 계수의 제 1 세트, 및 제 2 시간 간격 동안 제 2 SPS 신호에 대응하는 PN 계수의 제 2 세트를 결정하며,
    상기 제 1 시간 간격 및 상기 제 2 시간 간격은 하나의 SPS 프레임 주기 이하의 시간 주기내에서 발생하며,
    상기 기억 회로는 제 3 시간 간격 동안 상기 PN 계수의 제 1 세트에 대응하는 상기 정합 필터 회로의 제 1 출력을 메모리 위치의 제 1 세트에 기억시키며,
    상기 기억 회로는 제 4 시간 간격 동안 상기 PN 계수의 제 2 세트에 대응하는 상기 정합 필터 회로의 제 2 출력을 메모리 위치의 제 2 세트에 기억시키며,
    상기 제 3 시간 간격 및 상기 제 4 시간 간격은 하나의 SPS 프레임 주기보다 크지 않은 시간 주기내에서 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  29. 제 28 항에 있어서,
    출력을 갖는 주파수 계수 생성 회로; 및
    상기 주파수 계수 생성 회로의 상기 출력에 접속되는 입력, 및 상기 정합 필터 회로의 제 2 입력에 접속되는 출력을 갖는 주파수 데이터 시프트 레지스터를 더 구비하고,
    상기 주파수 계수 생성 회로는 제 1 시간 간격 동안 주파수 계수의 제 1 세트, 및 제 2 시간 간격 동안 주파수 계수의 제 2 세트를 결정하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 PN 데이터 시프트 레지스터의 출력, 및 상기 정합 필터 회로의 제 1 입력에 접속되는 제 1 레지스터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  31. 제 29 항에 있어서,
    상기 주파수 데이터 시프트 레지스터의 출력, 및 상기 정합 필터 회로의 제 2 입력에 접속되는 제 2 레지스터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  32. 제 28 항에 있어서,
    상기 제 1 시간 간격 및 제 2 시간 간격은 다르며, 중첩하지 않으며, 시간적으로 상기 시간 주기내에서 연속적으로 발생하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 하나의 SPS 프레임 주기는 상기 SPS 신호에서 PN 데이터의 반복 주기에 의해 정의되는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  34. 제 28 항에 있어서,
    상기 주파수 계수 생성 회로에 접속되는 제어 회로를 더 구비하고,
    상기 제어 회로는, 상기 주파수 계수 생성 회로가 상기 주파수 계수의 제 1 세트와 상기 주파수 계수의 제 2 세트를 생성할 때 제어하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
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