CN1464630A - 移相调幅谐振逆变器 - Google Patents

Abstract

一种移相调幅谐振逆变器，包括开关Q₁Q₂，用于控制逆变器的通断；电感L和负载电容C，用于产生逆变器的振荡输出；电流取样电路，用于取样谐振电流；控制器，用于调整开关Q₁Q₂导通的相位和谐振电流相位之间的移位角。本发明结构简单，控制灵活，电压变化范围宽，效率达到98％。

Description

移相调幅谐振逆变器

技术领域

本发明涉及逆变器，特别涉及移相调幅谐振逆变器。

背景技术

背光源逆变器广泛应用于笔记本电脑，仪表面板等采用液晶显示器的设备中。当使用环境光线不足或完全黑暗条件下，背光源逆变器输出一种特殊交流电压使液晶面板背后一层薄膜发光。电压频率为数百周(400Hz-600Hz)，有效幅度在数十伏至一百多伏。还有一种背光源为萤光灯，工作电压频率为800-1000Hz，幅度达800伏。这些背光逆变器的负载为小面积显示板，输出功率在10伏安至数十伏安之间。多数采用简单的自激振荡电路，效率在80％左右，图1为其电路。近年随着大面积电气乙烯树脂薄膜的问世，要求更大功率的逆变器。其应用范围可以扩大到室内照明和大幅广告照明。例如加拿大Laservisions公司自1999年推出发光薄膜最大面积可做成2.2平方米，要求背光逆变器输出功率在1200伏安以上，最大交流电压有效值为220V，薄膜产生亮度高达700勒克司(LUX)。这种大面积发光材料必须配以高效率的逆变器才具有实用和推广价值。而沿用现有的技术去设计大功率逆变器将会遇到一系列技术问题：首先由于自激谐振电路效率的限制，当输出功率达到一千伏安以上时，电路损耗将达到数百瓦。同时由于谐振电感功率加大，噪声问题十分严重，这是由于谐振频率在500Hz左右处于听觉敏感范围内。这种由于磁性材料具有的磁致伸缩特性所产生的噪声在大功率情况下用常规的方法很难消除，(例如对变压器采用的真空浸渍或机械压紧，环氧密封等方法)。另一种电路方案采用高频脉宽调制技术。它可以消除上述电感磁材料引起的噪音，但其高频开关损耗大，效率低于80％。这是因为背光逆变器的输出电压频率高于市电频率10倍。采用此技术的开关调制频率要作相应提高才能保证输出正弦波电压谐波失真在允许范围，从而提高了开关损耗。由于热损耗大，温升高，要求严格的通风散热措施才能保证电子元件可靠工作，因此成本高，结构复杂。

发明内容

本发明的目的是提供一种高效率、低噪音的背光逆变器—移相调幅谐振逆变器。为实现上述目的，移相调幅谐振逆变器包括：

开关Q₁Q₂，用于控制逆变器的通断；

电感L和负载电容C，用于产生逆变器的振荡输出；

电流取样电路，用于取样谐振电流；

控制器，用于调整开关Q₁Q₂导通的相位和谐振电流相位之间的移位角。

本发明结构简单，控制灵活，电压变化范围宽，效率达到98％。

附图说明

图1是现有技术电路原理图；

图2是本发明电路控制图；

图3是移位控制时序图；

图4是电感结构图；

图5是电感磁芯工作特性图。

具体实施方式

背光逆变器驱动电气乙烯薄膜，其负载主要是电容，(同时有一个大阻值的漏电阻与电容并联)。谐振逆变器就是用一固定电感与负载电容构成谐振电路。使其振荡频率f等于逆变器输出频率。 $f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\·C}}----\left(1\right)$

其中C为负载电容值，L为电感值。当电路中无电阻损耗时，电路产生等幅振荡，其振幅决定于电容和电感在振荡初始时的能量。可以用公式表示为：

      1/2LI_m ²＝1/2CV_m ²＝1/2LI₀ ²+1/2CV₀ ²          (2)

其中：I_m与V_m分别为谐振时电路上的最大电流和电容上的最高电压；

I₀与V₀分别为初始时流过电感的电流和电容二端的初始电压。

实际情况是电容负载二端并联很大的漏电阻Rc，电感线圈串联—小电阻R_L，因此构成衰减振荡电路。如要维持等幅振荡，必须从电源提供能量以补偿电阻负载的损耗。当ωL＞＞R_L，R_C＞＞1/ωC时(其中ω＝2πf)，振荡频率基本等于谐振频率f。

图2为移相调幅谐振逆变器的原理图。由电源+V，-V，通过开关Q₁和Q₂把维持等幅振荡所需能量直接输给电感L。下面详细介绍移相调幅谐振逆变电路的工作原理和实现方法。

初始检测周期。本周期的目的是在上电后检测负载(电容)是否接上，确定谐振频率，为正常逆变器工作做好准备。工作前，电容二端即逆变器输出端电压为0，V₀＝0，电感L上的电流I_L＝0，开关Q₁Q₂处于断开位置。+V，-V电源已加上。工作开始Q₁接通，这时+V电压加在电感L二端，电感电流I_L开始从0增加，增长速度为di/dt＝V/L，I_L流向负载并给电容充电。电容二端电压V₀开始从0上升。经过一段时间(小于1/2振荡周期)，电感与电容都储存了一定能量，此时如把Q₁关闭，电路即进入自由衰减振荡。同时把大部分能量通过二极管D₁，D₂反馈回+V，-V电源。振荡电流通过电流传感Is及逻辑电位转换Vi送到频率检测电路，计算出振荡周期，并判断其是否在正常工作范围内，(频率在400Hz-600Hz之间)。如果周期值不符合，说明负载接错或根本没有接上负载，电路将不转入正常工作，而是不断作上述初始化的循环检测，直至电流取样周期处于设定周期范围内，电路才开始转入正常工作。

正常工作过程。此过程目的是维持稳定输出，同时可以按需要调节输出幅度。在衰减振荡的电路中，每个周期在电路上的能量损耗如果得到补充就能保持输出稳定。根据图2，如果电感L上的电流I_L在整个正向流动(图中箭头方向)周期中Q₁导通，见图3-1，3-2，此时I_L由电源+V提供；同样I_L为负流向时Q₂导通，这种情况下电源给电路提供了最大的功率，同时系统获得最大的输出电压V_om和最大的电流I_Lm。系统最大输入功率P_im主要用来抵消系统中电阻的损耗(计算中忽略电感的磁损耗)：

       P_im＝I_Lm ²·R_L+V_om ²/R_C                      (3)其中P_im为电源最大输出或系统最大输入功率；I_Lm为电感电流最大有效值，V_om为输出最高电压有效值。当Rc＞＞1/2πfC时，负载电流I_L主要流过电容而可忽略其漏电流，因而有：

I_Lm＝V_om·2πfC，                          (4)代入(3)右式得最大输入功率(W)

P_im ^(W)＝V_om ²[(2πfC)²R_L+1/R_C](W)           (5)

输出最大功率P_o＝V_om·I_Lm＝V_om ²·2πfC(VA)  (6)

效率应与输出功率P_O及内部损耗P_RL有关，设η为系统电路效率，可用下式表示：

η＝P_O/(P_O+P_RL)＝[1/(1+2πfC·R_L)]×100％   (7)。

根据有关参考数据，最大尺寸的薄膜电容量C＝10μf·R_C＝700Ω，设计频率为f＝500Hz，从式(1)得L＝10mH。设电感线电阻R_L＝0.5Ω，最大输出电压为V_om＝220V，

·I_Lm＝V_om·2πfC＝220·0.0314＝6.9A，

·内部损耗P_RL＝I_Lm ²·R_L＝24W，

·负载电阻损耗P_RC＝V_om ²/RC＝69W，

·输出功率P_O＝V_om·I_Lm＝1518VA，

·总效率η＝P_O/P_O+R_RL＝1518/(1518+24)＝98.4％。

电源供电最大功率为P_RL+P_RC＝93W＝P_im，电源平均电流为0.9I_Lm，

P_im＝V·0.9I_Lm电源V可取V＝P_im/0.9I_Lm＝93/(6.9×0.9)＝15V。

以上说明采用低频开关电源以补偿谐振电路中内部电阻及负载电阻损耗，只要很低的电源电压(±15V)、较低的功耗(小于100W)而获得较高的输出电压(220VAC)和较大的输出功率(大于1500VA)。这种方法特别适用于大电容量的容性负载，同时在工作过程中负载稳定不变这样的工作条件。以上最大功率的分析是移相调幅的一种特定工作状态—移相角为零，用以计算电源最大功率和选择电源电压。这里忽略了Q₁Q₂的损耗，因为采用低压(50V)的MOS功率管，其内阻R_DS只有5mΩ，在最大电流达到7A时，开关管功耗低于0.25W。因此在电路中其损耗完全可以忽略不计。至于开关损耗，由于电压与工作频率都较低，并且采用了软开关技术(将在下一节介绍)，损耗应低于电阻损耗。

在谐振电路中，电流和电压按一定频率和固定相位差振荡，如果把开关Q₁(Q₂)开通和关断的周期与电路谐振周期一致，但同时在相位上与电流I_L相位错开(见图3-3)，即可调整电源V的输出功率，同时达到调整输出电压幅度的目的。图3-3表示开关Q₁Q₂导通时间与I_L相位错开，Q₁从原来I_L过0点0₁接通，0₂关闭向前移位至A₁接通、A₂关闭；Q₂从原0₂接通0₃关闭向前称位至A₂接通A₃关闭。则电源+V输出功率是与I_L从0₁至A₂时间段的平均值成正比。在A₁至0₁这段前移时间中Q₁的导通使电感L上的反向电流-I_L流向电源+V，把能量反馈给电源+V。电源+V在其接通的半个周期中，输出的平均电流应等于I_L从O1到A₂的面积(图3-1垂直线阴影部分)减去A₁到01的面积(图3-1水平线阴影部分)除以半周期时间T/2。同样地，电源-V提供的有效电流也有相应的调整。电路输入能量的减少必然导致输出电压以及负载电流相应降低。因此调整Q₁Q₂导通的相位与电流I_L相位之间移位角θ的大小即可调整输出幅度。

设电感电流峰值为I_LP，则+V电源提供的电流平均值应是，电流波形从A₁到A₂该段时间的积分除以该段时间，设平均电流为I_LA， $I_{\mathrm{LA}}=\frac{I_{\mathrm{LP}}}{\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\θ}}{\overset{\mathrm{\π}-\mathrm{\θ}}{\∫}}\sin \mathrm{\θd\θ}=\frac{I_{\mathrm{LP}}}{\mathrm{\π}}\underset{\mathrm{\θ}}{\overset{\mathrm{\π}-\mathrm{\θ}}{\∫}}\sin \mathrm{\θd\θ}$

解得I_LA＝(2·I_LP/π)cosθ           (8)

当θ＝0时，电源给出最大平均电流I_LA＝(2/π)I_LP＝0.637I_LP。同时输出最大功率V×I_LA。当θ前移角θ＞0，θ＜π/2时，输出幅度受到控制。当θ＝π/2时，I_LA＝0，电源输出平均功率为零，此时相当于A₁点和A₂点移至电流I_L的峰值，电路将按自由振荡逐渐衰减，直至能量完全在电阻上消耗完。当Q₁Q₂导通时间周期继续前移，即θ＞90°θ＜180°，此时反馈回电源的能量将大于电源输出能量(相当于水平阴影面积大于垂直阴影面积)。这种情况有助于加速系统关闭使输出电压为零。若Q₁Q₂同时全都关闭，电流将通过二极管D₁D₂把能量全部返回电源，相当于移位180°，这种情况要求电源具有能吸收电流的容量。

以上阐明了移相调幅的原理，即通过调整“电源开关周期”与“电流振荡周期”之间的相位移来控制电源的输出功率，从而调整或改变逆变器的输出电压幅度。由于Q₁Q₂的工作周期必须与电路的谐振周期一致，且其相位移调整必须参照电感电流I_L的相位，因此控制电路采用电流传感器把谐振电流取样为I_S(见图2)，并将其转换成逻辑电位V_i(见图3-4)，送到(频率检测电路)输入端。为了实现输出电压幅度调整，输出电压V₀经过KV₀分压送至幅值检测电路输入端。控制电路可以实现如下功能：1.从电流取样逻辑电位V_I可以检测到系统谐振频率和周期，以及电流I_L的过零时间0₁0₂，电流过零时间也就是输出电压的峰值时间。2.幅值检测电路在电压峰值时间对输入端的电压KV_O产生选通，即可测出该点电压。3.用户通过调幅使分压比变化，因而在输出电压V₀不变的情况下改变K值，幅值检测电路通过定期检测KV_O值，并通过移相调幅电路调整Q₁Q₂对I_L的相位移，使KV_O值保持不变，即可达到电压调整的目的。例如用户要把输出电压幅度调小，可用调幅把K值提高，幅值检测电路检测到调高后的KV_O，立即调整Q₁Q₂开关向左移增加移位角θ，使输出电压V₀降低，同时KV_O也下降，当幅值检测电路检测到KV_O达到设定电压时移位停止，输出电压即稳定在新的下调值。同样反向调幅使电压KV_O降低，单片机即调整Q₁Q₂工作周期右移，减少位移角θ，使V₀提高，从而又使KV_O回到V_S标准值。

在上述的移相调幅方法中，采用增加左移θ角来降低输出电压和功率，或称左移调幅。因为开关管Q₁、Q₂在左移工作时开关损耗最小。这时Q₁Q₂是在电流通过管时关断，而电流通过旁路二极管时(电流反向，开关管D、S二端电压为OV)接通。这符合MOS开关管软开关或零压开关工作条件，开关损耗最小。若采用右移调幅，则情况正好相反，开关损耗由于集中在开关管导通过程而显著提高。这种控制使输出功率即使达到2000VA时，Q₁Q₂仍可采用小封装(TO-220)场效应管而不加散热片，元件功耗在0.3W以下。

如图4所示，谐振逆变器作为一种广泛应用的产品，必须解决电感的噪声问题。噪声的来源主要是：(1)磁性材料的磁致伸缩特性，即磁材料沿磁场方向，随着磁场强度加大而伸长(正磁致伸缩系数)，例如Fe(铁)或缩短(负磁致伸缩系数材料，例如Ni镍)。(2)当电感由二段磁材料中间加气隙(调整电感量)所构成，在磁场变化时由于二段磁材料之间吸力变化而产生振动噪声，(3)电感线圈的电流与相交磁场之间的作用力也会使线圈活动而产生噪声，这种噪声采用真空浸渍使线绕组固定的工艺即可基本消除。

电感在谐振电路工作时，由于有正负双向对称工作，因此磁性材料的磁感变化应从-B至+B，即最大磁感变化为2B，见图5。B必须小于饱和磁感BS，这样保证整个振荡工作过程保持线性，以保证输出电压波形失真度最小。工作区远离饱和点还可减少磁滞损耗。(图5斜线)，我们选取B＝0.7BS，当B_S＝5000高斯，B＝3500高斯。

已知电感二端的电压相当于交流输出电压，频率为500Hz，交流有效值为220V。设电感材料为圆柱形，其直径为D＝3公分。因此从-B到+B的磁通变化量Δφ＝2B·S，S为磁柱截面积S＝πD²/4＝7cm²。

已知电感二端电压对时间的积分等于电感磁通变化量Δφ与电感绕组匝数n的乘积： $\mathrm{n\Δ\φ}=(\underset{0}{\overset{\mathrm{\π}}{\∫}}{\mathrm{\υ}}_p\sin \mathrm{\θd\θ}\×\frac{\mathrm{lms}}{\mathrm{\π}})----\left(9\right)$

V_P为电压峰值， ${\mathrm{\υ}}_p=220\×\sqrt{2},$ 0至π积分相当于正半周期0-t＝1ms积分，应乘以1ms/π以便置换成时间。

Δφ＝2BS＝2×3500G×7cm²＝49000Gcm²           (10)

由于100G＝1volt·μ·s/cm²，代入(10)

Δφ＝490v·μ·s                              (12)

根据(11)和(12)n＝(11)/(12)＝198000/490＝404匝。

上述电感的设计是根据谐振周期f和电压幅度υ_P，在选定磁材料B和磁柱直径D(截面积S)的条件下得到电感的匝数。电感L的值取决于谐振频率f(或周期T)和电容C。

当f＝500Hz，C＝10μf，L＝10mH。

电感绕线所用铜线根据电流大小和允许线圈发热程度，已知最大电流为6.9A，并要求设备内不加风扇散热，按较严格的750cir mil/amp的电流容量，选用AWG13#线，线直径1.9mm。

用单根直径为3公分的磁性圆柱上面绕上404匝线圈，经试验，其电感必然大于10mH，这一特性给我们设计电感带来许多有利因素；首先我们可以选择多段短磁柱，当中加上垫片用胶粘结成一根磁柱，这样要比整根长磁柱价格便宜，且可通过调整垫片厚度来调节电感值。3是用8个直径3公分高度为2公分的磁柱，磁柱3之间插入一片厚度为0.5--2mm的玻璃丝布圆片4用环氧树脂粘结压紧形成一根完整的磁棒，直径为1.9mm的400多匝漆包线1绕在塑料圆筒图2上。磁棒则插入圆筒内，这样可以准确地设计和生产出所需谐振电感，当线圈经过真空浸渍后，线圈噪声可完全消除。磁致伸缩产生的噪音，由于磁柱分成8段，变短，比整根长磁棒固有振荡频率高，远离500Hz，同时当中垫片和粘合剂选择适当也有缓冲和消音作用。

最后，磁棒与塑料筒内壁有一定空隙供磁棒散热，在空隙间垫上细长圆条状的弹性材料5，使磁柱处于圆筒中心，且与筒内壁软接触。这样磁柱的振动经过缓冲而不是直接作用筒上，减少噪音外传。经过以上一些工艺处理，电感噪音已明显下降，达到实用的要求。进一步选择合适材料和工艺，例如在不影响磁柱散热的条件下把圆柱两边用盖板封住，使圆柱纵向振动不能通过圆柱二截面传出去。

Claims (8)

1.一种移相调幅谐振逆变器，包括：

开关Q₁Q₂，用于控制逆变器的通断；

电感L和负载电容C，用于产生逆变器的振荡输出；

电流取样电路，用于取样谐振电流；

控制器，用于调整开关Q₁Q₂导通的相位和谐振电流相位之间的移位角。

2.按权利要求1所述的逆变器，其特征在于所述开关Q₁Q₂的通断周期与逆变器谐振周期一致。

3.按权利要求1所述的逆变器，其特征在于所述开关Q₁Q₂并联一二极管。

4.按权利要求1所述的逆变器，其特征在于所述控制器包括：

初始化检测模块，开始工作时用于检测谐振电路频率是否在正常范围内；

频率检测模块，用于检测谐振频率；

频率锁定模块，用于将工作频率锁定在正常谐振频率范围；

开关驱动模块，用于控制开关Q₁Q₂的通断；

幅值检测模块，用于检测逆变器的输出幅度；

移相调幅模块，根据幅度检测值调整开关相位从而调整逆变器的输出幅度。

5.按权利要求1所述的逆变器，其特征在于还包括接在负载电容两端的保护元件。

6.按权利要求1所述的逆变器，其特征在于所述电感为多段磁芯，两段磁芯之间有垫片。

7.按权利要求6所述的逆变器，其特征在于所述磁芯插入绕有线圈的圆筒内，磁芯与圆筒内的间隙填充有弹性材料。

8.按权利要求6所述的逆变器，其特征在于所述垫片的厚度为0.5-2.0mm。

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