CN1466810A - 大输出功率高频谐振负载逆变器 - Google Patents

Abstract

一种将IGBT用在高频(75kHz－500kHz)大功率(10kW－5MW)并带有串联谐振负载的逆变器中的新控制策略，一种一般地使用在感应加热中的拓扑结构。该策略将IGBT的应变要素变为更适合IGBT特性和内在特性的总应变图。与标准的控制方案相比，这样会使IGBT操作更加有效，从而大大增加逆变器的最大输出功率。这使基于IGBT的逆变器同MOSFET逆变器即这类应用中现有技术状态相比，成为更为廉价的替换品。

Description

大输出功率高频谐振负载逆变器

本发明涉及用于提供增加的输出功率的大功率、高频谐振负载逆变器系统。

由于要求的电压值(在DC环节约为700V)的原因，在这样的应用中没有直接使用MOSFET。MOSFET内部的二极管不能被用作换流二极管，因为流过这个二极管的电流建立了可能接通寄生BJT的条件。由互补MOSFET的接通所引起的在反向导电MOSFET上急剧的电压上升，导致了在此情况下破坏性的故障。通过仔细监视转换器就可以避免不必要的MOSFET接通，但是完全可靠的解决方案只有与MOSFET漏极串联的二极管和外部换流二极管。后一种方法比较昂贵。

IGBT一类器件没有内部二极管。这是因为提供集电极漂移区电导率调制的结起串联二极管的作用。结果可以选择良好的外部换流二极管而不需要任何串联二极管。IGBT是一种广泛应用的器件，是大量生产出来的。与所述电压值和功率范围在10kW-15kW的MOSFET相比是廉价的元件。如果MOSFET应用中需要串联的二极管，那么，MOSFET器件和IGBT器件之间在成本上的差别就更大。即使由于在75kHz-500kHz范围的较高开关频率范围内而需要IGBT严重降低定额值，IGBT解决方案也比MOSFET解决方案可能更有吸引力。基本上正是由于成本方面的原因构成了开发基于IGBT解决方案的动力。

还有这样一种事实，在MOSFET芯片之间的参数分布远大于例如在NPT IGBT芯片之间的参数分布，这使得IGBT芯片比较容易并联。在带有大规模并联的大型MOSFET逆变器中，在关断期间电流分配还是一个问题。

在这些高频上IGBT典型的问题是必须实现的严重降低额定值。因此本发明的目的就是要提供一种新的控制原理使这样的降低额定值实质上变得不严重，使IGBT解决方案在成本和体积上具有更大的竞争力。

因此，依据本发明开发了一种IGBT用在具有串联谐振负载的高频(75KHz-500kHz)大功率(10kW-5MW)逆变器中时的新控制策略，一种一般地用在感应加热中的拓扑结构。该策略将IGBT应变(strain)元件变为更适合IGBT特性和内在特性的总应力(stress)图。这使IGBT运行得更加有效，从而同标准控制方案相比，大大增加逆变器的最大输出功率。这使基于IGBT的逆变器同MOSFET逆变器即这类应用中现有技术状态相比，成为更为廉价的替换品。而且，本发明提供了一种更为有效的使IGBT去应力的方法，使它们能够处理在这种高频下的损耗。

依据本发明，该系统包括再被分成各个部件的逆变器器件，每个部件包括两组电流开关，每组具有串联连接的两个IGBT(绝缘门极双极性晶体管)开关装置，每组在所述装置的中点上有一个输出，用于为具有LC谐振补偿的功率负载上的一个相应的输入端馈电，以及控制每组的每个IGBT开关装置的主驱动器电路。

依据本系统的一个特征，一个功率变换器连接在所述输出和所述输入端之间。

适合地，通过将所述主驱动器单元输出的驱动器信号每次提供给一个部件，逆变器器件以一个比LC谐振频率更低的降低的开关频率运行。从而使开关频率变为所述谐振频率的1/n，n是部件数量。

合适地，所述LC谐振补偿是LC串联谐振补偿，并且所述部件在这种情况下具有一个DC电压功率源。可选择地，所述LC谐振补偿是LC并联谐振补偿，所述部件在这样的情况下具有DC电流功率源。

在另一实施例中，所述的逆变器器件通过将所述主驱动器单元输出的驱动器信号同时提供给所有部件以使所有部件仅在一个循环的开关频率期间传递电流输出，以低于LC谐振频率的降低的开关频率运行，从而使所有部件以所述谐振频率的1/n来传递电流输出，n是部件数量。在这种情况下，从所有部件输出的电流加起来在所述LC串联谐振补偿输出负载上产生振荡，因此，以所述速率向所述LC串联谐振补偿负载提供连续正弦输出电流、功率，并且因此以1/n速率提供脉冲整形的输出电压。

合适地，逆变器器件提供的运行频率在75kHz-500kHz范围，而输出功率在10kW-5MW范围。

所定义的和在如下说明中将进一步说明的，以及在权利要求中所定义的系统，适合于例如运行在感应加热或接触焊接操作器件的电感性负载中。

应该注意到在IGBT一类的上下文中的术语“开关装置”可能是一个单独的IGBT，如在附图非限制例子所表示那样，也可能是至少两个IGBT并联。

下面将参考附图进一步说明本发明，表示本发明系统非限制例子。

图1a表示逆变器测试电路的拓扑结构，图1b表示其相关波形。

图2a表示类型为Eupec FF200R12KS4(称为FF200)的IGBT的关断、接通和导通损耗测量，图2b表示具体的损耗[mJ/A]。电流是在接通状态下的峰值电流。导通损耗是在300kHz时的每个循环导通能量损耗。

图3表示再分为多个部件的串联补偿逆变器的电气连接，其中降低定额值是通过降低有效开关频率而不是降低电流密度而实现的。

图4表示再分为多个部件的串联补偿逆变器的电流和电压波形，其中降低定额值通过降低有效开关频率而不是降低电流密度而实现的。

图5a、5b和5c表示类型为Eupec FF200的IGBT的数据，即对于不同数量电流部件分别为IGBT电流值、每个H桥的输出功率和每个IGBT的功率损耗。

图6是再分为多个部件的并联补偿逆变器的例子，其中降低定额值通过降低有效开关频率而不是降低电流密度而实现的。

图7表示使用四个部件的电流和电压波形。

图8是关于再一个实施例，该实施例是再分成多个部件的串联补偿逆变器，其中降低定额值通过降低有效开关频率而不是降低电流密度而实现的。

为了理解新控制策略，必须研究对于这种应用的IGBT中的损耗图。在这样的高频下，关断损耗是主要的，并且非常大。在正常电流值上，该器件将会因过热而很快被损坏，所以必须执行去应力。简单的电流下降将使逆变器可靠，但是电流值会变得非常低。这样，该器件看起来就不会很合适。

因而，需要考虑IGBT的特性。关断损耗测量表示这些损耗不随电流线性变化，如图2所示。在较低电流值上关断损耗与电流比率同在较高的电流值相比是比较大的。这表示仅仅降低IGBT电流值是实现去应力的较差方式。同较高电流时可达到的相比，关断效率非常差。这种新控制策略保证了有效的高电流关断，但仍能给出希望的IGBT损耗值。这是通过让输出电流在逆变器中不同部件A-D之间循环来实现的，见图3a、3b和4。

图3和图4所示的顺序控制方法与串联补偿逆变器相关。图3表示了电气连接。应该注意到图3a表示在部件输出和串联补偿负载之间具有一个变压器的实施例。但是，可以不需变压器，如图3所表示的那样。图4表示电流和电压波形。电气连接本身不一定引入新东西，传统逆变器总是具有相同的接线。不同之处在于主驱动器电路中，其中逆变器再分为不同时切换的各个部件，但是遵从图4所示的模式。

通过这种切换模式，实现了通过降低的开关频率而不是减小电流的去应力。图4表示IGBT开关频率比谐振频率低多少。一个部件传导整个输出电流，但是减少了无电流阶段。无电流阶段的数量等于部件的数量减1。对于在图3上表示的和在图4中表示代表的四个部件，部件A-D具有三个无电流周期。减少的开关应力使IGBT在比如果IGBT在每个周期都切换的情况，如在每个循环中分配相等电流的标准并联运行中，要在更高的电流值下运行。IGBT的高电流运行保证了最有效地关断，或者准确地说，最小关断损耗与电流的比率。这就提高了晶体管的效率，并且对于给定IGBT损耗值，输出功率增加了。图5表示对于不同部件数量而言增强的最大功率输出。该图的依据是图2中的测量。

该器件适当使用为更高开关速度而设计的来自Infinion Technologies的新一代NPT(非击穿)IGBT。但是，使用PT(击穿)IGBT一类的逆变器通过引入新颖的控制策略，将表现出可比拟的输出功率增加。

传统的逆变器是一种仅带有一个部件并且所有IGBT在这个部件中并联的逆变器。当使用多于一个部件时，在每个部件中几个IGBT的并联连接是一种实现希望输出功率的方式。另一种可能是一种模块系统，其中每个模块是一个完全的系统，如图3所示。

还没有讨论的一种效果是无源IGBT将起电容性缓冲器的作用，并减少IGBT的关断，因此在电感性切换过程中具有进一步的优势。这种效果没有包含在图5中。但是，在电容性切换过程中，当IGBT接通确定电压升高时，电容性缓冲器增强了损耗，这是一个缺点。但是，电容性切换仅出现在负载急剧过渡期间，象在负载短路瞬间的开始时那样。

到现在为止的所有附图说明了串联补偿逆变器。但是，这种控制策略还可以用在并联补偿逆变器上，其为电流馈电型。如图6所示。象图7所表示的那样，电流块是矩形的并且输出电压是正弦的，但是原理是等同的，益处是可比拟的。应该注意到图6表示了在部件输出和并联补偿负载之间具有变压器的实施例。但是，可能不用变压器，如图6b表示的那样。

这个原理的一个有趣的副作用是使用部件之间不同时序可能实现非常有效的负载阻抗匹配，如图8所示。对于串联补偿逆变器这是可能的。负载阻抗匹配是感应加热的一个关键点。

在图4中，每个部件每四个周期承载电流。逆变器每个周期切换，并且逆变器的输出电流在四个部件之间循环。图8给出了安排切换模式的另一种方式。这里，所有四个部件在相同的周期中导通电流，逆变器输出仅仅每四个周期切换。在这些切换之间，负载电流将发生振荡，到负载的功率由在振荡LC电路中存储的能量供给。(负载在图4中用可变电阻器表示。)在这个时间间隔中，负载电流将减少，如图8所示的那样。当递变器输出切换时，DC环节向负载传递功率，并且还加强了振荡LC电路中存储的能量。因而LC电路有效地起到了能量存储装置的作用。

在图4中，输出电压被定义成等于1，而输出电流等于1。因此，等于1的功率被传递到等于1的负载阻抗中。在图8中，其中所有四个部件在相同周期中承载电流，输出电压等于1/4，而输出电流等于4。因此，等于1的功率被传递到等于1/16的负载阻抗中。根据被使用部件的数量，可以是不同的切换模式。四个部件可以是三种模式，其中两种在这里说明。第三种可能性是让两个部件同时承载电流，供应等于1/4的阻抗。

值得注意的是，依据图4和图8的开关损耗将是相同的，因为这些部件承载相同的电流。差别出现在无源周期中。在图4的情况下，输出将切换，但是IGBT将不承载电流。在图8中，输出将不切换，IGBT将恒定接通或关断。电流将在较低或较高的IGBT中循环。这将在图8的控制方案中引起额外的导通损耗，同图4的情况相比导致在某种程度上较大的总体损耗。为了将这些损耗降低到希望值，同时使用图8中的切换模式，电流因此还有最大输出功率必须稍微偏小些。

结论是在带有四个部件A-D的图4和图8的情况下，相同的逆变器能够传递(近似)相同的功率给由因素16来区分的负载阻抗。在部件共享逆变器中，可以用较宽范围的负载阻抗，而逆变器传递接近额定的输出功率。同其它的控制原理或策略相比，这是很有优势的，其中，在半导体器件中的电流必然与负载阻抗降落成比例地增加，以便传递恒定的输出功率。这种效果的结果在MOSFET逆变器中是严重的，其中由R_DS，on引起的损耗是主要的。

参考图8，将注意到，同图4所示的情况相比，部件之间的时序是不同的，这将使得逆变器用仅仅稍微高的损耗向更小的负载阻抗1/16传递相同的功率。

当IGBT切换更少时，驱动功率就减少了。在这些频率上大量并联连接时，驱动功率令人吃惊地大，并且使用四部件A-D降低到1/4是方便的特性。另一个积极的特性，是在并联模块和芯片之间分配的电流在部件共享的逆变器中不会引起什么问题。其主要原因是电流值，因而导电电压降落将增加，这将使电流分配稳定。另外，很少芯片将分配这个电流，并且它们将更离得更近。此外还有使用IGBT芯片(NPT-类型)，其不象MOSFET芯片那样存在参数分布。

从而，本发明提供了一种IGBT用在高频应用中的新控制策略，其中，为了处理开关损耗，必须执行IGBT去应力。该略策除了其它事情之外，导致下述益处：降低的IGBT损耗；较少的IGBT芯片分配负载电流；有效的阻抗匹配特性；由标准的IGBT模块代替昂贵的传统设计的MOSFET模块；对高频和低频应用可能使用相似技术。

这种创造性的新控制策略的实施将会使在大功率高频率产品范围的产品有很大改善。本发明还大大超过下述缺点：增加驱动电路的复杂性；同MOSFET逆变器相比稍微降低效率；使用标准的IGBT模块暗含比本发明应用需要更多的换流二极管，额外的换流二极管是电容性切换过程中的缺点。

Claims (12)

1.一种用于提供增加的输出功率的大功率高频谐振负载逆变器系统，该系统包括：

一个再分成各个部件的逆变器器件，每个部件包括两组电流开关，每组具有两个串联连接的IGBT(绝缘栅极双极型晶体管)开关装置，每组在所述装置之间的中点上具有一个输出，用于在具有LC谐振补偿的功率负载上提供一个相应的输入端，以及一个用于控制每组的每个IGBT开关装置的主驱动器电路，所述逆变器器件，通过每次向一个部件提供所述主驱动器单元输出的驱动器信号，以低于LC谐振频率的降低的开关频率运行，从而使开关频率变成所述谐振频率的1/n，n是部件数量。

2.依据权利要求1的系统，其中一个功率变换器连接在所述输出和所述输入端之间。

3.如权利要求1，2或3所述的系统，其中所述LC谐振补偿是一种LC串联谐振补偿，并且其中所述部件具有DC电压电源。

4.如权利要求1或2所述的系统，其中所述LC谐振补偿是一种LC并联谐振补偿，且其中所述部件具有DC电流电源。

5.依据权利要求4的系统，其中的系统传递一个连续正弦输出电流和连续脉冲输出电压。

6.依据权利要求4所述的系统，其中的系统传递一个连续脉冲输出电流和连续正弦输出电压。

7.所权利要求5或6所述的系统，其中所述输出电流和所述输出电压至少基本上同相。

8.一种用于提供增加的输出功率的大功率高频谐振负载逆变器系统，该系统包括：

一个再分成各个部件的逆变器器件，每个部件包括两组电流开关，每组具有两个串联连接的IGBT(绝缘栅极双极型晶体管)开关装置，每组在所述装置之间的中点上具有一个输出，用于在具有LC谐振补偿的功率负载上提供一个相应的输入端，以及一个用于控制每组的每个IGBT开关装置的主驱动器电路，所述的逆变器器件，通过将所述主驱动器单元输出的驱动器信号同时提供给所有部件以使所有部件仅在开关频率的一个循环期间传递电流输出，以低于LC谐振频率的降低的开关频率运行，从而使所有部件以所述谐振频率的1/n来传递电流输出，n是部件数量。

9.依据权利要求8的系统，其中从所有部件输出的电流被加起来，引起在所述LC串联谐振补偿输出负载中的振荡，从而引起一个连续正弦输出电流，功率以所述速率被提供给所述LC串联谐振补偿负载，从而以1/n的速率提供脉冲输出电压。

10.如权利要求1-9任何一项的系统，其中逆变器器件在75kHz-500kHz范围提供一个操作频率。

11.如权利要求1-10任何一项的系统，其中逆变器装置在10kW-5MW范围提供一个输出功率。

12.如权利要求1-11任何一项的系统，其中所述系统用于运行在感应加热或接触焊接操作器件中的电感性负载。

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