CN1471255A - 光学残余边带发射机/接收机 - Google Patents

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Abstract

一种光学残余边带发射机包括第一和第二亮度调制光源以及一对光学分路器。第一和第二波长组合器接收第一和第二亮度调制光源的输出的一部分。第一波长组合器对两路已调制信号进行滤波，以产生两路残余边带信号，并将它们多路复用到一个单独的波导，例如一根光纤，以便输出到一种光学传输介质。第二波长组合器跟第一波长组合器配合工作，以便自动地和精确地调节各光源的光学波长，使得第一波长组合器的通带基本上能抑制来自每一路已调制信号的冗余边带。信号经过传输之后，到达一个残余边带接收机，它包括一个波长分路器以及各光－电接收机，上述残余边带接收机抽取将它们放置到单独的光学波导中去的各残余边带信号的多路复用产物。

Description

光学残余边带发射机/接收机
技术领域
本发明涉及各种光学通信系统，更具体地说，涉及一光学残余边带发射机/接收机。
背景技术
在各种光学通信系统中，常规的亮度调制产生一个光学频谱，它在中心载波波长的两侧形成镜像。由于实际上只需要一侧用于传送数据，所以在载波波长的两侧的频谱互为冗余。因此，这些典型的方案使用的带宽约为实际需要的两倍。残余边带(VSB)传输是一种用于降低带宽和功率要求的已知的技术。然而，先前的VSB解决方案由于它们不能以足够的精度来相对于在光学通信系统中所使用的各光学滤波器控制各光学载波的波长，所以它们遇到了障碍。而且，典型的VSB实施方案由于它们的复杂性以及相关的成本已经遇到了障碍。
因此，需要有一种改进的残余边带发射机/接收机，用以动态地相对于为抑制不需要的各边带所需的各光学滤波器控制各光学信号的波长。而且，由改进的残余边带发射机/接收机提供的带宽缩减是为了避免与色散有关的各种问题所需要的。对于10Gb/s，40Gb/s和更高的数据速率来说，这是特别重要的。而且，由改进的残余边带发射机/接收机提供的带宽缩减也是为了提高光学放大器的能力、使之有效地提升聚集的各VSB信号的功率、以便在长距离上进行传输。而且，需要有一种改进的残余边带发射机/接收机来为光纤传输系统的数据容量提供经济的和实用的扩充。
发明内容
根据本发明，提供了一种光学残余边带发射机。该发射机提供两路或多路光学残余边带信号。在一个产生两路残余边带信号的实施例中，发射机包括第一和第二亮度调制光源，以及一对波长组合器。第一波长组合器从每一个亮度调制光源接收光学功率的一半。第二波长组合器从每一个亮度调制光源接收光学功率的另一半。第一波长组合器对两路已调制信号进行滤波，以产生两路残余边带信号，并把它们多路复用到一条单独的光学通路，例如一根光纤，以便(将信号)输出到一种光学传输介质，例如一根光纤。第二波长组合器跟第一组合器配合工作，以便精确地调整各光源的光学波长，使得第一波长组合器的光学滤波器特性基本上能抑制来自每一路已调制信号的冗余的(以及不需要的)边带。第二波长组合器的各通带相对于第一波长组合器的各通带必须移相180°以提供此种控制。在每一个组合器输出端的各光检测器将光信号的一部分转换为电信号，并将它们送往各电子滤波器以及各反馈控制电路。这些电路产生控制信号，以相对于第一和第二波长组合器的各通带的波长位置调节各光源的中心波长，使得从第一波长组合器发出的信号的平均光学功率实质上等于从第二波长组合器发出的信号的平均光学功率。重要的是要强调，可以用能提供诸如N∶1交织或N∶1多路复用的任何波长选择技术来实现各波长组合器，后者滤除不需要的各边带，并且将多路VSB信号组合到一根单独的光纤中去。
附图说明
为了更完整地理解本发明以及它的更多的优点，现在参照以下结合诸附图的各优选实施例的说明，在诸附图中：
图1是一份图，表示两个载波的波长，其中心波长位于一个波长组合器的各通带以内；
图2是一份图，表示两个载波的波长，它们位于一个波长组合器的各通带的靠左调整的位置上；
图3是一份图，表示两个载波的波长，其中，在一个波长组合器的各通带以内，第一个靠右调整的，第二个靠左调整的；
图4是在双信道实施例中，本残余边带发射机的方框图；
图5是一份图，表示两个波长组合器的各通带，其中，一组通带相对于另一组的相移小于180°；
图6是一份图，表示两个波长组合器的各通带，其中，一组通带相对于另一组的相移大于180°；
图7是一份图，表示两个2∶1波长组合器的各通带，其中，一组通带相对于另一组的相移等于180°；
图8是一份图，表示两个光学信号，它们的波长相对于一个2∶1波长组合器的各通带来说，没有被最佳地定位；
图9是一份图，表示两个光学信号，它们的波长相对于一个2∶1波长组合器的各通带来说，被最佳地定位；
图10是在使用两个4∶1波长组合器的一个4信道实施例中，本残余边带发射机的方框图；
图11是在使用两个2∶1波长交织器的一个4信道实施例中，本残余边带发射机的方框图；
图12是一份图，表示两个4∶1波长组合器的各通带，其中，一组通带相对于另一组的相移小于180°；
图13是一份图，表示4路光学信号，它们的波长相对于一个4∶1波长组合器的各通带来说，没有被最佳地定位；
图14是在双信道实施例中，本残余边带接收机的方框图；
图15是一份图，表示一个1∶2波长分路器的各通带，该波长分路器的中心波长没有被定位于已接收的靠右调整的和靠左调整的两路VSB信号之间；
图16是一份图，表示一个1∶2波长分路器的各通带，该波长分路器的中心波长被定位于已接收的靠右调整的和靠左调整的两路VSB信号之间；
图17是在使用一个1∶4波长分路器的一个4信道实施例中，本残余边带接收机的方框图；
图18是在使用一个1∶2波长去交织器的一个4信道实施例中，本残余边带接收机的方框图。
具体实施方式
先前的波分复用(WDM)传输系统企图将每一个激光光源的光学波长放在尽可能地靠近每一个光学信道的中心处。一般来说，对任何给定的信道而言，可用的光学带宽主要地受到用以将多路光学信号放进一根光纤的各波长组合器的波长的限制。各波长组合器执行低损耗光学多路复用，但是这样做要在各输入端可用的光学带宽方面付出代价。换句话说，各波长组合器对各输入(信号)进行光学滤波。传统上，这种滤波是不希望有的。制造商们传统上已经尝试使带宽最大化，使之适用于他们的波长组合器每一路输入，同时系统设计师们已经尝试将各载波波长定位于尽可能靠近每一个滤波器的通带的中心。
图1是一份图，表示两个光学载波波长叠加于一个典型的2∶1波长组合器之上的各通带特性。示于图的左边的第一个圆弧是一个通带，表示根据介于2∶1波长组合器的第一输入以及2∶1波长组合器的输出之间的波长的衰减。示于图的右边的第二个圆弧是一个通带，表示根据介于2∶1波长组合器的第二输入以及2∶1波长组合器的输出之间的波长的衰减。位于图的左边的第一个垂直箭头表示具有标记为λ1的波长的WDM光学载波，它在组合器的输出端具有标记为P1A的平均信号功率。类似地，位于图的右边的第二个垂直箭头表示具有标记为λ2的波长的WDM光学载波，它在组合器的输出端具有标记为P2A的平均信号功率。这两路信号的载波波长被定位于被标记为Amin的最小衰减的点上，该点对应于每一个通带的中心，标记为λC1和λC2。图1所示的各通带都遵循一条余弦曲线的形状，这是打算用于WDM系统的波长组合器的典型。
只要被调制到光学载波之上的信号带宽小于由波长组合器所定义的带宽，只要载波的各波长被定位于靠近各自的通带的中心，λC1和λC2，如图1所示，信号就不会出现显著的衰减。然而，若由于增加调制速率而使调制信号的带宽变大，或者若由于在一个WDM系统中增加光学信道的数目而使波长组合器的光学带宽变小，则由于光学信号通过波长组合器，使得被调制的光学信号的带宽受限成为不可避免的。由于类似的原因，在接收机的波长分路器中，带宽受限也成为不可避免的。在发射机一端和接收机一端二者的带宽受限产生被发送信号的衰减，这种衰减相对于波长来说不是恒定的，并且可能给每一路光学信号的信息内容带来灾难性的后果。
然而，按照本发明，若光学载波的各波长不放置在带宽受限的各通带的中心，取而代之的是小心地将其定位于各通带的一侧，使得每一个已调制的频谱只有一侧因波长组合器的各通带而产生显著的衰减，则带宽受限的情况将有所缓解，还会带来一些好处。图2是一份表示这种设计安排的图，其中，用于一个2∶1波长组合器的每一路输入的各通带被叠加在各光学载波波长之上，后者在波长组合器的每一路光学输入的通带以内有些靠左调整的。这样的偏移具有使每一个已调制的频谱的左侧发生衰减的效果，同时保留每一个已调制的频谱的右侧的绝大部分，这样就能实现无误码的传输。而且，这样的偏移减小了每一个已调制的频谱的带宽，这又反过来减小了在大多数市售单模光纤中出现的色散的有害影响，在10Gb/s和更高的数据速率下，这一点显得特别重要。
然而，各载波的波长必须非常准确地被定位于任何滤波器(如同在各种波长分路器或组合器中所看到的那样)的通带以内，以便提供最佳的性能。特别是，各载波波长必须被定位于靠近各滤波器通带的一个边沿，以便使各载波波长的光学功率相对于由各通带所提供的最小衰减区来说衰减大约3dB。这样的定位显著地减小了原始信号的残余部分的不需要的边带，同时保留所需边带的绝大部分用于传输。前人的设计由于它们不能精确地和自动地将各载波波长定位于或靠近于这个相对于各滤波器通带的边沿位置上而受到阻挠。
然而，本发明通过令各载波波长结成对子，使得各载波波长相对于滤波器的各通带的边沿(的位置关系)受到自动和精确的控制，如图3所示。图3表示本发明的一个实施例，其中，各载波的波长被偏移，并且互相结成对子，使得一个载波的波长被放置在波长组合器的第一路输入的靠右调整的位置上，同时另一个载波的波长则被放置在波长组合器的第二路输入的靠左调整的位置上。各载波的波长以这样的方式结成对子，实现了介于这些波长以及提供滤波的各波长组合器的各通带之间的关系的自动和精确控制，这将在后面详细说明。
图4描述了一部用于发送成对的残余边带的发射机的方框图，图中一般地用数字10来标识该发射机。发射机10在光学通信系统中用于发送一对残余边带信号。发射机10包括第一和第二CW激光器12和14。激光器12含有热电冷却器16。激光器14含有热电冷却器18。由独立数据源24(VSB 1数据)通过使用调制器26，例如Mach-Zehnder调制器(MZM)对激光器12进行外部调制。由数据源28(VSB 2数据)通过使用调制器30对激光器14进行外部调制。调制器30也可以由，例如，一个MZM组成。在方框32处，由一个唯一的信道标识频率使激光器12发生高频脉动。在方框34处，由一个唯一的信道标识频率使激光器14发生高频脉动。
专业人士很容易理解，CW激光器12和14跟外部调制器26和30配合工作，产生一对亮度调制光源，后者由数据源24和28进行调制，其载波波长可以用热电冷却器16和18来调谐。而且，专业人士也很容易理解，还有其他许多方法可以被用来产生可调谐的载波波长的亮度调制光源。例如，使用唯一的脉动频率使激光器产生高频脉动，并由数据源直接进行调制，以产生一个亮度调制光源。而且，专业人士也很容易理解，亮度调制还有许多其他的变种，例如归零调制，这也简单地提供了本发明的其他实施例。而且专业人士也很容易理解，除了作为实例而提供的热电冷却器以外，还有许多其他方法可用于调谐亮度调制光源的载波波长。本发明并不依赖于用以产生可调谐的亮度调制光源的特定技术，所举出的特定实例仅用于说明之目的。
回到图4，调制器26和30的光学输出产生亮度调制频谱，该频谱在用以驱动它们的各自的CW激光器12和14的中心载波波长的两侧形成镜像。调制器26的输出由分路器40接收。调制器30的输出由分路器42接收。分路器40的输出被施加到2∶1波长合成器44和46。分路器42的输出也被施加到波长合成器44和46。可以通过例如使用热电冷却器48来控制波长合成器44的温度，从而对波长合成器44的各通带的波长位置进行调节。可以通过例如使用热电冷却器50来控制波长合成器46的温度，从而对波长合成器46的各通带的波长位置进行调节。每一个光学分路器40和42都向波长合成器44和46提供已调制信号的相等部分。波长合成器44从每一路信号中滤除不需要的边带，将所得到的光谱进行多路复用，并将其送往一根单一的光纤。波长合成器44再将其输出送往分路器52，并将来自发射机10的多个残余边带输出信号送往输出光纤54。依照本发明，波长合成器46有助于进行各载波波长相对于波长合成器44的精确波长控制。
如上所述，各亮度调制信号的各载波波长相对于第一和第二波长合成器44和46的各通带来说，必须进行精确的定位，以便对不需要的各边带实现所需的抑制。本发明使用下述方法，分两个阶段来完成介于各波长合成器和各亮度调制光源之间的波长调整。
在进行详细描述之前，对该调整进行一次归纳是很有用的。在调整过程的第一阶段，首先调整第二波长合成器46的各通带，使其相对于第一波长合成器44移相180°。只要各波长的差值小于波长合成器44所支持的信道间隔，并且只要每个波长被定位于介于每一个通带中心以及分隔这两个信道的阻带之间的任何位置，则各波长的绝对值、甚至介于CW激光器12和14的两个波长之间的差值在这个阶段中就显得不重要。在调整过程的第二和最后阶段，每一个载波波长都被调整到对应于两个波长合成器44和46的各通带的交点的位置。由于在各波长合成器44和46的各通带之间存在180°相位差的关系，所以这些交点对应于为进行最佳残余边带滤波所需的3dB波长。而且，介于来自第一和第二波长合成器44和46的已滤波的光学输出之间的差值功率测量值被用来自动地将每一个载波波长定位于精确的交点上。
以上对调整过程进行了归纳之后，下面将对调整进行详细的描述。各波长合成器44或46当中的一个必须被用来作为参考，以便引导另外一个波长合成器的通带进行180°的移相。虽然为此目的进行参考合成器的选择在很大程度上是随意的，但是在这里选择第一波长合成器44作为参考只是为了说明本方法。开始，第一亮度调制光源的载波波长可能位于波长合成器44的第一信道的通带的中心波长(在图3中，表示为λC1A)与波长合成器44的第一和第二信道之间的阻带的中心波长(在图3中，表示为λS12A)之间的任何位置。类似地，第二亮度调制光源的载波波长可能位于波长合成器44的第二信道的通带的中心波长(在图3中，表示为λC2A)以及介于波长合成器44的第一和第二信道之间的阻带的中心波长之间的任何位置。
假设第一波长合成器被用作参考，那么第二波长合成器46的各通带相对于第一波长合成器44的初始相移必须大于0°但小于360°。图5就是说明这种情况的示意图，图中第二波长合成器46的相移小于180°。在图5中，实线圆弧表示第二波长合成器46的各通带，虚线圆弧则表示用作参考的第一波长合成器44的各通带。标记为λ1和λ2的各载波波长在每一个波长合成器44和46的输出端产生唯一的功率水平。从第一波长合成器44发出的、与各载波波长λ1和λ2相对应的唯一的各功率水平，分别用P1A和P2A来表示。从第二波长合成器46发出的、与各载波波长λ1和λ2相对应的唯一的各功率水平，分别用P1B和P2B来表示。将从第一波长合成器44发出的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值跟从第二波长合成器46发出的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值进行比较，产生一个净的正数值。具体地说，此项比较被表示为：
        (P1A-P2A)-(P2B-P1B)             (1)
   φSE≡180°-(360°/λC2-λC1)(λS12B-λS12A)    (2)
        φSE＝(P1A-P2A)-(P2B-P1B)       (3)
         φSE＝(P1A+P1B)-(P2A+P2B).         (4)
图6是一份图，表示一项补充条件，其中，第二波长组合器46的各通带的相移大于180°。这里，将介于从第一波长组合器44发出的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值跟介于从第二波长组合器46发出的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值进行比较，产生一个净的负值。更具体地说，表达式(P1A-P2A)-(P2B-P1B)为负。
图7是一份图，表示第二波长组合器46的各通带的相移精确地等于180°时所需的条件。这里，将介于从第一波长组合器44发出的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值跟介于从第二波长组合器46发出的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值进行比较，产生一个净的零值。更具体地说，表达式(P1A-P2A)-(P2B-P1B)为零。在本发明中，这些比较提供一种反馈控制，它自动地将第二波长组合器46的各通带相对于第一波长组合器44移相180°。而且，即使各波长位置，λ1和λ2，可能具有任意数值，只要λ1初始地位于λC1A和λS12A之间，以及只要λ2初始地位于λC2A和λS12A之间，这些比较就能提供负反馈控制，用于使第二波长组合器46的各通带相对于第一波长组合器44产生相移。
通过定义若干附加项，就能用数学方法来表达此种行为。令λS12B等于用以分隔第二波长组合器46的各通带的阻带的中心(波长)，令Pnom等于进入波长组合器44的每一个输入端以及进入波长组合器46的每一个输入端的每一路亮度调制信号的平均的未滤波的光学功率，以瓦特(Watts)作为测量功率的线性单位。令Amin等于介于各波长组合器44和46的各输入端以及各输出端之间的最小衰减。在理想情况下，Amin有一个接近于1但不大于1的无单位数值。如图所示，Amin基本上出现在靠近各波长组合器44和46中每一个信道的每一个通带的中心。令Amax等于介于各波长组合器44和46的各输入端以及各输出端之间的最大衰减。在理想情况下，Amax有一个接近于0而且大于0的无单位数值。跟各下标(的含义)相反，Amax通常必须小于Amin。在理想情况下，Amax出现在介于各波长组合器44和46中的每一个信道的各通带之间，基本上靠近分别位于λS12A和λS12B的各波长组合器44和46的各阻带。λC1A已经被定义为在波长组合器44中的靠右调整的信号的通带的中心，并且以米(meters)作为长度单位。类似地，λC2A已经被定义为在波长组合器44中的靠左调整的信号的通带的中心，并且以米作为长度单位。令λspacing等于波长组合器44和46中的信道间隔。λspacing定义了在波长组合器44和46中的各通带的周期性。
根据这些定义，可得：λspacing＝λC2A-λC1A。不言而喻，波长组合器44和46具有相同的λspacing数值。通过使用在传统的密集波分复用(DWDM)系统中用以决定λspacing的最佳选择的相同的因素来促成λspacing数值的最佳选择。专业人士都了解这些因素，以及对在波长组合器中所使用的任何技术的技术限制以及该系统的最终用户的经济限制之间进行平衡的需求。本发明不依赖于任何特定的λspacing数值。然而，在专业人士中，名词“信道间隔”的广泛使用使得这个名词在描述各优选实施例的各项重要特性方面是很有用的。
使用上述的定义，就能以数学方式来描述介于第一和第二波长组合器44和46之间的相移误差φSE。相移误差φSE在数学上被定义为：
            φSE≡180°-(360°/λspacing)(λS12B-λS12A).   (5)
根据定义，当介于第一波长组合器44和第二波长组合器46的各阻带之间的差值基本上等于信道间隔的一半时，相移误差将为0。根据前面的定义，可以用数学方法建立相移误差跟从第一和第二波长组合器44和46的各输出端所发出的光学功率之间的联系：
            φSE＝[90°/(PnomAmin)][(P1A-P2A)-(P2B-P1B)].  (6)
这个表达式可以用代数方法重新排列为：
  φSE＝[90°/(PnomAin)][(P1A+P1B)-(P2A+P2B)].  (7)
方程式(7)的这种形式正确地表示相移误差正比于介于从两个波长组合器44和46所发出的各靠右调整的信号之和以及从两个波长组合器44和46所发出的各靠左调整的信号之和之间的差值。
为了使方程式(7)基本上精确，介于靠右调整的信号的载波波长λ1与靠左调整的信号的载波波长λ2之间的差值必须小于λspacing。同样，在λS12A与λS12B的每一侧的各通带的形状必须对称。用高斯传递函数或者用余弦传递函数描述的各通带都是为专业人士所熟知的表现出对称性的波长组合器的实例。而且，Amin的数值必须基本上大于Amax。专业人士将了解，用于各种DWDM应用项目的许多波长组合器技术提供的Amin的数值比Amax大100倍以上。各通带的对称性以及Amin相对于Amax的较大的数值使得在相移误差以及介于已滤波的各信号P1A，P2A，P2B和P1B的光学功率之间的差值之间保持恒定的比例关系。
很清楚，滤除靠左调整的和靠右调整的信号的滤波器的各通带的斜率不是恒定的。然而，在各阻带一侧的逐渐增加的斜率补偿了在各阻带的另一侧的逐渐减小的斜率。这两种效果的叠加在差值的光学功率测量值以及相移误差之间产生了一个恒定的斜率。因此，从两个波长组合器44和46的输出的靠右调整的信号之和减去两个波长组合器44和46的输出的靠左调整的信号之和提供了一个负反馈控制信号，用以自动地调整第二波长组合器46的各通带，使之相对于第一波长组合器44的各通带产生180°的相移。
在第二波长组合器46的各通带相对于第一波长组合器44的各通带已经产生180°的相移之后，就实行第二和最后的相位调整过程。如前所述，对靠右调整的和靠左调整的信号来说，最佳位置是介于每一个通带以及分隔各信道的阻带的中心之间的半路上。对于高斯或余弦通带特性来说，这个半路点对应于在每一个通带的中心处的最小衰减点以下基本上等于3dB的衰减。在图8中，这些3dB的波长被描述为λ3dB1与λ3dB2。只要靠右调整的调整的信号的载波波长λ1被定位于通带的中心λC1A以及阻带的中心λS12A之间的任何地方，则介于平均功率P1A(与在第一波长组合器44的输出端测量的靠右调整的信号相关)与平均功率P1B(与在第二波长组合器46的输出端测量的靠右调整的信号相关)之间的差值将表示介于靠右调整的信号的波长λ1以及这个信道的所希望的3dB波长λ3dB1之间的误差的符号和大小。
类似地，只要靠左调整的信号的载波波长λ2被定位于通带的中心λC2A以及阻带的中心λS12A之间的任何地方，则介于平均功率P2A(与在第一波长组合器44的输出端测量的靠左调整的信号相关)与平均功率P2B(与在第二波长组合器46的输出端测量的靠左调整的信号相关)之间的差值将表示介于靠左调整的信号的波长λ2以及这个信道的所希望的3dB波长λ3dB2之间的误差的符号和大小。因此，测量介于P1A和P1B之间的差值就能提供一个控制信号，用以自动地和精确地将λ1定位于所希望的3dB波长λ3dB1处。类似地，测量介于P2A和P2B之间的差值就能提供一个控制信号，用以自动地和精确地将λ2定位于所希望的3dB波长λ3dB2处。
通过首先定义几个附加项，就能用数学方法来描述这些关系。令λPE1等于介于靠右调整的信号的实际载波波长λ1以及所希望的3dB波长λ3dB1之间的波长位置误差。类似地，令λPE2等于介于靠左调整的信号的实际载波波长λ2以及所希望的3dB波长λ3dB2之间的波长位置误差。因此，在数学上，
        λPE1≡λ3dB1-λ1，andλPE2≡λ3dB2-λ2.  (8)
使用这些定义以及在它们之前所作的定义，可以用数学方法将λPE1，P1A和P1B之间的关系描述为：
        λPE1≡[λspacing/(4PnomAmin)](P1A-P1B).  (9)
类似地，可以用数学方法将λPE2，P2A和P2B之间的关系描述为：
    λPE2＝[λspacing/(4PnomAmin)](P2B-P2A).  (10)
将这些方程式跟φSE的表达式进行比较表明，它们是十分相似的。而且，与φSE的表达式相关的假设和约束条件十分相似于针对λPE1和λPE2的假设和约束条件。为了使描述λPE1和λPE2的方程式(9，10)趋于精确，介于载波波长λ1，λ2以及它们各自的3dB波长λ3dB1和λ3dB2之间的差值必须小于λspacing。如同在其他方程式中那样，通带的各项特性必须在各阻带λS12A和λS12B的每一侧建立镜像。同样，Amin的数值必须基本上大于Amax。
图9是一份图，表示在调整过程的第二和最后阶段结束时靠左调整的和靠右调整的信号的最后位置。如图9所示，3dB波长λ3dB1和λ3dB2对应于第一波长组合器44的各通带跟已移相的波长组合器46的各通带之间的各交点。在这些交点上，来自第一波长组合器44的靠右调整的信号的已测量的光学输出功率基本上等于来自第二波长组合器46的靠右调整的信号的已测量的光学输出功率。在下一个交点上，来自第一波长组合器44的靠左调整的信号的已测量的光学输出功率基本上等于来自第二波长组合器46的靠左调整的信号的已测量的光学输出功率。这些交点为靠右调整的和靠左调整的各波长提供一个最佳位置，用以有效地抑制不需要的各边带。
因此，将各载波波长结成靠右调整的和靠左调整的信号的对子，通过使用介于波长组合器44和波长组合器46的输出端的靠右调整的和靠左调整的信号之间的差值功率测量值，使调整过程的第一阶段得以自动地进行。调整过程的第一阶段完成以后，通过使用介于第一波长组合器44和第二波长组合器46的输出端所发出的各信号之间的差值功率测量值，使调整过程的第二和最后阶段得以自动地进行。第二和最后阶段实际上将载波波长调整到它们的最佳数值。
专业人士将理解，若能够以足够的精度和稳定性来制造波长组合器44和46，使得在不需要进行动态调整的条件下，它们的通带互相移相180°，则调整过程的第一阶段的实施就是不必要的。在本发明的这些实施例中，调整过程的第一阶段均被删除。假定初始相移为精确的180°，则将载波波长结成靠右调整的和靠左调整的对子允许使用上述方法使第二(阶段)自动地发生。第一调整阶段的消除简化了为实现它们所需的控制电路和/或程序指令。而且，第一调整阶段的消除还消除了对第一和第二波长组合器44和46的通带位置进行调谐的需求，由此导致降低成本，同时改进第一和第二波长组合器44和46的可靠性。而且，专业人士将理解，在不需要对波长组合器进行动态控制、或者使用替代方案来获得动态控制的那些场合，都可以实现全部靠右调整的或全部靠左调整的传输，或者两者的任意组合。
再次参照图4，通过测量来自波长组合器44和46的光学功率，来产生为实现刚才所描述的调整方法所需的误差信号。由波长组合器44产生的光学信号的一部分被施加到来自分路器52的一个PIN二极管60。PIN二极管60的输出被施加到一个模拟/数字转换器62。波长组合器46的输出被施加到PIN二极管64，后者的输出被施加到一个模拟/数字转换器66。模拟/数字转换器62和66的输出被施加到各数字滤波器和控制电路68。电路68使用被施加到激光器12和14之上的高频脉动信号以确定从波长组合器44和46发出的、跟每一个信道有关的平均光学功率。控制电路68的输出被用来通过将误差校正信号施加到热电冷却器48和50来调节波长组合器44和46的温度。控制电路68的输出还被用来通过将误差校正信号施加到热电冷却器16和18，来独立地和自动地调节激光器12和14的温度。激光器12和14的温度调节控制着激光器12和14的中心载波波长。波长组合器44和46的温度调节控制着介于它们的波长响应之间的相位差。
虽然上面已经就两个信道来说明发射机10以及相关的调整方法，但是发射机10可以扩展到使用多个被调制的激光光源的多个信道，上述多个被调制的激光光源驱动多个分路器以及N∶1波长组合器。图10是一份方框图，说明具有4个信道的这样一个实施例。相同的数字被用来标识跟前面图4相同或对应的各部件。带撇(’)的表示所指的是附加的各信道。4∶1多路复用器70和72取代了2∶1多路复用器44和46。跟双信道的实施例相一致，用一个唯一的高频脉动频率使每一个亮度调制的光源发生抖动，使得在波长组合器70和72的输出端处可以测定它们各自的功率水平。4信道实施例的运作基本上跟双信道实施例(图4)相同，只要N是一个偶数整数，本发明就能将其规模伸缩到除了这里所述的简单的2或4信道以外的任意的N的数值。
图11是一份方框图，说明用于本发明的进一步的各实施例之中的N∶1多路复用器以及2∶1波长交织器的一个组合。相同的数字被用来标识跟前面图10相同或对应的各部件。图11表示4路VSB信号源，它们由一对2∶1中间波长多路复用器74，74’组合而成，跟随在后面的是一对2∶1波长交织器76和78。由于一个N∶1交织器有两路光纤输入，所以N路已调制信号首先进入两组中间光学多路复用器，它们将靠右调整的和靠左调整的信道组合到一对光纤中去，后者被连接到交织器的各输入端。
在图11所示的各实施例中，2∶1中间多路复用器74，74’各呈现出一个信道间隔，该间隔为2∶1交织器76和78的信道间隔的两倍，并且因此没有可察觉地对已调制的各光学信号进行滤波。取而代之的是，2∶1交织器76和78的周期性的各通带对不需要的各边带进行滤波，同时使CW激光光源14，16，14’和16’相对于2∶1交织器76和78的周期性的各通带能进行精确的调整。在本例中，已调制各波长的控制和定位跟前面的4∶1实施例(图10)相同，并且二者都是前述的双信道实施例(图4)的简单扩展。虽然本实施例(图11)使用含有4个信道的交织器，但是，通过将中间波长组合器从2∶1多路复用器改变为N∶1多路复用器，并且用N个亮度调制光源(这里，N为一个偶数整数)来驱动它们，就能将本实施例一般化为4个信道以外的任意N个信道数目。
修改两阶段的调整过程，使之适应较大的信道数目是直截了当的。在第一阶段，第二波长组合器46(图4)的各通带相对于第一波长组合器44的各通带被移相180°。这个阶段的调整过程实质上等同于在双信道实施例中所使用的调整过程。开始，只要第二波长组合器46的各通带相对于第一波长组合器44的各阻带被移相大于0°但小于360°，前者相对于后者就可以具有任何的相位关系。如同在双信道实施例(图4)中那样，在4信道实施例中所提供的各波长组合器其中之一必须被随意地选择作为参考，以便引导其他波长组合器的各通带移相180°。再有，为了说明本方法，简单地选择第一波长组合器作为参考。
跟双信道的各实施例相一致，对与亮度调制的各载波波长相关的光学功率测量值进行互相比较，以便在第一和第二波长组合器的各通带之间保持精确的180°相移。图12是一份图，表示第二波长组合器相对于第一波长组合器的相移小于180°的条件。在图12中，虚线的各圆弧描述第二波长组合器的各通带，而实线的各圆弧则描述用作参考的第一波长组合器的各通带。跟双信道的各实施例相一致，λ1和λ2是跟第一顺序信道对子相关的载波波长，在该信道对子中，λ1为靠右调整的信号，λ2为靠左调整的信号。分隔λ1和λ2的第一波长组合器的阻带被标记为λS12A。类似地，λ3和λ4是跟第二顺序信道对子相关的载波波长，其中，λ3为靠右调整的信号，同时λ4为靠左调整的信号。分隔λ3和λ4的第一波长组合器的阻带被标记为λS34A。
正如在双信道实施例中，在波长组合器44和46的输出端，λ1和λ2产生唯一的功率水平那样，在4信道实施例中，各载波波长λ1，λ2，λ3和λ4也在第一波长组合器70的输出端产生唯一的功率水平P1A，P2A，P3A和P4A，以及在第二波长组合器72的输出端产生唯一的功率水平P1B，P2B，P3B和P4B。跟双信道实施例相一致，介于从两个波长组合器发出的靠右调整的信号功率以及从两个波长组合器发出的靠左调整的信号功率之间的差值表示相移误差的大小和符号二者。
可以用数学方法来描述4信道的各实施例的行为，这跟双信道的各实施例是很相似的。在双信道的各实施例中，介于第一和第二波长组合器44和46之间的相移误差φSE在数学上被定义为：
             φSE≡180°-[360°/(λC2-λC1)](λS12B-λS12A).  (2)
由于不管信道的数目是多少，介于任何单独的阻带对子之间的相移隐含地定义了介于所有其他子带对子之间的相移，所以，关于相移误差的定义也适用于4信道的各实施例。例如，介于λS12A和λS12B之间的79°的相移误差φSE也隐含着介于λS34A和λS34B之间的相移差值。
在双信道的各实施例中，相移误差正比于从两个波长组合器44和46发出的靠右调整的信号功率与从两个波长组合器44和46发出的靠左调整的信号功率之间的差值。这对于4信道的各实施例来说也成立。在4信道的各实施例中的相移误差的数学表达式简单地考虑这样的事实，即，从每一个波长组合器发出的两个靠右调整的信号构成靠右调整的信号功率，以及由两个靠左调整的信号构成靠左调整的信号功率。在双信道的各实施例中，来自每一个附加信道的贡献简单地跟各原始信道的贡献相加，产生下列表达式：
φSE≡[90°/(2PnomAmin)][(P1A+P1B+P3A+P3B)-(P2A+P2B+P4A+P4B)].  (11)
跟双信道的各实施例相一致，相移误差正比于从两个波长组合器发出的靠右调整的信号功率输出之和中减去从两个波长组合器发出的靠左调整的信号功率输出之和。
从数学上来说，N信道实施例的相移误差可以表示为：
φSE＝2[90°/(NPnomAmin)][(P1A+P1B+P3A+P3B+...+P(N-1)A+P(N-1)B)-
           (P2A+P2B+P4A+P4B+...+PNA+PNB)].          (12)
这个一般化的方程式正确地隐含看相移误差被表示为，从两个波长组合器发出的所有靠右调整的信号功率输出之和中减去所有靠左调整的信号功率输出之和，然后按照各顺序对子的总数求平均值。不言而喻，各顺序对子的总数等于总的信道数目的一半。描述双信道的各实施例的各方程式所要求的所有约束条件也适用于描述4信道的各实施例以及N信道的各实施例的φSE的各方程式。如同在双信道的各实施例中那样，仅当φSE介于-180°和+180°之间时，这些方程式才是基本上正确的。如同在双信道的各实施例中那样，测量结果的差值被施加到一个控制电路，以便调节在图5和6中所描述的第二波长组合器相对于第一波长组合器的相移。
在图10或图11中所描述的两个波长组合器相互之间移相180°之后，就进入调整过程的第二阶段。跟双信道的各实施例相一致，在4信道实施例中，以互相独立的方式，借助于各自的功率测量值，对各亮度调制信号的各波长进行调整。图13是一份图，表示介于各载波波长以及它们各自的功率测量值之间的关系。前两个信道(λ1和λ2)的行为跟双信道的各实施例相同。第一信道和第二信道的波长位置误差被定义为：
           λPE1≡λ3dB1-λ1，andλPE2≡λ3dB2-λ2，respectively  (13).
通过将λ3dB3和λ3dB4定义为第三和第四信道的最佳3dB波长位置，则第三和第四信道的波长位置误差可以被定义为：
           λPE3≡λ3dB3-λ3，andλPE4≡λ3dB4-λ4，respectively  (14).
跟双信道的各实施例相一致，由下列波长位置误差的测量值来控制前两个信道的各载波波长：
           λPE1＝[λspacing/(4PnomAmin)](P1A-P1B)，   (9)以及
           λPE2＝[λspacing/(4PnomAmin)](P2A-P2B).    (10)
类似地，由下列波长位置误差的测量值来控制第三和第四信道的各载波波长：
           PE3＝[λspacing/(4PnomAmin)](P3A-P3B)，    (15)以及
           λPE4＝[λspacing/(4PnomAmin)](P4A-P4B)，respectively.    (16)
在一个N-信道的实施例中，第N个激光器的载波波长由下式进行控制：
           λPEN＝[λspacing/(4PnomAmin)](PNA-PNB).    (17)
为使4信道和N信道各方程式趋于精确所需的各项约束条件跟在双信道的各实施例中所需的各项约束条件相同。
专业人士将理解，不需要以顺序的方式来实施各调整阶段。前面已经进行的顺序说明只是为了简化说明。不管是否使用模拟硬件，数字硬件，一段计算机程序，一段数字信号处理(DSP)程序来实施调整，只要第一调整阶段的设定时间显著地快于第二调整阶段的设定时间，就可以不考虑顺序，甚至同时地实施全部3个调整阶段。专业人士将理解，用独立的各控制环路同时进行所有两个阶段(调整)的自由度具有简化控制设计的优点。
图14表示一部根据本发明的接收机，一般地用数字80加以标识。接收机80包括一个补充的1∶2波长分路器82，它接收多个残余边带输入信号。波长分路器82的输出分别向常规的光—电(O/E)接收机84和86提供个别的残余边带信号。接收机84和86分别驱动常规的时钟/数据恢复电路88和90。波长分路器82对第一和第二残余边带信号进行解多路复用，并将它们提供给接收机84和86。波长分路器82还对来自每一个残余边带信号的不需要的频谱提供附加的滤波。
每一部接收机84和86在其输入端检测平均光学功率，并将测量结果施加到一个差分控制电路92，后者产生一个误差信号。该误差信号被施加到波长分路器82的一个热电冷却器94，它将波长分路器82的阻带调整到介于上和下残余边带信号之间。当波长分路器82的阻带中心波长介于各残余边带信号之间时，在接收机84和86输入端的光学功率测量值基本上相等。一旦将波长分路器82的中心波长定位于靠右调整的和靠左调整的信号之间，波长分路器82就向图上方的接收机84提供靠右调整的信号，同时向图下方的接收机86提供靠左调整的信号。除了将各VSB信号分离到各独立接收机的各独立光学通路以外，波长分路器还进行附加的滤波，以进一步地抑制来自每一路信号的不需要的边带。
图15是一份图，表示介于波长分路器82的各通带以及驱动输入端的各残余边带信号之间的关系。跟发射机的情况相一致，图15中的第一个圆弧表示来自波长分路器82的第一输出端的各项通带特性。类似地，第二个圆弧表示来自波长分路器82的第二输出端的各项通带特性。第一个垂直箭头表示具有载波波长λ1的靠右调整的信号，同时第二个垂直箭头表示具有载波波长λ2的靠左调整的信号。由波长分路器82的各通带对这些信号进行滤波，并且在波长分路器82的输出端产生分别等于P1和P2的各光学功率测量值。针对来自波长分路器第一输出端的通带的中心波长被标记为λC1。针对来自波长分路器第二输出端的通带的中心波长被标记为λC2。分隔两路输出(信号)的各通带的阻带被标记为λS12。
若阻带λS12的中心波长没有定位于λ1与λ2之间，则介于在波长分路器82的第一输出端以及第二输出端所测得的平均光学功率的差值将表示中心定位误差的符号和大小。这个误差的一个实例在图15中被表示为P2-P1。图16是一份图，表示将阻带λS12的中心波长基本上定位于λ1与λ2之间所需的条件。这里，与来自波长分路器82的各输出端的每一路信号相关的光学功率测量值基本上相等。
通过定义几个项，就能从数学上表示介于由接收机84和86提供的差值功率测量值以及波长分路器82介于靠左调整的和靠右调整的信号之间的中心定位误差之间的关系。令λCE等于波长分路器相对于进入该分路器的靠左调整的和靠右调整的信号的中心定位误差。令Pnom等于与进入波长分路器82的每一路调整的信号有关的平均光学功率。令P1等于跟在波长分路器82输出端处测量的靠右调整的信号有关的光学功率。令P2等于跟在波长分路器82输出端处测量的靠左调整的信号有关的光学功率。
采用这些定义，中心定位误差在数学上可以被定义为：
           λCE≡(λ2-λS12)-(λS12-λ1).       (18)
相应地，下列方程式描述在波长分路器82输出端处测量的靠右调整的和靠左调整的信号的光学功率以及中心定位误差之间的关系：
           λCE＝[λspacing/(4PnomAmin)](P2-P1).    (19)
这个方程式正确地隐含着中心定位误差正比于靠右调整的和靠左调整的信号(在它们已经被波长分路器82滤波以后)的光学功率测量值的差值。
为了使方程式(19)基本上精确，介于靠右调整的信号的载波波长λ1与靠左调整的信号的载波波长λ2之间的初始差值必须小于λspacing。同样，在λS12的每一侧的各通带的形状必须对称。用高斯传递函数或者用余弦传递函数描述的各通带都是为专业人士所熟知的表现出对称性的波长分路器的实例。而且，Amin的数值必须基本上大于Amax。专业人士将了解，用于各种DWDM应用项目的许多波长分路器技术提供的Amin数值比Amax大100倍以上。各通带的对称性以及Amin相对于Amax的较大的数值使得在中心定位误差λRCE12以及介于已滤波的各信号的光学功率P2和P1之间的差值之间保持恒定的比例关系。因此，在波长分路器82的输出端测得的靠右调整的和靠左调整的信号的光学功率的差值提供了波长分路器82的阻带相对于靠右调整的和靠左调整的信号的位置的调节。
可能使用用于波长分路器中心定位的其他测量方法，例如在数据输出端检测的位误码率(BER)以及在每一个时钟数据恢复电路88和90的输入端所测得的Q因数。当波长分路器82的中心波长被定位于各残余边带信号之间时，所测得的BER将是相等的。类似地，当波长分路器82的中心波长被定位于各残余边带信号之间时，所测得的Q因数也将是相等的。
虽然已经就接收两路残余边带信号对接收机80进行了说明，但是本发明的其他各实施例可能接收任意数目的残余边带信号。图17表示一个这样的实施例100，其中有4路残余边带信号被接收，其中，相同的数字被用来标识跟前面图14相同或对应的各部件。带撇(’)的表示所指的是附加的各信道。在图17中，多个VSB输入信号输入一个1∶4波长分路器102，其各路输出驱动4个常规的O/E接收机84，84’，86和86’。对应于靠右调整的各路VSB信号的功率测量值在加法器104中相加，对应于靠左调整的各路VSB信号的功率测量值在加法器106中相加，然后在电路108中，对两个相加结果进行比较，以产生一个控制信号，用以调节1∶4波长分路器的各通带的位置。当靠右调整的各信号的平均功率测量值之和基本上等于靠左调整的各信号的平均功率测量值之和时，1∶4波长分路器102的各通带的边沿将被定位于靠右调整的各信号以及靠左调整的各信号之间。
通过简单地用一个1∶N波长分路器来取代1∶4波长分路器102，并将靠右调整的各信号的功率测量值之和跟靠左调整的各信号的功率测量值之和进行比较，图17的实施例就能扩展到除了4以外的通道数目。如同双信道实施例那样，波长分路器分隔各VSB信号，并且对不需要的各边带提供附加滤波。
跟发射机相一致，在各接收机实施例中的各波长分路器不局限于一种特定的技术，可以使用各种元件技术，诸如薄膜、阵列波导，以及其他。而且，各接收机实施例可以使用一个波长去交织器，以便一开始就从靠左调整的各信号中将靠右调整的各信号分离出来，并且对不需要的各边带提供附加滤波。图14所描述的各接收机实施例使用一个1∶2波长分路器，后者可以用一个根据本发明的原理并与之保持一致的1∶2去交织器来实现。
图18是一份方框图，表示本发明的另一个实施例，它在一个4信道实施方式120中，使用1∶2去交织器。该1∶2去交织器122接收含有多个VSB信号的一个单独的光学输入，并使各VSB信号分离，向一个输出端送出靠右调整的各信号，向第二输出端送出靠左调整的各信号。除了分隔各VSB信号以外，1∶2去交织器122的周期性通带还提供滤波，以便抑制跟每一路VSB信号有关的不需要的边带。来自1∶2去交织器122的靠右调整的各信号进入一个1∶2波长分路器128，后者进一步地分离靠右调整的各VSB信号。向每一个个别的光学波导提供一路VSB信号，并且将这些信号提供给常规的O/E接收机84和84’。类似地，来自1∶2去交织器122的靠左调整的各信号进入一个1∶2波长分路器130，后者进一步地分离靠左调整的各VSB信号。向每一个个别的光学波导提供一路VSB信号，并且将这些信号提供给常规的O/E接收机86和86’。由于1∶2去交织器122提供了靠右调整的信号跟靠左调整的信号的初始分隔，还提供了对不需要的各边带的滤波，所以后继的1∶2波长分路器128和130就能得到带宽为去交织器的带宽两倍的各通带，并且，因此就能使用比较廉价的、比较简单的和比较易于生产的技术。
如同在其他各实施例中那样，可以容易地将图18的实施例推广到较大的信道数目。例如，通过简单地将1∶2波长分路器改变为1∶4波长分路器，就能容易地将图14所描绘的接收机扩展到8个信道。1∶4波长分路器的各通带具有相当于向其馈送信号的1∶2去交织器的周期性通带的两倍的宽度。虽然可以容易地将从常规的O/E接收机84，84’，86和86’那里获得的功率测量值加以组合，以便得到靠右调整的各VSB信号和靠左调整的各VSB信号(的功率测量值)的总和，但是，也可以按照图18所示的方法来获得它们。一个简单的信号分路器124和126，它们在很大程度上是跟波长无关的，从1∶2去交织器122的每一路输出分别向一个PIN检测器130和132提供一小部分功率。这些PIN检测器130和132的输出提供靠右调整的各VSB信号和靠左调整的各VSB信号的平均功率水平的现成的总和。
跟其他各实施例相一致，在电路108中，对来自检测器130和132的这些总和进行互相比较，以产生一个控制信号，用以调节1∶2去交织器122的各周期性通带的位置。如同在其他各实施例中那样，当靠右调整的各信号的平均功率测量值基本上等于靠左调整的各信号的平均功率测量值时，1∶2去交织器122的各周期性通带的各边沿将被定位于靠右调整的各VSB信号以及靠左调整的各VSB信号之间。
可以容易地将描述双信道接收机的各实施例的方程式推广到N-信道的各实施例。将λCE定义为在一个N-信道波长分路器中介于进入该分路器的靠右调整的和靠左调整的各信号之间的各阻带的中心定位误差。将λS12定义为在N-信道波长分路器中对第1号和第2号信道进行分隔的阻带(的中心波长)。类似地，将λS34定义为在N-信道波长分路器中对第3号和第4号信道进行分隔的阻带(的中心波长)。现在，将λS(N-1)N定义为在N-信道波长分路器中对第(N-1)号和第N号信道进行分隔的阻带(的中心波长)。令λ1等于进入N-信道分路器的第一(靠右调整的)信号的载波波长。令λ2等于进入N-信道分路器的第二(靠左调整的)信号的载波波长。类似地，令λ3和λ4等于进入N-信道分路器的第三(靠右调整的)信号和第四(靠左调整的)信号的载波波长。令λ(N-1)和λN等于进入N-信道分路器的第(N-1)(靠右调整的)信号和第N(靠左调整的)信号的载波波长。跟双信道实施例相一致，令在N-信道分路器的输出端中针对每一个信道所测得的平均光学功率等于P1，P2，P3，P4，…，P(N-1)，PN，它们分别对应于λ1，λ2，λ3，λ4，…，λ(N-1)，λN。令Pnom等于跟进入N-信道波长分路器的每一路调整的信号有关的平均光学功率。
采用这些项，可以从数学上将N-信道各实施例的波长中心定位误差定义为：λRCE≡2{[(λ2-λS12)-(λS12-λ1)+[(λ4-λS34)-(λS34-λ3)]+...+
                 [(λN-λS(N-1)N)-(λS(N-1)N-λN-1)]}/N.  (20)
相对于双信道的定义来说，这是一个在位于各阻带的某一测的所有顺序的信号对子上求平均的中心定位误差。采用这些定义，对N-信道各实施例来说，介于中心定位误差以及已滤波的输出功率之间的关系可以被描述为：
λRCE＝2[λspacing/(NPnomAmin)][(P1-P2)+(P3-P4)+...+(PN-1-PN)].  (21)
跟此定义相一致，这个方程式将中心定位误差表示在所有的靠右调整的和靠左调整的信号中所观测到的差值功率测量值的一个平均值。跟双信道实施例相一致，这个方程式正确地隐含着中心定位误差正比于靠右调整的和靠左调整的信号(在它们已经被波长分路器滤波以后)的光学功率测量值的差值。
为了使方程式(21)基本上精确，介于靠右调整的信号与靠左调整的信号的各载波波长之间的初始差值必须小于λspacing。同样，在各阻带每一侧的各通带的形状必须对称。用高斯传递函数或者用余弦传递函数描述的各通带都是为专业人士所熟知的表现出对称性的波长分路器的实例。而且，Amin的数值必须基本上大于Amax。专业人士将了解，用于各种DWDM应用项目的许多波长分路器技术提供的Amin数值比Amax大100倍以上。各通带的对称性以及Amin相对于Amax的较大的数值使得在中心定位误差λRCE以及介于已滤波的各信号的光学功率之间的差值之间保持恒定的比例关系。
虽然描述本发明的各实例已经利用热电冷却器(TECs)48，50，94来调整各波长组合器和各波长分路器的各通带的位置，但是，应当理解，本发明并不依赖于用以对它们进行调整的特定技术。例如，通常也使用电阻加热器来调整各波长分路器和各波长组合器的各通带的位置。而且，微电机技术(MEMS)也被用来调整各波长分路器和各波长组合器的各通带。本发明并不依赖于用以对各波长分路器和各波长组合器的各通带进行调整的方式。本发明只要求各通带是可调整的，但不考虑它们是如何被调整的。使用TEC仅仅是为了说明的目的，一方面说明各实施例，另一方面表明各项调整是直截了当的。
因此，可以看出，在发射机10中使用波长组合器44和46将激光器12和14锁定于正确的波长上大大地改进了激光器12和14相对于波长组合器44和46的稳定性和精度。同样，利用波长组合器44和46来进行滤波，这是已调制的各光学信号以及将该信号多路复用到一个用于传输的单一的光学通路所必需的。其结果是，本发射机在运行中是简单的，并且具有低的光学损耗。在接收机80中的波长分路器82也提供类似的优点。利用波长分路器82对每一路信号的不需要的边带进行附加的滤波，与此同时，将两个残余边带信号从一个光学通路解多路复用为两个光学通路适于由接收机84和86进行处理。
以上已经就各特定的实施例对本发明进行了说明，应当理解，可以向专业人士提出各种变更和修改的要求，作者将这些变更和修改都纳入所附的权利要求书的范围内。

Claims (4)

1.一种光学残余边带发射机包括：
一个第一亮度调制光源，它有一个可调整的中心波长，用以产生第一亮度调制光学信号；
一个第二亮度调制光源，它有一个可调整的中心波长，用以产生第二亮度调制光学信号；
一个第一光学分路器，它被连接到所述第一亮度调制光源；
一个第二光学分路器，它被连接到所述第二亮度调制光源；
一个第一波长组合器，用于从所述第一和第二光学分路器接收所述第一和第二已调制信号的一部分；
一个第二波长组合器，用于从所述第一和第二光学分路器接收所述第一和第二已调制信号的一部分；
所述第一波长组合器对所述第一和第二已调制信号进行滤波，以产生两路信号，各具有一个残余边带频谱，并对所述各信号进行多路复用，以便将其输出到一种光学传输介质；
所述第二波长组合器按照一个滤波器频谱进行工作，该频谱相对于所述第一波长组合器来说移相180°；以及
一个滤波器，用于测量从所述第一和第二波长组合器发出的每一个残余边带信号的光学功率输出，并且用于产生一个控制信号，以调节所述第一和第二光源的温度，从而控制所述光源的各中心载波波长，并调节所述第一和第二波长组合器的温度，使得所述第一波长组合器的总输出功率基本上等于所述第二波长组合器的总输出功率，同时使得从每一个波长组合器发出的每一个残余边带信号的输出功率也彼此相等。
2.一种光学残余边带发射机，用于在多个光学信道中发射各载波波长，每一个信道都有一个中心波长，该发射机包括：
用于确定各载波波长相对于每一个光学信道的中心波长的偏移的装置。
3.一种光学残余边带发射机，用于在多个光学信道中发射各载波波长，每一个信道都有一个中心波长，该发射机包括：
在替换的各光学信道中，用于确定载波波长沿相反方向相对于中心波长的偏移量的装置。
4.一种光学残余边带发射机包括：
一个波长分路器，用于将具有靠右调整的和靠左调整的残余边带信号的各输入残余边带信号解多路复用到多条光学通路中去，使得靠右调整的的残余边带信号和靠左调整的残余边带信号(分别)占据来自所述波长分路器的各独立的输出光学通路。
一个第一接收机，用于接收所述靠右调整的残余边带信号；
一个第二接收机，用于接收所述靠左调整的残余边带信号；以及
所述第一和第二接收机检测被输入到所述第一和第二接收机的平均光学功率，并且用于产生一个控制信号，它被用于调节所述波长分路器的温度，从而相对于已接收的各残余边带信号控制所述波长分路器的各通带。
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