CN1466824A - 利用多个地面站的卫星通信系统 - Google Patents

Abstract

一种卫星通信系统把多个地面站和一个或多个卫星用于移动用户和诸如PSTN或因特网等地基通信网络之间的通信。多个在地理上分散的地面站通过减少长途呼叫的必要性把移动用户通过地基网络传送呼叫而引起的长途电话费用减到最少。另外，由于每个地面站利用同一频谱与卫星通信，所以系统的用户容量增大和/或地面站和卫星之间通信链路的带宽要求降低。本系统采用地基波束形成技术，使每个卫星得以用多个传输波束来发射信号，每个波束支持一个或多个移动用户。每个波束都重用同一频谱，因此增加每个卫星支持的用户数。多个地面站通过一个给定的卫星以互补的方式用地基波束形成技术合作中继信号。

Description

利用多个地面站的卫星通信系统

发明背景

本发明涉及卫星通信系统，更具体地说，涉及移动用户和至少两个连接到诸如公共交换电话网络(PSTN)或因特网等通信网络的地面站之间的卫星通信系统。

已知在多个移动用户和中心地面站之间通过轨道中继卫星利用卫星和移动终端之间的多个发射和接收波束进行通信，而同时把称为自适应波束形成器的用于控制这多个波束的处理操作设置在所述中心站而不是设置在卫星上。实践这种技术的结果是，轨道卫星的复杂性显著降低。所述技术取决于中心地面站和卫星之间以这样的方式实现的多信号通信，即，保持它们的相对相位和振幅，亦即相干性。一种相干传输方案是以Nyquist速率或更高的速率对这多个信号中的每一个进行采样，然后形成采样信号的高速时分复用。为了便于卫星上时间和频率的同步在时分复用流中包括已知信号。

从卫星到中心站的反向链路最好也对在卫星上由多元天线的不同元件接收的信号采用高速时分复用、以保持相对相干性，这样便允许地基波束形成既用于接收又用于发射。相对相干性是这样用时分复用来保持的，即，利用第一时分多路复用器对采样复信号波形的实部(同相或I)实现时分复用，并利用与第一时分多路复用器同步的第二时分多路复用器对采样复信号波形的相应虚部(正交或Q)实现时分复用，这种技术将被称为正交时分复用。

Mayfield等人在题为“利用同步码分多址的地基波束形成”美国专利No.5,903,549中传授了利用CDMA馈送链路传输在天线阵单元信号之间维持所需的相干性的技术，所述专利附此作参考。

在先有技术系统中，单一中心站(地面站)通过一个或多个卫星转发信号，从而向许多移动终端提供服务。但是，利用一个地面站在某些通信系统中并非最优。因为一个或多个卫星能为相当广大的地理区域提供覆盖，而单一地面站在地理上可能远离移动终端用户呼叫的最终目的地。这样，所述呼叫从所述地面站到最终目的地的路由可能要承担长距离的费用。彼此相距足够远地布置多个地面站就能最大限度地减少完成给定移动终端用户呼叫所需要的最高长途电话费。

另一个缺点是由单一地面站系统中固有的频率重用限制产生的。地理上相隔足够远的多个地面站可以重用同一频谱来与一个或多个卫星通信。这是可能的，因为只要原始信号源之间在空间上存在适当的差异，这些卫星可以轻易地区分同一频谱中的多个信号。

但是，仍旧需要有这样一种通信系统，它在给定的地理区域中适当布置了多个地面站，而且每一个采用波束形成技术的地面站都可以合作通过一个或多个支持卫星把信号转发到多个移动用户的系统。

发明概述

本发明通过提供使这种通信系统成为可能的方法和装置来满足这种和其他需求。按照本发明的通信卫星系统采用一个或多个卫星在分布于一个或多个业务区域的许多移动终端和连接到PSTN或因特网的较少数目的地面站之间转发信息。采用波束形成技术使得每一个卫星都发射多个传输波束，从而增加每个卫星所支持的用户数。

本发明既提供方法又提供装置，所述方法和装置使多个地面站可以以对所采用的地基波束技术进行补充的方式通过各个卫星合作对信号进行中继。在本发明的第一实施例中，不同的地面站对一个传输波束子集中的整个带宽有控制权。在第二实施例中，不同的地面站对所述带宽的不同部分具有控制权，但又被允许在任何传输方向上使用所述部分带宽。在第三实施例中，所有地面站都对任何传输方向上的整个带宽具有控制权，但工作时在重叠的波束或相邻的方向上不使用同一带宽，从而避免干扰。

数字波束形成提供一个途径以这样的方式对输出到多元天线阵的多个信号进行结合和处理，结果是所述天线阵中输出一个或多个定向波束。只要简单地改变输入波束形成装置的多个信号的线性组合，即可控制每个波束的方向和信号内容两方面。输入到数字波束形成器的信号每个都包括复值流，而且波束形成器通过完成一系列矩阵运算把这些输入信号流加以结合，结果每个天线元都发射代表输入信号的潜在不同的矢量组合的信号。通过调整一组施加在输入信号上的系数，数字波束形成器可以动态地改变天线阵输出的任何一个或所有的波束的方向和内容。因为输出波束的方向性，每个波束都可以重用相同的频谱。于是，数字波束形成技术允许显著地增大给定业务区域由给定的卫星支持的移动终端用户数。

在地基波束形成技术中，数字波束形成器驻留在地面站上，处理它的多个输入信号，并且当输入到适当的多元天线阵时将输出产生所需波束的一组矢量。将所述输出矢量组发射到卫星，卫星上的系统把这组矢量馈送到这种天线阵，从而产生所需的一组传输波束，以覆盖给定的业务区域。地基数字波束形成技术简化了卫星的设计，但当每一个都采用地基波束形成技术的一个以上的地面站通过同一个卫星转发信号时引入了复杂性。如上所述，本发明的系统提供用于多个波束形成地面站的方法和装置，以便以有利的方式通过同一卫星转发信息。

按照本发明的通信卫星系统在分布于一个业务区域内的许多移动用户和较少数目的连接到PSTN或因特网的地面站之间转发信息。地面站从PSTN或因特网接收要通过卫星转发到移动用户的信号。地面站对这些信号进行编码和调制，并利用波束形成器把信号形成为天线阵单元驱动信号。然后对天线阵单元驱动信号进行多路复用并将其变换为馈送链路上行链路频率，以便发射到卫星。一个以上地面站以相同的馈送链路频带向卫星发射、使得卫星接收重叠的地面站信号的总和。所述卫星同步到包括在地面站信号中的已知信号模式并发射失调(misalignment)信息以便使地面站能够校准它们的定时和频率基准。

卫星利用馈送链路接收天线从地面站接收信号，并将馈送链路信号分成天线阵驱动信号和同步信号。同步信号经过处理产生上述失调信息。天线阵驱动信号被调制成卫星至移动(亦即，通信下行链路)波段(例如，S-波段)，并用S-波段功率放大器阵列放大，以驱动多元发射阵列，以便产生指向业务区域不同蜂窝中的移动用户的多重传输波束。不同的地面站建立在空间尺度、频率尺度或时间尺度上分开的波束，以免相互干扰。

按照本发明，所有地面站都可以用相同的馈送链路频谱向卫星发射，因而卫星接收来自所有地面站的信号的线性叠加组合。但是每一个信号的特性都是经过选择的，并在每一个地面站产生，使得来自不同地面站的信号变换成不同的S-波段波束、不同的S-波段频率或不同的TDMA时隙(或这三种差异的任何组合)，从而避免在源自不同地面站并以不同移动用户为目的地的信号之间在S-波段下行链路上发生干扰。

反之，在卫星上利用多元天线阵从移动用户接收信号，在放大和滤波之后，对所接收的信号进行多路复用并频率变换成馈送下行链路频率，并转发到地面站。地面站接收并对卫星转发的多元天线阵信号进行多路分解，并对信号进行数字化以便进行数字处理。数字处理包括数字信道化，以便借助于数字滤波或付里叶变换把这些信号分成若干个频率信道，并进行数字波束形成，以增强卫星从相当于处在业务区域的蜂窝中的由给定地面站服务的用户的特定方向接收的信号。然后地面站对分配给它们处理的用户信号进行译码，并把信号耦合到PSTN或因特网。

附图的简要说明

图1举例说明按照本发明一个方面的移动卫星通信系统；

图2举例说明按照本发明另一个方面的另一个移动卫星通信系统；

图3举例说明用于处理图2的两个卫星的地面站的主要方框；

图4A和4B举例说明用于图1和2系统的相干馈送链路地基波束形成；

图5举例说明用于从图1或2地面站接收信号的卫星馈送链路接收机；

图6举例说明用于图1或2卫星中的前向链路功率放大的一个信道，用以利用多元发射天线重发通过馈送上行链路接收的信号；

图7举例说明图1或2的卫星上的卫星转发器，用于利用多元反向链路天线从移动终端接收任意极性的信号；

图8举例说明图1或2的卫星上的卫星转发器，用于向地面站重发按图7接收的双极性信号；

图9举例说明地面站处理过程，用于从图7和8的卫星转发器接收信号并且对一些信号进行多路分解以便获得与不同的反向链路卫星接收天线元对应的信号；

图10举例说明用于图1或2系统的数字信道化，以便把每一个分开的天线元信号分成一组频率信道，然后利用每个信道的数字波束形成器组合来自每一个天线元的相应的频率信道、以便按到达方向把每一个频率信道上接收的信号分成若干波束。

图11举例说明用于图1或2系统的每一个信道和波束用的分集解调器，用以组合通过不同卫星从具有不同极性的同一移动终端在同一信道上接收的信号，以便获得极性分集和空间分集解调软信息，然后利用用于每一个移动终端呼叫的纠错译码器将软信息进行纠错译码。

发明的详细描述

图1表示移动卫星通信系统，总的用数字10表示。移动卫星通信系统10包括多个移动终端20，它们通过卫星100与一个或多个地面站200通信。地面站200使移动卫星通信系统10内的移动终端20可以与连接到诸如公共交换电话网络(PSTN)或因特网等地面网络的个人通信，在因特网的情况下可以利用IP路由管理。信号通过卫星100和地面站200在移动终端20和PSTN(或因特网)之间进行中继。卫星100在馈送上行链路波段F3上从地面站200接收信号，并将其变换成卫星至移动终端链路波段F1，亦称前向链路或通信下行链路。反之，卫星100在通信上行链路波段F2，亦称反向链路上从移动终端20接收信号，并将其变换成馈送下行链路波段F4，以便向地面站200发射。

本发明与早先授予本申请人的以下美国专利相关并且是它们的发展：美国专利5,848,060“频率重用得到改进的蜂窝/卫星通信系统”；5,812,947“频率重用得到改进的蜂窝/卫星通信系统”；5,642,358“多波束宽度相控阵列”；5,631,898“频率重用得到改进的蜂窝/卫星通信系统”；5,619,503“频率重用得到改进的蜂窝/卫星通信系统”；5,619,210“大相控阵列通信卫星”；5,594,941“产生多组相交天线波束的蜂窝/卫星通信系统”和5,555,257“频率重用得到改进的蜂窝/卫星通信系统”。所有上述专利均附此作参考。

正如这些参考文献所描述的，移动终端20和卫星100之间的通信包括把业务区域划分为若干蜂窝，或波束，利用卫星100上的多元天线阵形成定向波束。用在前向和反向链路F1和F2上的定向波束的目的是双重的：(a)增大卫星天线的增益，并以此减少支持每一条链路所需的射频功率，和(b)使前向和反向链路F1和F2上的信道频率能够以低的干扰几率在不同的波束中重用，从而保持频谱效率。正如在所附参考文献中描述的，当采用自适应波束形成时达到最大频率重用效率和因此最大频谱效率，使得每个移动终端20可以有效地使用一个波束，这对每一个终端用户而言是最优的。每个波束的优化要求配上一组系数，使每个移动终端20从卫星100接收的所需的信号与噪音加上不希望有的信号之比达到最大，反之使在地面站200译码的每一个移动信号质量最高。

在所附参考文献公开之前，自适应波束形成(如果采用的话)只知道位于卫星100上，这要求有重达许多公斤的昂贵的处理设备，并消耗几百瓦电力。这样，卫星上的波束形成具有明显的缺点。但是，当实践本申请人在这里所附专利的技术时，自适应波束形成可以转移到地面上。

图2举例说明美国用的移动卫星通信系统10。两个卫星100a和100b用来提供从西海岸到东海岸的良好的移动终端移动终端业务区域覆盖，这些卫星分别被指派为西海岸卫星100a和东海岸卫星100b。一个以上卫星100的好处是允许地面高度的移动终端20至少以大仰角见到一个卫星100a或100b，从而高于树和建筑物等阻断地平线的邻近障碍物。当然，两个以上与地球相对位置不变的卫星100可能也可以采用。具体地说，处于适当位置的地面站200可以与所有卫星100通信，若地点选择得能够给出不受障碍的低仰角视线。

如前所述，采用一个以上地面站200会赋于卫星通信系统10一些好处。一个理由是它允许移动终端信号在地面上连接到尽可能靠近所述移动终端用户与之通信的对方的PSTN，以此潜在地降低完成通过PSTN连接的成本。使用多个地面站200的第二个理由是允许有限的馈送链路带宽重用几次。例如，4至6个地面站200在空间上遍布美国全国，以便允许馈送链路频谱重用，以此改善频谱效率。

图3是方框图，表示地面站200的主要组件。馈送链路天线201a、201b向着各自的卫星100a和100b。馈送链路天线201a和201b在馈送上行链路波段F3上向各自的卫星100a和100b发射馈送链路信号。馈送链路接收天线221a和221b在馈送下行波段F4上分别从各自的卫星100a和100b接收信号。因为天线201a和201b具有极好的方向性，所以从地面站200到卫星100a和100b可以在没有相互干扰的情况下采用同一馈送链路频谱。类似地，面向各自的地面站200的卫星100a和100b上定向馈送链路天线与不同地面站200之间适当的间隔结合，允许卫星100a和100b在同一波段上区分来自不同地面站200的信号。

图3的地面站200把发射用的信号从基带信号转换成天线201a和201b上的馈送链路信号，并利用适当的微波上变频器和下变频器把在馈送链路接收天线221a和221b上接收的信号转换成基带信号。基带信号最好是数字信号，利用模数转换器(A/D)和数模转换器(D/A)在模拟和数字形式之间转换。在通信处理器模块202中，信号利用所谓层1处理进行处理，后者可以包括发射和接收用的波束形成、分集组合、调制和解调、纠错编码和语音代码转换(transcoding)。除后者外所有的均宜在天线的地点完成。语音代码转换最好可以以远程方式设置在分散于全国各地的网关的语音代码转换器池中，其目的是尽可能维持向PSTN或因特网用户的低速率的语音传输，从而减少陆上线路的传输成本。在题为“用于天线阵列的同时调制和数字波束形成的有效装置”的美国专利No.5,909,460中也描述了调制和波束形成，所述专利附此作参考。

通信处理器模块202还把译码后的信号分离为通信信号(语音或数据)和信令消息，并相反地把信令消息和通信信号结合，对其进行编码以便发射。通信处理器模块202把通信信号传给接口204，同时把信令消息传给信令处理器203。

信令处理器203产生信令消息以传呼被另一个用户呼叫的移动终端20，或者命令移动终端20改变频率、时隙或发射功率电平，以提供最优业务质量。信令处理器203还变换来自移动终端20的信令消息，诸如向另一个用户发出呼叫的请求，或由移动终端20在不同频率信道上测得的信号强度报告(移动台协助切换报告或MAHO)，或者由移动终端20测得的同信道干扰报告，这可以用于移动协助波束形成(MABF)。

层3消息还与对移动终端20的认证相关，以排除不付款而获得服务的欺诈企图，在以下美国专利中对此进行了进一步的描述：题为“在移动无线电系统中基站和移动终端之间进行认证检查的方法”的美国专利No.5,559,886，题为“在移动无线电系统中基站和移动终端之间进行认证检查的方法”的美国专利No.5,390,245，题为“在移动无线电系统中基站和移动终端之间进行认证检查的方法”的美国专利No.5,282,250，题为“数字蜂窝通信用的认证系统”的美国专利No.5,091,942。所有这些专利均附此作参考。

层3消息还用来让移动终端20通过登记和再登记、撤消登记或位置更新消息来报告环境变化，这些都是在总标题“移动性管理”下使用的所有各种术语。移动性管理包括移动通信网络借以跟踪每一个移动终端20当前位于何处的技术，亦即地基蜂窝基站、蜂窝、卫星或卫星波束需要用以呼叫特定的移动终端20的技术。对于蜂窝电话用户最有用的卫星系统是双模式系统，使用户移动终端20或者工作在地基蜂窝系统或者没有地基系统可用时通过卫星100工作。双模式移动管理的特定技术还在1994年1月11日提交的题为“位置登记”的美国专利申请No.08/179,958中进一步描述，后者附此作参考。

接口204把地面站200连接到地面网络，诸如PSTN，可以例如通过蜂窝运营商移动交换中心(MSC)或通过卫星交换中心、双模式卫星/蜂窝交换中心，或通过因特网对其进行访问。在后一种情况下，通信的路由选择可能采用因特网协议，亦即IP路由选择。

图4A是地面站发射机210的方框图，它实现一种在馈送上行链路F3上从地面站200向卫星100a、100b输送的多路复用天线阵元信号中维持相干性的方法。从地面网络产生的基带信号(SIGNAL 1至SIGNAL N)馈送到波束形成器211，在这里它们组合在一起以便产生一组波束形成器输出信号，后者最终用在卫星100a和100b上，以便产生从它们的多元天线阵输出的多重传输信号。从波束形成器输出的信号由多路复用器213进行时分复用。从多路复用器213输出的多路复用信号馈送入正交调制器214，向上调制为(modulation upto)馈送链路上行链路频率F3。然后把正交调制器214的经过前置放大的馈送上行链路输出信号馈送到功率放大器215，由此放大后的信号通过天线201a和201b传送到卫星100a和100b。图4A还描述了在卫星100a和100b上的馈送链路接收天线101。通过馈送链路接收天线101接收的信号馈送到馈送链路接收器102。馈送链路接收器102对从地面站200接收的信号进行滤波、放大、下变频和多路分解。从馈送链路接收器102输出的多路分解的信号基于来自地面站200的波束形成器211的输出信号。

图4B举例说明一种在地面站200和卫星100a/100b之间提供相干馈送链路的方法。图4B既包括地面的又包括空间的单元。在地面一侧，相干馈送链路框212包括时分多路复用器213、正交解调器214、馈送链路功率放大器215和天线201a/201b。在卫星一侧，相干馈送链路框212包括馈送链路接收天线101和馈送链路接收器102。多路分解后的输出信号驱动包括多个功率放大器128的功率放大器(PA)阵列190。PA阵列190连接到多元天线180。从多元天线180输出的传输波束向所述波束所覆盖的业务区域中的移动终端20提供前向链路F1。

正如包括在此的参考文献所描述的，PA阵列190的输出可以连接到形成所谓直接辐射阵列(DRA)的相关的各相控阵天线元，或者可以连接到多重馈送反射面天线，在后一种情况下，最好采用由Welti在1975年11月授权的美国专利No.3,917,998中首先提出的Butler耦合阵列129，所述专利附此作参考。最好还可以将馈送单元定位在所述反射器的焦平面以外，使得所述反射器把能量分散到整个多条馈线的每一个点源上，而不是把能量聚焦在单一条馈线上，经过精心考虑的散焦具有类似于加入Butler阵列129的效果，并允许采用不那么复杂和损失较少的Butler阵列129。散焦可以用地面站波束形成器211纠正。

图5表示卫星100a、100b上的馈送链路接收器102。接收信号被滤波、放大，并下变频为包括I(同相)和Q(正交)信号的正交基带信号，后者被正交多路分解器118多路分解，以便分离各个天线阵单元或PA驱动信号。从馈送链路接收天线101接收的信号在馈送链路带通滤波器103中限制带宽，然后馈送到低噪音前端芯片104，后者把所接收的馈送链路微波信号下变频为适当的中频(IF)。前端芯片104宜用砷化镓工艺制造，并可以包括：低噪音前置放大器105；镜像抑制混频器106，包括正交混频器107a和107b，均由正交本机振荡器108驱动；中频Hilbert网络109；和中频缓冲放大器110。前端芯片104可以例如把在K波段(20-30GHz)接收的信号下变频为诸如1GHz的较低的中频。中频滤波器111对中频(亦即，1GHz)信号进行滤波，并加上示例性的208MHz带宽限制。中心在(示例)1GHz的示例性208MHz带宽的中频信号现在可以用硅双极性IF芯片112处理后者包括：自动增益控制(AGC)放大器113；正交下变频器114，它包括混频器115a，115b，两者均由第二正交本机振荡器116驱动；以及基带低通滤波器117a，117b，用于产生复基带信号I和Q。第二本机振荡器116在中心频率位于IF带宽中的固定频率下工作，并受到以准确的主晶体为频率基准的锁相环(PLL)或数字频率合成器控制。但是第一本机振荡器108可以简单地受来自数字信号处理(DSP)芯片119的自动频率控制(AFC)控制，后者通过关于包括在馈送上行链路多路复用后的信号中已知信号模式的相关来决定下变频后的I、Q信号的频率误差。

I和Q信号中的每一个都具有总共208MHz一半的带宽，而且必须以它们的104MHz带宽(-I-)的至少两倍的Nyquist采样速率进行采样，以免信息丢失。在用于处理基于所谓GSM(基于13MHz主晶体)数字蜂窝标准的信号的示范性的系统中，采样速率采用16×13Mhz＝208MHz。

然后对这两个208兆样值/秒(MS/s)样值流在128信道多路分解器芯片118中进行正交多路分解，产生128个I和128个Q多路分解的输出流，各为(13MHz)/8或1.625兆样值/秒。这些输出流中的一个，例如信道0，包括诸如1，j，0，0，-1，j，-j，0，1...或在基站和卫星馈送链路接收器102设计者之间预先同意的任何已知的信号序列。这个信道称作同步(Sync)信道，并且允许DSP 119借助于已知的信号模式的存在决定sync信号已经到达，还确定已接收的馈送链路信号的定时误差、频率和相位误差。从DSP 119反馈定时误差，以便控制多路分解器118用的多路分解时钟直至定时误差低得可以接受为止，而同时，反馈频率/相位误差，以控制第一本机振荡器108直至频率误差为0，并且所述相位在所需范围内为止。其余127个1.625MS/s的I、Q流信道构成通向移动终端20的前向链路用的天线阵单元驱动信号。

图6表示前向链路传输功率放大的一个信道120。来自图5多路分解器118的多路分解I、Q流中的每一个都输入到图6所示各自的放大器信道。输入的I、Q流馈送到正交调制器或S-波段上变频器121。上变频器121包括I和Q连续时间滤波器122和123，以便把采样的I、Q数据变为连续波形。I、Q滤波器122和123是截止频率小于采样速率的Nyquist带宽的低通滤波器。在所述示例中，对于1.625MS/s的I、Q采样速率，I、Q滤波器的通带带宽为0-600kHz，比Nyquist带宽812.5kHz小35％。这35％余量允许滤波器122和123以可用馈送链路带宽为代价使设计变得简单一些。图5所示的IF滤波器111，它在208MHz下比理论限度128×2×600kHz＝153.6MHz宽了35％。之所以馈送链路带宽较宽，是因为必须在Nyquist速率下进行35％的过采样，以免依次进行的不同天线元所希望的多路复用的样值之间发生样值之间的干扰。

来自滤波器122和123的连续波形在平衡调制器124a和124b中调制余弦和正弦载波信号。共用的余弦，正弦发生器(图中未示出)提供所有127个调制器、使得相对相位相干性得以保持。S-波段余弦/正弦发生器可以是可编程频率合成器(PLL)，它把S-波段载波锁定在主晶体(频率)，而且如果需要改变由特定的地面站200控制的1.2MHz S-波段带宽的中心的话，还可以用远程命令从地面加以编程。来自平衡调制器124a和124b的调制过的余弦和正弦载波在加法器125中相加，以便建立其复矢量值(I、Q)由地面波束形成器211决定的复矢量调制S-波段信号。矢量信号在用作驱动前置放大器的固态功率放大器(SSPA)126中进行前置放大，然后在求和器127中与来自图5的不同实例和各组与不同的地面站200相关的上变频器(121)的、在不同的1.2MHz宽S-波段中心的其他类似的信号求和。

然后来自求和器127的所有地面站信号的和驱动线性固态功率放大器(SSPA)128。可以利用带阻或带通滤波器对SSPA 128的输出进行滤波，以去除移动终端上行链路(反向链路)频率上的噪音，以避免对卫星接收的潜在的干扰，然后在反射面天线的情况下用Butler阵列129而在DRA的情况下不用Butler阵列129把滤波后的信号连接到天线180。最好每个SSPA 128都放大准备在不同方向上辐射的信号的混合信号，而不是所有在单一方向辐射的信号。这保证了即使在不同的方向上所需的辐射不均一，包括PA框190的各个SSPA 128的负载也是相等的。它还建立了一个转移到任何传输方向的“发射功率池”，而不像每个转移到任何辐射方向的波束一个SSPA 128的情况，后一种情况限于每个方向一个SSPA 128的功率。

在DRA中，每个SSPA 128和天线元都参与建立每个波束而不必使用Butler阵列129。但是，当利用反射面天线时波束至少已经部分由反射器和馈线排列而形成。于是，Butler阵列129和反射面天线一起使用，以便“消除”反射器的波束形成或聚焦效应，使得每一个SSPA 128输出信号散布在所有方向。只有当所有SSPA 128输出都以正确的相位关系被驱动时，才通过在某些方向上消除，而在其他方向上增强来重新形成波束。此外，这种拉平整个SSPA 128输出功率曲线的作用也把馈送链路上整个多路复用后的样值振幅分布拉平，使得每一个波束都是许多样值组合的结果，因此，不需要高振幅样值来产生一个方向上的功率，也不需要在不想辐射的方向上使样值的振幅为零。

这样，不像前面引述的Welti专利，尽管在反射面天线的情况下在SSPA 128和天线馈线之间最好有一个Butler阵列129，但是不用Butler阵列连接到SSPA 128的输入，因为这个功能已经吸收在地面波束形成211中、提供上述对各馈送链路样值之间动态范围分布的拉平作用。此外，它在从多路分解器118到上变频器121和SSPA128的任何信道出现故障时提供性能缓和退化的好处。这是因为所有波束方向都仍旧可以利用剩余的信道建立，尽管精度略有下降。

若支持4个地面站，则可以想到在每一个卫星100a、100b上需要4组127个上变频器121；但是，采用现代硅集成电路工艺，诸如在数字蜂窝电话中，这样的上变频器121只占用大约1平方毫米的芯片面积，使得有可能或许把16个上变频器121装在一个芯片上。这样便把上变频器芯片数目减少到4×8＝32，这是合理的。由于127不能被16整除这一事实，因而它事实上是个质数，在特定情况下可能得出另一个设计上考虑，即天线阵单元信道的数目应该是一个复合数，诸如120＝8×15。这允许多路分解器118简化为因子为16的第一级子多路复用器，以便产生16个13MS/s的多路分解输出，其中一个以DSP 119用的较高的速率包含sync信息。这其余15个信道应该只利用15×2线，而不是127×2线分布到15个上变频器芯片，每个芯片包含以因子8连接到第二级多路分解器的8个上变频器121。在本申请人的上列美国专利No.5,619,210中描述了通过保留内部卫星总线上馈送链路时分多路复用的元件来减少互连数目的这样一种安排。

如上所述，本发明的一个实施例允许多个地面站在所有卫星传输波束方向上各自控制S-波段频谱的1.2MHz部分。图5和6举例说明这个实施例。一个替代的实施例允许多地面站200各自控制整个S-波段频谱，但只用于卫星传输波束方向的一个子集。

为了实现后一种实例，在卫星100a，100b上PA框190的输入上可能要用Butler阵列129a，连接到SSPA 128来重新形成波束，使得它们可以被选择由不同的地面站200控制。在这种情况下，最好选择一组准备由一个地面站200控制的相邻的波束和由不同的地面站200控制的不同的几组波束。然后地面站波束形成器211可以在它们的各组内精细控制任何波束的辐射方向，以便把所述组内波束之间的干扰减到最小，但是它不再具有足够的自由度来控制对其他相邻组的干扰。因此，必须避免采用两组之间边界上蜂窝中相邻组采用的S-波段信道，这使频谱效率比图4-6的较好的电路低。

现将参照图7-11描述移动终端20的与图4-6的前向链路相对应的反向链路。图7举例说明用于从多个移动终端20接收信号的亦称“S-波段转发器”的卫星S-波段接收机130。图7表示用于把接收天线馈线耦合到低噪音放大器(LNA)133a、133b的任选的Butler阵列131。在这个示范性的系统中，有127个滤波/LNA块。把Butler阵列用于接收是任选的，但是和关于前向链路方向一样，具有即使发生故障也能将故障弱化的好处以及把每一个接收的信号分散在所有馈送下行链路样值的好处。除此以外，图7还举例说明双极性接收能力，在这里利用一个极性接收的信号在加上后缀“a”的部件中处理，而另一个极性的信号在加上后缀“b”的部件中处理。于是，要求每一条接收天线馈线都是双极性馈送接收，例如，分别为左旋和右旋极性——RHC和LHC。若真的采用Butler阵列，则所有RHC馈线通过Butler阵列131a连接，而若要用Butler阵列，则也是所有LHC馈线通过Butler阵列131b连接。这样阵列内不同的天线元可以接收极性不同的信号，并根据需要将其提供给阵列131a和131b。

从天线馈线接收的信号通过任选的接收Butler阵列131a，131b耦合到接收带通滤波器132a，132b，后者抑制从SSPA 128来自卫星自己的前向链路传输接收的非常大的干扰信号(这在图7的插入框中举例说明)。然后接收的前向链路信号在低噪音放大器(LNA)133a、133b中放大，然后利用镜像抑制下变频器134a、134b下变频为适当的中频。所有127个双极性信道和下变频共享同一个余弦和正弦本机振荡器，以便在输出IF信号之间保持恒定的相对相位和振幅。IF滤波器135a和135b使它们的输出IF信号具有分配给卫星系统的IF带宽。

在示范性的系统中，总共9.6MHz被分成分配给第一卫星100a作传输用的4.8MHz和分配给第二卫星100b用的4.8MHz。由于地球曲面的地理畸变，不同位置上的两个卫星难以用同样形状的传输波束覆盖业务区域。所以，必须保持在频率上正交的卫星传输，以避免这种困难的波束协调。另一方面，在反向链路方向上，让所有的卫星100都接收所有移动终端信号是有用的，于是每个卫星100接收并向地面站200转发整个9.6MHz频带。

带通滤波后的IF信号在IF放大器136a，136b中被IF放大，并正交下变频为复基带(I、Q)信号。假定有4个地面站200，可以把9.6MHz带宽分为(decimate)8个1.2MHz带宽，可标以号码B1，B2...B8。B1，B2，B3，B4对应于在4个地面站(200)1，2，3，4的控制下由第一卫星100a发射而提供服务的4.8MHz。B5，B6，B7，B8对应于在地面站(200)1，2，3，4的控制下由第二卫星100b发射而提供服务的4.8MHz。因此，在反方向上，子频带B1和B5应该转发地面站1；子频带B2和B6应该转发地面站2；子频带B3和B7应该转发地面站3；子频带B4和B8应该转发地面站4。于是9.6MHz带宽利用例如，数字FIR滤波器137a，137b分为8个子频带。实现FIR滤波器的专用数字电路可以做得非常紧凑和有效，而RHC信道用的8个滤波器加上LHC信道用的8个滤波器可以利用现今的CMOS逻辑装入单一芯片内。于是，只要127个这样的芯片，每一个双极性信道一个。

数字滤波器137a，137b每一个都输出1.625MS/s的I和Q信号，对应于1.2MHz带宽，以超过Nyquist 35％的速率采样。然后这127个来自天线元的对应于同一1.2MHz带宽的I、Q样值流被送到举例示于图8的亦称“馈送下行链路转发器”的馈送链路传输机140。应该指出，因为信号是从移动终端20按照双极性接收的，所以图8举例说明支持双极性的两个转发器信道，而示范性系统将是每个地面站具有这样的双信道转发器。现参照图8，127个I、Q样值流在对应于RHC极性信号的时分多路复用器141a和对应于LHC极性信号的时分多路复用器141b中收集。每一个时分多路复用器141a，141b对与相应极性和子频带对应的127个天线元信号进行多路复用，加上同步目的用的已知样值流以128×1.625MS/s＝208MS/s的I和Q构成128路多路复用。若数字滤波器用于图7中的波段细分(band-decimation)滤波器137a，137b，则有一个选项是采用多路复用器141a和141b进行数字多路复用后跟高速D/A转换，或者，每一个波段细分滤波器可以以1.625MHz的速率使用D/A转换，在这种情况下，多路复用器141a，141b是模拟多路复用器。在数字逻辑和D/A转换的现有技术范围之内任何一个解决方案都很好。

然后通过分别用于RHC和LHC信道的I和Q信号的低通滤波器143a，143b，144a，144b把来自多路复用器141a，141b的采样速率高的多路复用流转换成连续波形。然后利用正交调制器145a，145b用适当的余弦和正弦IF载波信号对RHC滤波的I、Q波形进行正交调制。正交调制器145a，145b包括正交混频器146a，146b，147a，147b和加法器148a，148b。构造较低中频下的高保真度调制器比构造直接在K-波段馈送链路频率下工作的调制器要简单些，但是，如果研制出适当的直接K-波段调制器，这将是一种简化的选择方案。图8假定IF调制器后跟利用用于RHC的上变频器150c和用于LHC的上变频器150b从IF信号上变频为馈送链路频率。

在所述链的某些点上，或者在上变频之前或者在其后，应该加上与另一个1.2MHz子频带对应的第二个类似的信号，所述信号应该利用不同的208MHz带宽IF中心频率(在K-波段上变频之前相加的情况下)或在K-波段上变频之后相加的情况下利用不同的K-波段上变频本机振荡器转发同一个地面站200。不论在哪一种情况下，两个1.2MHz子频带的和用K-波段发射机151a(RHC用)和151b(LHC用)放大，一般是行波管，尽管固态器件在当前工艺的范围内日益受欢迎。用RHC在反向链路上接收并在带有后缀“b”的RHC信道部件处理的信号通过RHC极性从馈送链路天线152发射，而LHC接收的信号利用双极馈送链路传输天线的LHC端口转发。于是，在地面上属于所有极性分集组合的馈送链路下行信号(F4)中，在S-波段上行链路(反向链路)上接收的任何信号的极性都得以保持。

可以采用向图2的两个卫星100a和100b的不同带宽分配方案来简化图7和8的转发器。若不是把第一个连续的4.8MHz分配给一个卫星100a并把第二个连续的4.8MHz分配给第二个卫星100b，而是把偶数编号的子频带分配给第一卫星100a，并把奇数编号的子频带分配给第二卫星100b，然后由反向链路转发器转发给同一地面站200的变为两个相邻的子频带B1，B2，而不是两个非相邻的子频带B1，B5。这样两个1.2MHz子频带就可以作为一个2.4MHz子频带处理。然后分频(decimate)滤波器137a和137b只是把总共9.6MHz波段分成4个2.4MHz子频带，于是需要的滤波器数减半。类似地，图8可以改为表示多路复用128个3.25MS/s I、Q流，而不是1.625MS/s流，以便获得一个416MHz宽的K-波段馈送下行链路传输，而不是2个208MHz带宽馈送下行链路传输，因而可以只用图8的一个馈送链路转发器，而不是两个。但是，这种安排假定整个9.6MHz带宽从开始就可用，但这可能并非统制当局向卫星系统分配频谱的方法。尤其是在非地球定位卫星的情况下，这忽略了许多司法问题，解决频谱利用问题的一个灵活的途径可能要以复杂性为代价，亦即采用更多的滤波器137a，137b。

图9表示对来自卫星100a和100b的馈送下行链路传输的地面站接收，图8中举例说明这种卫星转发器传输。图9举例说明通过地面站接收机220从两个卫星只接收一个1.2MHz子频带的配置置。1.2MHz子频带对应于从由所述地面站200控制的第一个卫星前向链路传输的1.2MHz子频带，例如从卫星100a发射的子频带B1。会有另一个对应于通过卫星100b控制的子频带B5的图9处理的相同的配置。

信号是利用分别取向的天线221a和221b从两个卫星接收的。所接收的信号在下变频器222中下变频为包括I和Q信号的复基带信号，每一个的带宽为0至104MHz，而且用于每一个卫星和每一个极性。这些104MHz带宽的信号各自以Nyquist速率采样，然后在用于来自卫星100a的信号的多路分解器223a和用于来自卫星100b的信号的多路分解器223b中，多路分解为用于每一个I和Q以及用于每一个极性的128个1.625MS/s信道。这128个信道中与同步(sync)信道对应的一个从多路分解器223a提取到处理器224a，后者把I、Q信号与已知信号关联起来，以便决定馈送到同步多路分解的定时信息，和用以调整接收机220增益信号(亦即，AGC)的电平信息，以及用以调整下变频器222的下变频振荡器的频率误差信息(亦即，AFC)。同步处理器224b对从卫星100b接收的信息完成类似的工作。然后把每一个RHC和LHC极性的每一个I和Q和每一个卫星100a和100b的128个流馈送到图10的数字信道处理器225。

现参见图10，每一个I、Q信号对有一个信道处理器225，在这个示范性的系统中总共有2×2×128个。每一个信道处理器225把由I、Q信号对代表的1.2MHz子频带分成24个50kHz信道。在示范性的系统中从移动终端20通过卫星100a和100b到地面站200的反向链路使用4个4或8时分复用(TDMA)时隙的50kHz信道，相当于16或者32个时隙的前向链路200kHz信道，符合本申请人的题为“TDMA/FDMA/CDMA混合存取方法”的美国专利No.5,539,730和5,566,168所支持的不对称存取方法原理，这些专利附此作参考。类似于GSM的宽带TDMA(200kHz)的使用对前向链路是最优的，但是，对于单一移动终端发射机通过反向链路，1/16或1/32的发射占空比是太小了，对于给定的平均功率这会导致不希望有的高峰值功率。因此，反向链路在时间和频率上进行4∶1缩放，以便为移动终端的发射机提供1/4或1/8的占空比。

在数字信道化处理器225中进行数字信道化处理之后，现在以13MHz/192的采样速率进行欠采样(down-Sample)的并对应于同一个50kHz信道、极性和卫星的来自每一个信道化处理器225的127个I、Q信号，在数字波束形成器226中组合，以便把所述信道分离成127个波束方向，产生127个单独的信号。在示范性的系统中，这个过程对两个卫星和两个极性进行重复，每个波束产生4个复信号。

现参见图11，从图10数字波束形成器226输出的127个不同的波束信号馈送入四重分集解调器227。在这里，对每个50kHz载波的8个TDMA时隙中的每一个进行解调，以产生一个从每个波束多达8个移动终端接收的单独的信息信号。

但是在离开图10的讨论之前，考虑某些实现的选择方案。首先，把连接到信道化处理器225的引线数目减少到每个信道一个波束形成器，信道化处理器225可以每个50kHz信道输出一个样值，依次地在24个样值多路复用帧，以24乘以单个50kHz信道的采样速率，亦即(24×13MHz0/192＝(13MHz)/8，这与1.625MHz输入I、Q流相同。于是，信道化处理器225可以只有单一个1.625MHz的I、Q输入和单一个也是1.625MHz的I、Q输出。另外，可以足够迅速地构造数字波束形成器，除单独的波束形成器外没有硬件，以完成所有24个50kHz信道和每个信道的所有8个时隙的波束形成。每个波束的这192个移动信号(每个信道8个TDMA时隙X每个波束24个50kHz信道)的每一个都从不同的方向接收，因而每一个可以具有为以下目的选择的不同的相关的一组127个波束形成系数：使按照所附参考文献中给出的公式计算的信号对噪音加干扰之比达到最大。这些系数按照以下方式用于时间表。

并行地在波束形成器226上从127个信道化处理器225接收一组127个样值，亦即每个卫星接收天线馈线一个样值，接收的样值对应于假定的24个信道时分多路复用中的第一个50kHz信道，同时，通过与第一127×127复元素矩阵相乘来组合所述127个样值，所述矩阵适合于将从所述最多127个移动终端20、在那一时刻以不同的波束但利用相同的第一个50kHz信道发射的信号最优化。然后，对于下一组对应于第二个50kHz信道的127个样值，使用第二组127×127波束形成系数，并且对所有24个信道都依此处理。连续循环使用24组127×127个系数、直至对于127个不同的波束中的至少一个正在使用的定时遇到时隙的边界为止。这个边界不一定要在同一时间出现在不同波束，于是时隙的移位可以在另一个波束之前的一个波束中出现，结果，移动信号从第一移动终端20到不同位置上的第二移动终端20变化。第一和第二移动终端20并不限于处在邻近位置上，只要对天线全凭到来的方向来分离它们的能力而言，它们两者的位置与在同一频率上发射的另一个移动终端20的位置兼容即可。当发生从第一移动终端20向正在发射的第二移动终端10转移时，最好所有127×127个系数都改变，以便重新使信号对噪音加干扰之比对每一个移动终端20都达到最优。但因移动终端在3分钟的电话呼叫过程中位置改变非常小，所以所有这样的系数都可以预先计算出来。继续使用新的一组系数直到遇到另一个波束中的另一个时隙边界为止，此刻另一组重新优化的系数投入使用。但是在每一个TDMA帧重复周期之后所使用的系数的模式必须重复。在最坏的情况下，对于24个50kHz信道中的每一个，对于8个时隙中的每一个都可能出现多达127个127×127系数矩阵的必要性，总计达3.93亿个复数系数。但这只是当今世界个人计算机上典型的可用存储器容量的2-8倍，因此对于为提供多达8×24×127＝24,384个电话呼叫的波束形成能力其成本并不是一个问题。

于是波束形成器226的一种实现方案包括许多这样安排的系数存储器、使得几组127×127系数可以作为一群来访问，只是通过以1.625MHz采样速率改变每一个新样值的系数组的地址来循环使用不同的几组127×127系数。应该强调指出，以上是可能出现的可能最大系数数目，而且可以通过安排使所有8个移动呼叫分配给同一个50kHz信道和接近波束方向可以使用同一组系数来把这个数目限制为24组127×127个系数，这要求它们彼此处于地球上某个距离以内，一般是50公里。

重新翻回图11，按频率信道和波束分离但仍旧多路复用为8个时隙的信号，从对应于两个卫星乘以两个极性波束的4个形成器226(示于图10)馈送到四重分集解调器227。这解调器227可以，例如按照Molnar和Bottmley在题为“干扰抑制与频率校正的结合”的美国专利No.5,878,093中公开的原理工作，所述专利附此作参考。这里重复一下这样一种解调器的主要原理。

每一次移动传输都包括一系列，例如156.25个符号时间长度的时隙，每个符号时间长度为192/13微秒。所述时隙中央的22个符号周期用来发射已知符号模式，或者同步字，它的左边和右边以66个数据符号为界。其余14.25个符号周期处在时隙的两端，并包括尾符、上/下斜坡和时隙之间的保护时间(guard time)。22个已知符号由解调器227用于信道估计，就是说，在所述传输中已知符号模式预期出现时间及其附近，已知符号模式与4个输入信号相关，以便为4个信道中的每一个产生至少3个信道系数，后者可以是称为C-早、C-准时和C-迟。然后总共12个信道系数用60+60个未知符号一次3个的假设由Veterbi最大似然序列估计器来处理所接收的属于所述时隙的信号样值，以便获得每个假设序列的似然量度。然后把具有指示最高似然量度的假设的数据符号序列作为解调的数据输出。

正如，例如，Hammar在题为“对用Veterbi信号分析中获得的二进制数产生质量因数的方法”的美国专利No.5,099,499中所公开的，Veterbi MSLE过程最好输出软符号判断，所述专利附此作参考。正如在Molnar和Bottomley的专利中所表明的，来自4个信道的信道系数可以或者用于使信号对噪音之比达到最大的最大比率组合运算、或者用于使信号对噪音和干扰之比达到最大的干扰抑制组合运算，后者除信道估计之外还要完成不同信道之间的互相关，以便确定所有4个信道之间噪音加干扰的相关性。干扰抑制组合最好针对假定的双卫星系统，因为可以在一个卫星上用到达方向分离的信号可能由于地理条件改变而在另一个卫星上完全不能分离。在解调器227中还需要包括时间校准缓冲区(延迟缓冲区)来补偿移动终端信号到每一个卫星100的不同传播延迟。

通常，移动终端20会定时发射、使得信号在指定时隙中到达主要服务卫星，亦即到达向移动终端20提供前向链路的卫星。然后所述信号才到达其他卫星，在时间上与其他时隙上的信号对不准，引起重叠，从而造成干扰。这可以按照上述方法用干扰抑制组合或者以利用从两个卫星和两个极性接收的所有4个信号对重叠的移动信号进行联合解调来解决。在例如，Molnar的题为“多个用户信号的联合均衡和检测的方法”的美国专利No5,887,035中和Bottomley的题为“联合信道估计的装置和方法”的美国专利No.5,822,380中描述了联合解调，或者用本申请人的题为“利用空间最大似然进行联合解调”的美国专利No.5,790,606中描述的方法，所有这些专利均附此作参考。

Dent和Ewerbring的题为“移动通信系统中的分集定向信道分配”的美国专利No.5,841,766中也描述了如何把TDMA载波时隙分配给选定的移动终端20，所述移动终端是这样选择的，即它们各自相对于两个卫星的位置允许TDMA时隙在两个卫星上同时达到校准而没有重叠。这涉及选择位于地面上沿着对传播到两个卫星100a，100b并准备在同一50kHz上行链路载波的不同时隙进行时分多路复用的信号而言时间延迟增量恒定的轨迹上移动终端20。上述专利附此作参考，它描述了在呼叫建立时根据分集接收的定时考虑和卫星天线阵列的到达方向鉴别向移动终端20信道的试探算法，并着重评估了空闲信道的每种选择，以确定不会在所需的一个或多个卫星上造成重叠干扰的信道和时隙，并且在那些选择中间确定一个在为把新的信号包括在内而修改前向链路波束形成系数之后支持所有进行中的对话所需要的卫星发射功率最小的信道。上列所附Dent和Ewerbring专利也依赖于这样一种技术，即利用固定波束形成系数来判定不同的一组若干个重用通信信道中每一个的最优接收方向，然后在呼叫建立时以在每一种情况下通信质量最优的最优的方式把移动终端分配给通信信道，并可能在每一次呼叫结束之后重新适配，以便使进行中的通信重新达到最优。

在解调器227中进行四重分集解调或联合解调之后，把时隙1至8的软信息输出到纠错编码器228。每一个纠错编码器228事实上都从离所述8时隙TDMA帧4个时隙的两个时隙接收信息，但是，可能不使用来自两个时隙的信息。TDMA上行链路允许移动终端2在两个时隙i和|i+4|上发射，只要第二个时隙至少临时不被另一个移动信号占用并要求额外的平均功率来维持链路质量。本申请人的题为“接收窄频带和宽频带信号用的双模式接收机”的美国专利No.5,668,837中描述了移动终端20如何从第一频率上的第一发射机接收第一时隙中的第一组编码的位，然后重新调谐以便从在不同的(或同一)频率上的第二发射机接收第二组编码位，然后对信号进行分集组合。本申请人的1995年7月12日提交的美国专利申请No.08/501,575公开了如何把卷积编码的信号分成在第一时隙中发射的第一组编码位和必要时在第二时隙中按传统方式发射以提高编码性能的第二组编码位，分析这两个时隙中所接收的信号以便确定所述位对所考虑的移动终端20是否想要的，然后通过例如译码器(未示出)中的纠错译码结合来自分类为想要的信号的软译码位。上列公开的专利和未决的申请书均附此作参考。

译码器最好永远组合所有的软信息，但是把不想要的软信息“冲掉”，亦即设置为零，使得它不影响译码结果。这样译码器每一次组合来自相距4个时隙的两个时隙软值；但是，对于特定的译码器假定不包含信息的来自一个时隙的软值被从连接到所述译码器的解调器输出信号中冲掉。允许而不冲掉时，使用两个时隙，称为“健壮方式”，并允许维持反向链路，尽管信号的通路上的障碍造成相当深的衰落。还应该指出，纠错译码器还包含去交错存储器，用来缓冲来自诸如ts1和ts5等几对依次出现的时隙的数据，然后对软值进行去交错，亦即在译码之前进行时间记录。这样，译码用的依次出现的软值可能来自所述帧的时隙1、前一帧的时隙5，下一帧的时隙1、当前帧时隙5等等等等。在一个帧中被冲掉的时隙在下一帧中可能不被冲掉、使得译码用的实际位序列可能包含由于去交错而随机冲掉，平均来说，第二时隙的一半的位被冲掉，而另一半不被冲掉。因此，平均来说，可以实现编码率的增益。

在一个实施例中，每一个卫星100只具有馈送上行链路转发器(图5)和馈送下行链路转发器(图8)的单一实例。单一馈送链路接收机102(图5)适合于接收所有地面站信号的重叠和，而单一馈送链路发射机(图8)向所有地面站200发射。在后一种情况下，所有8个1.2MHz子频带作为一个宽带(现在是13MHz×128＝1.664GHz带宽)馈送链路多路复用信号转发。获得这样数量的馈送链路频谱可能是不现实的，于是这个实现可能限于天线阵单元的数目或馈线的数目略小于127，或者总共分配的反向链路S-波段频谱小于9.6MHz，或者两者同时出现的情况。例如，利用63条天线馈线和4.8MHz的S-波段频谱给出416MHz馈送下行链路的要求，这是合理的。这样，除对缩放进行这样的调整之外，图8并无显著改变。天线152波束宽度必须宽得足以包含所有地面站地点，这降低了它的增益，而且必须用来自放大器151a和151b较高的功率，或者用较大地面站天线201a和201b直径(图3)221a和221b或图9补偿。

在一个实施例中，当接收多个地面站200信号的总和时，必须考虑馈送链路接收机102(图5)的操作。为了举例说明，假定有第一和第二地面站200，必须在时间上对准来自两个地面站200的发射、使得指定给卫星天线元号k(k＝1至127)的第一地面站200的时分多路复用的信号样值，紧接在来自第二地面站200的、卫星天线元k的信号样值之后，在卫星100上被接收。若来自不同地面站的信号同步，那么，它们的复值只在馈送链路接收天线101(图5)的空间中相加。类似地，从每一个地面站200发射的已知同步信号样值也相加。

为了在地面站200之间达到这样同步，必须向每一个地面站200提供连续反馈，以通知它它们的定时是早还是迟。这样卫星接收定时可以被指定为主定时并固定。不用向多路分解器118提供时间相关的DPS 119。多路分解器118以固定的主定时工作，而DSP 119把时间校正提供回地面站200。于是地面站200的责任是以卫星100要求接收的定时发射。

为了使DPS 119能够从它们各自的同步样值区分出多个地面站200单独的定时，建议同步样值序列应该构成正交码，而且不同的地面站200应该采用不同的正交码。正交码具有这样的特性，即当被正确地时间对准时，一个正交码与另一个正交码具有零相关，因为它们将处在初始起动阶段之后。Walsh-Hadamard码是一组可以使用的正交码的示例，只基于+/-1的序列。在本发明中，考虑具有每一个等于+/-j的替代的符号，并利用+/-1夹在中间形成Walsh码。当符号是+/-j时在实数部分的一半包括零值，而当符号是+/-1时虚数部分一半允许正交下变频器114的DC偏移，所述偏移量通过对假设为零的值求平均而由DSP 119决定，然后通过减去平均值来修正DC偏移量。

也可以使用纯Walsh码，而若Walsh码排除数字零，它们具有+1和-1相等的数目，这使DC偏移量可以通过求平均值来确定。若有必要，127个阵单元样值上的偏移量可以用不同的方式修正，也就是通过在地基波束形成器在数字上减去其值利用移动终端20确定的DC偏移量值，以便与上述MABF报告一起报告有关DC偏移量的信号测量结果。

若用RDQ，则不同阵单元可以这样决定相位，使得所有来自正交下变频器114的I、Q样值上的恒定的DC偏移量产生以射不到地球的倾斜角度的辐射波束。在反射器阵列的情况下，可以安排DC偏移量作为由周边天线馈线辐射的信号进行积累，例如对应于略微偏离美国西海岸照到太平洋，或者偏离东海岸照到大西洋。

于是，DSP 119可以适合于把多路分解的同步信道样值与所有地面站正交码相关，并确定定时误差、频率误差和相位误差。恒定的相位误差是无所谓的，因为这对所有阵单元信号是共同的，因此并不影响它们的相对相位。变化的相位误差则会作为频率误差(相位变化速率＝频率误差)显示出来，如果太大，则需要修正。但是给定的地面站200应该能够准确地预测卫星相对于他本身的运动(这是多普勒频率误差的原因)，而且能够通过推算定位、亦即开环来预先补偿它发射的频率。地面站200可以真正确定偏离馈送下行链路信号的多普勒频移，并相应地修正它的馈送上行链路传输频率。但由DSP 119测量的定时误差必须向每一个地面站200报告，尽管地面站200用测得的多普勒频移来预先补偿定时漂移，以免累积增大的定时误差。于是所测得的定时误差可以用来调制图中所示的加到图8多路复用器141a和141b的信道(0)的、利用下行链路同步+校正(sync+cal)信道多路复用的信号。

很可能每个地面站的简单的早/迟位就足以允许每一个地面站200根据所接收的早/迟位来调整它的定时，以便与现在固定的卫星多路分解器118的定时校准。其他遥测信息可以与所发射的同步+校正(sync+cal)信息多路复用，反之远程命令可以用从地面站200接收的sync+cal信号调制或多路复用。这样的调制或多路复用可以，例如通过对分配给地面站200的正交sync+cal序列进行反相或不反相，于是传达二进制1和0的序列，这会在远程命令译码器中被译码。卫星100可以这样构造、使得远程命令只利用指定的正交序列来解调和译码，于是决定了利用所述序列的地面站200是主站。若想利用不同的地面站200作为主站，则会用旧的主站交换正交码，而卫星现在会对由新的主站发射来的远程命令信息进行译码，于是提供地面控制站的冗余。

一旦来自不同地面站200的馈送链路信号已经如上所述地在时间上对准，转发器的线性保证来自不同地面站波束形器211的信号和所建立的波束和信号刚好就是由这些波束形成器211瞄准建立的波束和信号的全体。当然，任何两个波束形成器211都不应该在同一时间在同一频率上瞄准建立重叠的波束，这是以把某些方向上的某些频率和时隙的控制分配给给定的波束形成器211的方法为前题的。最简单的方法是分配要由不同的波束形成器211控制的不同频率，但是所分配的频率数现在可能随着通信量从一个地面站200向另一个地面站的转移而动态改变。波束形成器211的信号之和建立的波束和信号刚好就是想要由这些波束形成器211建立的波束和信号的整体。当然，没有两个波束形成器211想要在同一时间在同一频率信道上建立重叠的波束，现在预先假定一种方法来把某个方向上的某个频率和时隙的控制分配给给定的波束形成器211。本发明可以与提供智能通信量管理的管理系统(未示出)合作地工作，所述系统优化各个移动终端呼叫的处理和路由。

通信量从一个地面站200转移到另一个地面站的必要性并不一定是由于技术上的原因，但也有由于管理上的原因，例如当诸如墨西哥、美国和加拿大等多个管理局共享一个卫星系统时。管理上可以要求通信量的来源和目的地处于由所述地域的地面站200处理的同一地域。世界另一区域甚至会产生管理上的问题，由于非技术上的原因而要求在地面站之间划分通信量。这些要求可以通过刚才描述的实现方案来满足。本发明的实现方案可以导致卫星硬件的某种简化，例如，若不想以固定的方式把频带在不同的地面站200之间分割，则图7的频带分割滤波器137a，137b可能消失。地面站200与卫星100的时间同步准确度必然在某种程度上低于一个多路复用样值，或许误差小于1ns(纳秒)。但是，卫星上把样值特别分配到SSPA可能造成对定时误差比对其他低得多的灵敏度。

确实，在本发明另一个新的方面，考虑到没有同步(sync)信道的时刻，同时所有128个信号都是阵单元信号。另外，假定漏过一整个样值周期，使得SSPA 2接收原想给SSPA 1的驱动信号；SSPA 3接收原想给SSPA 2的驱动信号等等。(转回来SSPA 1接收原想给SSPA128的驱动信号)于是把信号施加在Butler阵列129只是转了一个位置。因为Butler阵列129完成Fourier转换，把循环信号Fourier转换分量在时间上移动一个样值刚好在相位上改变0度(对于输出1)，2Pi/128(对于输出2)；4Pi/128(对于输出3)等等，可以看出，施加在天线馈线上的信号只是在相位上改变了。

若在相对相位上只错2Pi/128几倍的Butler阵列129相邻的输出驱动相邻的天线馈线，则即使假定总的定时误差为一整个多路复用样值周期，由一组相邻的天线馈线形成的所需的波束几乎根本不受影响。当利用其他Butler阵列129和多路复用格式，诸如120个天线元用的可以与8个15+15端口Butler阵列129的8×15多路复用时应用同一个原理。即使在使用8×16多路复用时，16样值中的一个专用于sync信道，尤其是定时误差比假设的一整个样值小得多时，对定时误差不敏感原则仍旧适用。这样，适当命令从SSPA 128到选项Butler阵列129的输出赋予定时误差明显的不敏感性。

用同样的方法，当把多路复用信道任选地分配给Butler阵列端口时，对滤波器111+滤波器117a，117b不是非Nyquist而造成的样值间干扰(ISI)的敏感性没有许多人想的那么大。之所以得出这样的结果，这是因为来自前一个样值的ISI等效于时间移位信号，但它只对Butler阵列输出端上的信号产生相位变化，加上来自受到某种程度衰减的sync信道的干扰量。确实，已经认识到，Butler阵列的作用是把馈送上行链路的脉冲响应变换为“频率响应”，但它不是给信号频谱加权，而是把加权函数应用于向天线馈线的所有输出。这可以通过把加权函数的反函数应用于按理想应该由馈线辐射的信号来在地基波束形成器211上加以补偿。或者，可以使用时域预均衡器在传输之前改变样值，来补偿通过馈送链路的传输中的ISI，从而把这个困难的任务留给卫星100。

有鉴于此，深思这样的问题是有意义的，即，利用多馈反射面天线而没有波束形成亦即每个波束一个馈线的简单卫星100可以使用时分复用馈送链路把不同馈线的信号从地面站200传输到卫星100，不需要同步因而不需要同步信道的时分复用系统。因此，失步(mis-synchronization)任何整数m个样值只是把从Butler阵列129输出到馈线(n)的信号相位旋转恒量2Pi/N，它对信号由移动终端20的可接收性没有影响。另一方面，失步整数个样值加上半个样值把余弦平方根加权用于Butler阵列输出振幅，从而使它们的一半处在要求功率电平一半以下。但若时分复用信号以，例如样值速率的两倍的速率过采样、以便获得多路分解器118的多路分解输出数目的两倍，并将其用以驱动连接到过定维的Butler阵列129的SSPA 128的的两倍，则只有其输出的一半连接到各自天线馈线，于是可以减轻采样差错几分之一的馈线中的功率变化。

于是，可以构建不要求在多路复用器和多路分解器之间同步的时分复用馈送链路。只有会引起相当于频率误差的相位变化率的系统定时漂移才会感觉出来。每秒一个样值的漂移会在一个波束中引起0Hz的频率误差，在另一个波束中引起1/N Hz，在第三个波束中引起2/N Hz等等，最大(N-1/N)Hz，接近1Hz。因此采样频率误差直接变换为同样数量的最坏情况频率误差，因而若移动终端20可以接收100Hz频率误差，那么，只要在100Hz准确度内多路分解样值速率等于多路复用采样速率即可。这个原理也可以通过简单地应用相当于多路复用频率误差对于馈线n放大n/N的频率修正扩展到采用要求几个馈线同相的波束形成的系统，因而不需要同步信道。另一个有用的方案包括利用，例如8个16路多路复用信号，每个1/8采样速率，而且所有都一起同步。处于几个多路复用器之一的16个多路复用信道中的一个和相应的多路分解器可以专门用于同步信道，若有必要，例如对于所有多路复用器和多路分解器，因而提供7个子组的16个相干信道和一个子组的15个相干信道，用来驱动127个SSPA或天线元，其中只在子组之间需要相干性。

显然，本发明巨大的灵活性和复杂性结合起来提供了巨大的改变机会。确实，在不脱离后附权利要求书定义的本发明范围的情况下本专业技术人员可以对以上讨论中的示例性详细参数作出许许多多这样的改变。

Claims (50)

1.一种用以在多个移动终端和卫星地面站之间提供通信的通信卫星系统，所述系统包括：

至少一个轨道卫星，它包括卫星双极性接收天线，所述卫星双极性接收天线包括多卫星天线元，后者从所述多个移动终端接收第一和第二极化信号，其中所述第一极化信号对应于所述双极性中的第一极性，而所述第二极化信号对应于所述双极性中的第二极性；

所述卫星上的第一转发器，它处理从所述移动终端接收的所述第一极化信号，以便把所述第一极化信号转换为用于利用第一馈送链路极性发送给卫星地面站的第一馈送链路信号；

所述卫星上的第二转发器，它处理从所述移动终端接收的所述第二极化信号，以便把所述第二极化信号转换为用于利用第二馈送链路极性发送给卫星地面站的第二馈送链路信号；

所述卫星地面站上的地面站双极性接收天线，它接收所述第一和第二馈送链路信号，所述地面站双极性接收天线包括多个地面站天线元，后者从所述卫星接收第一和第二馈送链路信号；

双信道接收机，它连接到所述地面站双极性接收天线，对所接收的第一和第二馈送链路信号进行放大、滤波、下变频和数字化，以便产生与在所述多个卫星天线元的每一个上所接收的所述第一和第二馈送链路信号和所述双极性的每一种极性对应的数字样值流；以及

分集解调器，它连接到所述双信道接收机，它组合所述数字样值流，以便重现由所述多个移动终端发射的信息。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述卫星双极性接收天线是一种包括双极性阵单元的直接辐射阵列。

3.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述卫星双极性接收天线包括多个双极性天线馈送单元和反射器。

4.如权利要求3所述的系统，其特征在于：所述多个双极性天线馈送单元位于所述反射器的焦平面以外。

5.如权利要求3所述的系统，其特征在于：所述多个双极性天线馈送单元利用Butler阵列耦合。

6.如权利要求4所述的系统，其特征在于：所述多个双极性天线馈送单元中所选择的各子组利用减小了复杂性的Butler阵列耦合。

7.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述第一和第二转发器把从多个卫星天线元中的每一个接收的信号下变频为复基带(信号)，以获得相应的同相(I)和正交(Q)信号。

8.如权利要求7所述的系统，其特征在于：所述第一和第二转发器中的每一个都使用正交时分复用来对与不同天线元的同一极性对应的所述(I、Q)信号进行多路复用，以便获得第一和第二馈送链路基带信号。

9.如权利要求8所述的系统，其特征在于：将所述第一馈送链路基带信号上变频为第一馈送链路频率，以便获得所述第一馈送链路信号，并且将所述第二馈送链路基带信号上变频为第二馈送链路频率，以便获得所述第二馈送链路基带信号。

10.如权利要求9所述的系统，其特征在于：所述第一和第二馈送链路频率是相同的频率。

11.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述地面站上的所述数字样值流包括复数字样值，后者具有实部(同相或I)样值流和虚部(正交或Q)样值流。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述双信道接收机使用正交时分多路分解对来自每一个信道的所述信号进行多路分解，从而获得所述复(I、Q)数字样值流。

13.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述分集多路分解器利用受若干个复波束形成系数控制的波束形成来组合所述数字样值流。

14.如权利要求13所述的系统，其特征在于：任何情况下用的所述波束形成系数的数目等于所述数字样值流的数目乘以所述任何情况下在所述至少一个轨道卫星上的同一频率信道上从所述多个移动终端接收的信号数目的乘积。

15.如权利要求13所述的系统，其特征在于还包括波束形成器和与所述双极性中的每一种极性对应的波束形成系数。

16.如权利要求13所述的系统，其特征在于：所述波束形成系数独立地优化对来自所述多个移动终端的每一个的信息的解调。

17.如权利要求15所述的系统，其特征在于还包括用于通过给定频率信道从所述多个移动终端同时接收的每一个信号的单独的解调器，所述单独的解调器还组合来自所述波束形成器的输出，以便对来自所述多个移动终端的信息进行译码。

18.如权利要求17所述的系统，其特征在于：所述单独的解调器使用借助于包括在所述多个移动终端的发射中已知的符号估计的组合系数。

19.如权利要求13所述的系统，其特征在于：所述波束形成系数是固定的并对应于来自一组固定方向的优化接收。

20.如权利要求16所述的系统，其特征在于：所述波束形成系数是固定的并对应于来自若干个固定方向的优化接收，并且所述多个移动终端被分配使用一组所述波束形成系数，后者对应于来自所述多个移动终端位置中每一个最接近的方向的优化接收。

21.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述分集多路分解器包括对应于通过给定频道同时从所述多个移动终端接收的每一个信号的分开的解调器和译码器。

22.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述各分开的解调器中的每一个处理都连同在分配给所述多个移动终端之一的时隙接收的信息以及在这样的时隙中接收的信息，所述这样的时隙在某些TDMA帧中分配给所述多个移动终端中相同的一个、而在其他TDMA帧中分配给所述多个移动终端中不同的一个。

23.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述分集解调器利用加权系数来组合与不同的卫星天线元、不同的极性和不同的时隙对应的样值，以便优化从所述多个移动终端中的每一个接收的信息的译码。

24.如权利要求1所述的系统，其特征在于：所述分集解调器适合于进行数字信道分离，以便把所述每一个数字样值流分离成为具有降低了采样速率的数字样值流，每一个降低了采样速率的数字样值流对应于若干个频率信道中的一个。

25.如权利要求24所述的系统，其特征在于：所述分集解调器适合于进行用于每一个所述频率信道的数字波束形成，以便组合所述降低了采样速率的数字样值流中对应于的同一频率信道的一些数字样值流。

26.一种用以在多个移动终端和卫星地面站之间提供通信的通信卫星系统，所述系统包括：

至少两个轨道卫星，每一个包括多单元、卫星双极性接收天线，后者包括多个卫星天线元，所述多个卫星天线元从所述多个移动终端接收信号，所述每一个卫星都具有双信道转发器，后者转发由每一个所述多个卫星天线元接收的信号，以便在来自同一卫星的不同卫星天线元的信号之间保持相对相位和振幅；

至少一个地面站，它包括至少两个接收天线，所述每一个接收天线朝向所述至少两个卫星中相应的一个，以便接收从所述相应的卫星向所述地面站发射的转发信号；

在所述至少一个地面站上的分集接收机，用以联合处理从所述至少两个卫星中的一个发射的并由所述至少两个接收天线接收的转发信号，以便对所述移动通信终端发射的信息进行译码。

27.如权利要求26所述的系统，其特征在于：用于所述每一个轨道卫星的所述多单元卫星天线是包括双极性阵单元的直接辐射阵列。

28.如权利要求26所述的系统，其特征在于：用于所述每一个卫星的所述多单元卫星天线包括多个双极性天线馈送单元和反射器。

29.如权利要求28所述的系统，其特征在于：所述多个双极性天线馈送单元中的各个馈送单元位于所述反射器的焦平面以外。

30.如权利要求28所述的系统，其特征在于：所述多个双极性天线馈送单元利用Butler阵列耦合。

31.如权利要求28所述的系统，其特征在于：所述多个双极性天线馈送单元中每一个的选定的子组利用减小了复杂性的Butler阵列耦合。

32.如权利要求26所述的系统，其特征在于：所述双信道转发器中的每一个利用正交时分复用来在来自同一卫星不同卫星天线元的信号之间保持相对相位和振幅。

33.如权利要求26所述的系统，其特征在于所述分集接收机包括：

多个多路分解器，用以把从每一个卫星接收的信号分离为与不同卫星天线元对应的单独的信号；和

多个信道化器，用以进一步按频率信道分离每一个所述单独的信号，以便获得信道化信号。

34.如权利要求33所述的系统，其特征在于还包括多个波束形成器，用于每一个所述频率信道，以便把与同一频率信道对应的所述信道化的信号中的一些加以组合，以获得波束形成后信号。

35.如权利要求34所述的系统，其特征在于还包括多个分集解调器，用以把与同一频率信道和波束方向但与不同的卫星对应的波束形成后的一些信号加以组合，以便对所述移动通信终端发射的信息进行译码。

36.一种具有至少一个卫星的用以在多个移动终端中至少一个和至少两个地面站中的一个之间提供通信的通信卫星系统，所述系统包括：

多个馈送链路天线，它们从所述至少两个地面站接收馈送链路信号；

单独的多路分解器，它连接到对每一个馈送链路信号进行多路分解以便获得功率放大器驱动信号的每一个馈送链路天线；

多个组合器，它把与同一个功率放大器对应的但从所述地面站中不同的几个接收的功率放大器驱动信号加以组合以获得组合的驱动信号；

功率放大器，它放大对应的组合的驱动信号，以便获得发射信号；以及

多单元发射天线，它连接到所述功率放大器，发射所述发射信号，以便形成沿多个方向的传输波束，用以向所述多个移动终端传送信息。

37.如权利要求36所述的系统，其特征在于：所述多单元发射天线是直接辐射阵列，每一个辐射单元与所述功率放大器中对应的一个一对一地耦合。

38.如权利要求36所述的系统，其特征在于：所述多单元发射天线包括多条天线馈线和反射器，所述多条天线馈线利用至少一个Butler阵列耦合到所述功率放大器。

39.如权利要求38所述的系统，其特征在于：所述多条天线馈线位于所述反射器的焦平面以外。

40.如权利要求36所述的系统，其特征在于所述多个组合器包括：

多个上变频器，它们把所述多路分解后的功率放大器驱动信号中的每一个上变频为发射频带，所述发射频带对所有源自同一地面站的所有功率放大器驱动信号是相同的，而对于源自不同地面站的功率放大器驱动信号是不同的；以及

多个信号加法器，它们把与同一功率放大器用的驱动信号对应的上变频后的信号相加，以便获得所述组合后的驱动信号。

41.一种具有至少一个卫星的用以在多个移动终端中至少一个和至少两个地面站中的一个之间提供通信的通信卫星系统，所述至少一个卫星包括：

馈送链路天线，用以从所述至少两个地面站接收馈送链路信号；

下变频器，用以把所述接收的馈送链路信号下变频为包括同相(I)信号和正交(Q)信号的复基带信号；

正交多路分解器，用以对所述I和Q信号进行多路分解，以便获得与同步信道和多个功率放大器驱动信号信道对应的多路分解后的信号；

同步处理器，用以处理与所述同步信道对应的多路分解后的信号，以便确定从每一个所述地面站接收的信号的定时误差；以及

馈送链路发射机，用以向所述地面站发射所述定时误差，使得每个地面站都可以通过提前或推迟它的发射定时来修正它们各自的定时误差。

42.如权利要求41所述的系统，其特征在于还包括：

上变频器，用以把所述功率放大器驱动信号上变频为用于向所述移动通信终端发射的频带，以便获得上变频后的驱动信号；

功率放大器，用以放大相应的上变频后的驱动信号，以便获得发射信号；以及

多元天线，它连接到所述功率放大器，用以发射所述发射信号，使多个定向传输波束得以形成，用以把信号传送给所述移动通信终端。

43.如权利要求42所述的系统，其特征在于：所述多元天线是直接辐射阵列，具有多个辐射单元，后者与所述功率放大器中对应的一个一对一地耦合。

44.如权利要求42所述的系统，其特征在于：所述多元天线包括多条天线馈线和反射器，所述多条天线馈线利用至少一个Butler阵列耦合到所述功率放大器。

45.如权利要求44所述的系统，其特征在于：所述多条天线馈线位于所述反射器的焦平面以外。

46.如权利要求42所述的系统，其特征在于：源自所述地面站中的一个的所述多个定向波束中相同的一个辐射的信道频率分量，不同于源自所述地面站中不同的一个的相同的或重叠的波束同一时间辐射的信道频率分量。

47.一种在多个移动终端和多个地面站之间利用至少一个轨道卫星进行通信的方法，它包括以下步骤：

把不同信道频率分配给位置如此靠近的所述移动终端，以避免要在所述移动终端发射的信号之间进行识别，并把同一信道频率重新分配给相隔足够远的移动终端中的另一个，以便允许区分从所述移动终端发射的信号；

把所述多个移动终端分成多个组并分配准备由相应的地面站服务的每一个组；

在每一个地面站上并根据准备向多组被分配由所述地面站服务的移动终端传送的信息，利用波束形成系数来形成一组天线阵列驱动信号，用以向所述至少一个轨道卫星发射；

在每一个所述地面站上对所述组在所述地面站上形成的天线驱动信号进行正交多路复用，以便形成正交多路复用信号；

把所述正交多路复用信号上变频为对所有地面站是共同的馈送链路频率，以便在每一个地面站上获得馈送链路信号；

从每一个地面站向所述至少一个轨道卫星发射所述馈送链路信号；

在所述卫星上接收来自所述第二多个地面站的所述馈送链路信号的重叠总和；

对所述接收的馈送链路信号总和进行正交多路分解，以便获得重构的天线阵列信号；以及

利用所述重构的天线阵列驱动信号来形成所述至少一个卫星上的多元天线用的相应的放大了的发射信号，使得所述发射天线在相应的定向波束中向所述多个移动终端中的每一个辐射信号，每一个信号源自被分配来服务于相应的移动终端的地面站，而每一个相应的波束方向由所分配的地面站通过选择所述波束系数来控制。

48.如权利要求47的方法，其特征在于还包括以下步骤：

使每一个地面站上的所述正交多路复用与所述至少一个轨道卫星上的所述正交多路分解同步。

49.如权利要求48所述的方法，其特征在于：所述使每一个地面站上的所述正交多路复用与所述至少一个轨道卫星上的所述正交多路分解同步，是利用从所述至少一个轨道卫星接收的定时误差反馈信号达到的。

50.一种利用多波束天线进行发射、从地面站向卫星发射信号的方法，它包括以下步骤：

把准备利用所述多天线波束中不同的天线波束发射的每一个信号的样值装配成矢量；

进行所述矢量的正交变换，以便获得变换后的矢量；

对变换后的矢量进行正交多路复用，以便获得正交多路复用信号；

把多路复用信号正交调制为馈送链路频率，以便获得馈送链路信号，并把所述馈送链路信号发射给所述卫星；

在卫星上对所述馈送链路信号进行接收、下变频和正交多路分解，以便获得功率放大器驱动信号；

把功率放大器驱动信号正交调制为用于从所述卫星发射的频率，并利用相应的正交调制信号驱动一组功率放大器；以及

利用Butler阵列把放大了的信号从所述功率放大器耦合到多重馈线反射面天线，以便通过耦合来完成反向正交变换，从而提高对所述正交多路复用和所述正交多路分解失步的不敏感性。

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