CN1395364A - 开关放大器和信号放大方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及开关的放大器和信号放大方法，其中第一和第二控制器(3－1，3－2)产生脉冲信号，其占空比根据音频信号(S1)进行调制，其频率间具有180度相移。第一和第二放大部分(1－1，1－2)执行开关操作，对直流电压进行开关，产生具有180度相移的功率脉冲信号，并且根据音频信号(S1)对功率脉冲信号的占空比进行调制。第一和第二放大部分(1－1，1－2)向滤波部分(2)提供功率脉冲信号(S11，S2)。在滤波部分(2)，合成两个功率脉冲信号(S11，S12)，从而抵消了功率脉冲信号(S11，S12)的基波分量。滤波部分(2)除去了高次谐波分量并再现音频信号(S1)，并向扬声器(5)输出该音频信号。

Description

开关放大器和信号放大方法

技术领域

本发明涉及一种开关放大器和一种信号放大方法。

背景技术

由控制开关装置的开关放大器组成音频放大器放大音频信号。

常规的开关放大器有以下需要解决的问题：

为了截止PWM信号的开关频率分量特别是具有高能量基波分量，高性能滤波器需要具有复杂的结构。

为了重现高保真的声音，需将开关放大器的带宽上限设定为等于或大于100kHz。为了建立和确保这个带宽上限，需要将开关频率设定为等于或大于2MHz。

但是，开关装置很难在2MHz或2MHz以上以一种稳态方式开关。例如，如果以常规的FET(场效应晶体管)用作开关装置，常规的FET不具备足够的能力在2MHz或大于2MHz时开关。因此，将开关频率设定为等于或大于2MHz会导致开关延迟和开关时间的偏移。这种延迟和偏移会影响为防止有一个直通电流流过多个开关装置而设置的停滞时间，造成较大的功率消耗，并使开关放大器的输出失真率恶化。

通过降低开关装置的源电压，开关频率可以设定在2MHz。然而，如果源电压降低，放大因数也会相应降低。由于以上原因，开关放大器不能产生较大的输出。

为了解决开关放大器不能产生较大输出的问题，可以在开关放大器中使用一种BTL(无平衡变压器)电路。该BTL电路是全桥电路，该电路通过推挽操作放大原始信号。那么即使在源电压相对较低的情况下，仍然可以从BTL电路获得较大的输出。

然而，即使开关放大器使用了BTL电路，仍然需要把开关装置的开关频率设定在2MHz或2MHz以上。因此，开关装置很难以一种稳态方式在开关放大器中进行开关，如果例如使用常规FET作为开关装置。

发明内容

本发明正是基于以上考虑而做出。因而本发明的目的是提供一种开关放大器和信号放大方法，它们具有相对较低的开关频率，并能够高保真地再现原信号。

本发明另一目的是提供一种开关放大器和信号放大方法，输出具有相对较低失真率的放大信号。

为了实现上述目的，根据本发明的第一个方面，这里提出了一种产生脉冲信号的开关放大器，它的每个脉冲信号的占空比根据要放大的原始信号的信号电平来设定，根据每一脉冲信号开关直流电压，以产生功率脉冲信号并滤波该功率脉冲信号，从而放大原始信号并提供功率脉冲信号给负载。

该放大器包括：一个用于产生脉冲信号的脉冲信号发生器，每个脉冲信号有与其原始信号的信号电平相对应的占空比，并且它们之间相互异相；多个放大部分，每一个具有开关装置，输入多个脉冲信号的每一个，并根据每个脉冲信号的占空比进行直流电压的开关，从而产生异相的多个功率脉冲信号；和一个滤波器，用来对由上述多个放大部分输出的多个功率脉冲信号进行组合和滤波，并将经过细合和滤波的功率脉冲信号提供给所说的负载。

滤波器可能包含多个电抗器，每个电抗器与各自对应的上述多个放大部分其中之一相连接以组合功率脉冲信号。

所说的多个放大部分的每一个可能包括多个开关装置，这些开关装置与一个应用直流电压的功率源相连接并对该直流电压进行开关。在这种情况下，脉冲信号发生器就可以对多个脉冲信号反相，然后向所说的多个放大部分输出多个脉冲信号和反相的多个脉冲信号。

所说的多个放大部分的每一个可能包括多个开关装置，这些开关装置与一个应用直流电压的功率源相连接并对该直流电压进行开关。脉冲信号发生器对多个脉冲信号反相，然后向所说的多个放大部分输出多个脉冲信号和反相的多个脉冲信号。

开关放大器还可以包括：一个可以以预定角度改变时钟信号相位的相移部分，由此可以产生相移时钟信号；一个参考信号发生器，根据所说的相移部分输出的相移时钟信号产生参考信号；一个调制器，通过比较要放大的原始信号和参考信号，调制多个脉冲信号中每一个的占空比，并向每个放大部分的开关装置提供脉冲信号；和一个反相器，对占空比经过调制的多个脉冲信号的每一个反相，并分别向每个放大部分的开关装置提供脉冲信号。

在开关放大器中，多个放大部分的每一个可以包括两个以串联方式排列并接收提供的直流电压的开关装置。在这种情况下，负载连接到多个放大部分的每一个的双串联排列开关装置的一个连接点，并通过所说的滤波器，形成一个半桥或全桥电路；所说的脉冲信号发生器产生彼此异相的多个脉冲信号以及它们的反相信号，并将每对脉冲信号与对应的反相信号分别输出给所述放大部分相应一个的双串联排列开关装置。

在开关放大器中，上述脉冲信号发生器可以包括：一个比较参考信号发生器，根据时钟信号的相位产生比较参考信号；第一脉冲信号发生器，对要放大的原始信号与所说的比较参考信号发生器产生的比较参考信号进行比较，输出第一脉冲信号；第一反相脉冲信号发生器，对所说的第一脉冲信号发生器产生的第一脉冲信号反相，输出第一反相脉冲信号；原始信号反相器，对要放大的原始信号反相；第二脉冲信号发生器，比较所说的原始信号反相器产生的反相信号与所说的比较参考信号发生器产生的比较参考信号，输出第二脉冲信号；第二反相脉冲信号发生器，对所说的第二脉冲信号发生器产生的第二脉冲信号反相，输出第二反相脉冲信号。

滤波器可能会削弱频率高于脉冲信号基频的信号分量。

滤波器可以合成功率脉冲信号，从而至少可以抵消一部分频率等于脉冲信号基频的信号分量。

脉冲信号发生器可以包含一个脉宽调制器，用以产生根据原始信号的信号电平进行脉宽调制和彼此相位偏移的脉冲信号。

脉冲信号发生器也可以包含一个频率调制器，用以产生根据原始信号的信号电平进行频率调制和彼此相位偏移的脉冲信号。

为了实现上述目的，根据本发明的第二个方面，提供一种信号放大方法，该方法包括以下步骤：产生异相的多个脉冲信号；根据要放大的原始信号的信号电平，为多个脉冲信号的每一个设定一个开/关周期比；根据多个脉冲信号的每一个开关一个直流电压，从而产生异相的多个功率脉冲信号；以及组合产生的多个功率脉冲信号，并对组合的功率脉冲信号滤波，将滤波信号提供负载，从而抵消了基波分量和/或每个产生的功率脉冲信号的较高次谐波。

为了实现上述目的，根据本发明的第三个方面，提供了一种开关放大器，该放大器包括：一个脉冲信号发生器，产生多个脉冲信号，这些信号的占空比是根据要放大的原始信号调制的，这些信号是彼此异相的；多个开关部分，根据脉冲信号进行开关操作，从而产生彼此异相的多个功率脉冲信号；以及一个滤波器，组合多个功率脉冲信号并进行滤波，进而再现原始信号并输出该再现信号。

为了实现上述目的，根据本发明的第四个方面，提供一种信号放大方法，它包含以下步骤：产生多个脉冲信号，这些信号的占空比是根据要放大的原始信号调制的，这些信号是彼此异相的；根据脉冲信号进行开关，从而产生彼此异相的多个功率脉冲信号；以及组合功率脉冲信号并进行滤波以再现原始信号，并输出该再现信号。

附图说明

通过了解附图以及以下的详细描述，本发明的上述目的，其他目的以及优点将会变得更加显而易见。

图1为根据本发明第一实施例的开关放大器结构的电路图；

图2A至图2J为图1所示开关放大器中信号的波形图；

图3A至图3D为图1所示开关放大器中信号的波形图；

图4A至图4D为图3A至图3D所示信号的波形放大图；

图5为图1所示开关部分输出信号的波形图；

图6为图1所示开关放大器中合成的功率脉冲信号的频率分量强度说明图；

图7为根据本发明第二实施例的开关放大器的电路图；

图8为图7所示每一控制器的结构的方框图；

图9A至9F为图7所示开关放大器中信号的波形图；

图10为图7所示开关放大器中合成的功率脉冲信号的的频率分量强度说明图；

图11为根据本发明第三实施例的开关放大器的结构的电路图；

图12A至图12H为根据图11所示开关放大器中信号的波形图；

图13为根据本发明第四实施例的开关放大器的结构的电路图；

图14为图13所示每一控制器的结构的方框图；以及

图15为调频(FM)类型开关放大器结构示例电路图。

具体实施方式

下面将参照附图对本发明的优选实施例进行说明。

                             第一实施例

根据本发明的第一实施例的开关放大器为半桥式电路，如图1所示，包括放大部分1-1和1-2，滤波部分2，控制器3-1和3-2，电容4，扬声器5，和直流电源6。

放大部分1-1包括N型MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)Q11和Q12。由MOSFET Q11和Q12分别根据控制器3-1提供的脉冲信号S5和S6对电源6输出的直流电压进行开关，以在MOSFET Q11和Q12的连接点输出PWM(脉宽调制)信号(功率脉冲信号)。

MOSFET Q11的漏极与电源6的正极(+)连接，同时其源极与MOSFET Q12的漏极连接。MOSFET Q12的源极与电源6的负极(-)连接。MOSFET Q11的栅极与稍后进行说明的控制器3-1中的比较器23的输出端连接，同时MOSFET Q12的栅极与控制器3-1中的反相器24输出端连接。

放大部分1-2包括N型MOSFET Q13和Q14。MOSFET Q13和Q14分别根据控制器3-2提供的脉冲信号S9和S10对电源6输出的直流电压进行开关，并在MOSFET Q13和Q14的连接点输出功率脉冲信号S12。

MOSFET Q13的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MQSFET Q14的漏极连接。MOSFET Q14的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q13的栅极与控制器3-2中的比较器27输出端连接，在后面将对此进行特别说明，同时MOSFET Q14的栅极与控制器3-2中的反相器28输出端连接。

滤波部分2是低通滤波器，包括线圈L11至L13，电容C11和C12。滤波部分2对放大器部分1-1和1-2分别提供的功率脉冲信号S11和S12进行滤波。

滤波部分2包括两级。第一级包括线圈L11，L12和电容C11。第二级包括线圈L13和电容C12。

线圈L11的一端和MOSFET Q11和Q12的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L13的一端连接。线圈L13的另一端与电容4的一电极连接。线圈L12的一端与MOSFET Q13和Q14的连接点连接，同时，它的另一端和线圈L11和L13的连接点连接。

电容C11的一电极与线圈L13一端连接，同时电容C12的一电极与线圈L13的另一端连接。电容C11和C12的另一电极与电源6的负极连接。

控制器3-1包括0度移相电路21，三角波输出电路22，比较器23和反相器24。控制器3-1为PWM(脉宽调制)电路，它根据声音信号S1对时钟信号S2进行脉宽调制。

向0度移相电路21的输入端输入具有50％占空比的时钟信号S2。0度移相电路21对时钟信号S2进行0度相位偏移，从而由时钟信号S2产生时钟信号S3，并将其输出至三角波输出电路22。0度移相电路21例如包括小延迟的信号线。

三角波输出电路22对时钟信号S3进行积分，以产生三角波信号S4，并将产生的信号S4输出至比较器23的一个输入端(+)。

比较器23将它的另一输入端(-)输入的音频信号S1的信号电平与三角波信号S4的信号电平进行比较，并输出脉冲信号S5，当三角波信号S4电平高于音频信号S1电平时，脉冲信号S5为高电平。当三角波信号S4电平低于音频信号S1电平时，脉冲信号S5为低电平。时钟信号S5的脉冲宽度根据音频信号S1的信号电平变化。这样向MOSFET Q11的栅极和反相器24的输入端提供脉冲信号S5。

反相器24对比较器23产生的脉冲信号S5的信号电平反相，产生脉冲信号S6。将脉冲信号S6输出至MOSFET Q12的栅极。

控制器3-2包括180度移相电路25，三角波输出电路26，比较器27和反相器28。

向180度移相电路25输出时钟信号S2，电路25对时钟信号S2进行180度相移，产生时钟信号S7。将产生的时钟信号S7输出至三角波输出电路26。

三角波输出电路26对输入的时钟信号S7进行积分，产生三角波信号S8，并将三角波信号S8输出至比较器27的一个输入端(+)。

比较器27对比较器27另一个输入端(-)输入的音频信号S1的信号电平与三角波信号S8的信号电平进行比较。比较器27由此产生根据音频信号S1对脉宽进行调制的脉冲信号S9。产生的脉冲信号S9被输出至MOSFET Q13的栅极和反相器28的输入端。

反相器28对比较器27输出的脉冲信号S9反相，产生脉冲信号S10。将脉冲信号S10输出至MOSFET Q14的栅极。

电容4的一电极与前文所述线圈L13和电容C12的连接点相连接，同时电容4的另一电极与扬声器5一输入端相连接。当MOSFET Q11和Q13处于导通(ON)状态，而MOSFET Q12和Q14处于截止(OFF)状态时，电容4贮存电荷，然后当MOSFET Q12和Q14处于导通(ON)状态，而MOSFET Q11和Q13处于截止(OFF)状态时，电容4释放电荷。

如前所述，扬声器5的一个输入端与电容4的另一端连接，而另一个输入端与电源6的负极连接。扬声器5根据滤波部分2提供的音频信号S14输出声音信号。

电源6向MOSFET Q11和Q13的漏极输出正直流电压，向MOSFET Q12和14的源极输出负电压等。

下面将参照附图根据本实施例对开关放大器的操作进行说明。

图2A至2J分别为图1所示音频信号S1，时钟信号S2，时钟信号S3，三角波信号S4，脉冲信号S5，脉冲信号S6，时钟信号S7，三角波信号S8，脉冲信号S9和脉冲信号S10的波形。

向控制器3-1提供的信号为图2A所示音频信号S1和图2B所示时钟信号。0度移相电路21将时钟信号S2的相位进行0度相移，从而产生图2C所示时钟信号S3。时钟信号S3提供至三角波输出电路22。

三角波输出电路22对时钟信号S3进行积分产生图2D所示三角波信号S4，并将产生的三角波信号S4提供至比较器23。

比较器23比较音频信号S1的信号电平和图2D所示三角波信号S4的信号电平。如图2D和2E所示，当音频信号S1电平高于三角波信号S4的信号电平时，比较器23产生低电平脉冲信号S5，相反的，当音频信号S1电平低于三角波信号S4的信号电平时，比较器23产生高电平脉冲信号S5。

向MOSFET Q11的栅极和反相器24的输入端提供脉冲信号S5。

反相器24对脉冲信号S5反相，产生图2F所示脉冲信号S6。向MOSFET Q12的栅极提供脉冲信号S6。

如图1所示，音频信号S1和时钟信号S2也被提供至控制器3-2。

180度移相电路25对时钟信号S2的相位进行180度开关，产生图2G所示时钟信号S7。然后180度移相电路25向三角波输出电路26提供时钟信号S7。

三角波输出电路26对时钟信号S7积分产生三角波信号S8。然后三角波输出电路26向比较器27提供三角波信号S8。

比较器27比较音频信号S1的信号电平和图2H所示三角波信号S8的信号电平，并产生图2H和2I所示脉冲信号S9。比较器27将脉冲信号S9提供至MOSFETQ13的栅极和反相器29的输入端。

反相器29反相脉冲信号S9的信号电平，产生图2J所示脉冲信号S10。向MOSFET Q14的栅极提供脉冲信号S10。

当脉冲信号S5和S6为高电平时，放大部分1-1的MOSFET Q11和Q12处于导通(ON)状态，当脉冲信号S5和S6为低电平时，放大部分1-1的MOSFET Q11和Q12处于截止(OFF)状态。MOSFET Q11和Q12根据脉冲信号S5和S6执行开关操作，并根据PWM脉冲信号S5和S6输出完成脉宽调制的功率脉冲信号S11。产生的功率脉冲信号S11提供至滤波部分2的线圈L11。

当脉冲信号S9和S10为高电平时，放大器1-2的MOSFET Q13和Q14导通(ON)，当脉冲信号S9和S10为低电平时，放大器1-2的MOSFET Q13和Q14截止(OFF)。MOSFET Q11和Q12执行开关操作，并根据PWM脉冲信号S9和S10，输出完成脉宽调制的功率脉冲信号S12。产生的功率脉冲信号S12提供至滤波部分2的线圈L12。

然后功率脉冲信号S11和功率脉冲信号S12通过线圈L11和L12，滤波部分2合成(组合)功率脉冲信号S11和S12。

图3A至3D分别为功率脉冲信号S11，功率脉冲信号S12，功率脉冲信号S11和S12的合成信号S13，以及滤波部分2的音频输出的波形。

图3A和3B所示的功率脉冲信号S11和S12，分别通过线圈L11和L12，合成到一起形成如图3C所示的合成信号S13。合成信号S13通过低通滤波器滤波，高保真的再现图3D所示音频信号。

图4A至4D分别为功率脉冲信号S11和S12，合成信号S13和音频信号S14放大的波形。

如图4A和4B所示，功率脉冲信号S11和S12之间具有180度相位差。因此，功率脉冲信号S11和功率脉冲信号S12的基波分量在合成两个功率脉冲信号S11和S12时相互抵消。如图4A至4C所示，合成信号S13的基频为功率脉冲信号S11和S12的两倍。

下面以公式对功率脉冲信号S11和S12基频分量的抵消进行更详细的说明。

为了便于理解，如图5所示，将功率脉冲信号S11脉冲中心点设为时间轴初始点“O”，脉冲振幅为“A”，脉冲宽度为“T”。功率脉冲信号S11的傅立叶级数展开可表示为公式1。 $V_1=\frac{T\·A}{2\mathrm{\π}}+\frac{2A}{\mathrm{\π}}\·\underset{n-1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{1}{n}\·\sin \frac{n\·T}{2}\·\cos \mathrm{nwt})$ …公式1功率脉冲信号S12除180度相差外，以同样的公式进行傅立叶级数展开。如果将两个功率脉冲信号S11和S12合成，两者的合成信号以公式2表示。 $V_2=\frac{\frac{T\·A}{2\mathrm{\π}}+\frac{2A}{\mathrm{\π}}\·\underset{n-1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{1}{n}\·\sin \frac{n\·T}{2}\·\cos \mathrm{n\ωt})+\frac{T\·A}{2\mathrm{\π}}+\frac{2A}{\mathrm{\π}}\·\underset{n-1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{1}{n}\·\sin \frac{n\·T}{2}\·\cos n(\mathrm{\ωt}-\mathrm{\π}))}{2}$ $=\frac{T\·A}{2\mathrm{\π}}+\frac{2A}{\mathrm{\π}}\·\underset{n-1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{1}{2n}\·\sin \frac{2n\·T}{2}\·\cos 2\mathrm{n\ωt})$ …公式2

由公式2可以推出，功率脉冲信号S11和S12的基频分量和基频分量的奇次谐波相互抵消，并从合成信号S13中消去。

图6为合成信号S13的频率分量强度说明图。在图6中，纵坐标轴表示强度，横坐标轴表示公式2中的级数(因数)。

如图6所示，在合成信号S13中消去了功率脉冲信号S11和S12的基波分量(1级)。基波分量的奇次谐波也在合成信号S13中被消去了。

返回图1，滤波部分2对图3C和4C所示合成信号S13进行滤波，衰减高于时钟信号S2频率的高频分量，所通过的只是图3D和4D所示的频率相对较低的音频分量。

滤波部分2向扬声器5提供图3D和4D所示的音频信号S14。扬声器5根据音频信号S14，输出声音信号。

根据本实施例的开关放大器具有以下三个优点：

(1)功率脉冲信号S11和S12彼此具有180度相位差。因此，如果功率脉冲信号S11和S12由滤波部分2相互合成，功率脉冲信号S11和S12的基波分量就会相互抵消。例如，如果MOSFET Q11至Q14的开关频率为2MHz(换言之，时钟信号S2的频率为2MHz)，则2MHz基波分量被抵消，而在合成信号S13中，只保留频率两倍于基波2MHz频率，即频率等于或大于4MHz的高次谐波分量。这样，当频率分量等于或大于4MHz时才会足以截止滤波部分2。所以，滤波部分2的结构可以比常规的开关放大器使用的滤波器有所简化。更进一步的说，高次谐波分量具有相对较小的能量。滤波部分2可以更加简化。

(2)假设滤波部分2的截止频率与常规的开关放大器的滤波器相同，本实施例开关装置的开关频率是常规的开关放大器开关装置的1/2。由于开关频率降低了，可以使用开关速度相对较低的便宜的MOSFET作为开关装置，这样可降低开关放大器的制造费用。

(3)如上所述，如果开关频率为常规的开关放大器的1/2，对输出信号失真率的开关影响可以为常规的开关放大器的1/2。更确切的说，例如，当开关频率为2MHz时，开关周期(开关循环)是0.5微秒。因此，如果FET的开关时间长于1ns，就相当开关周期的0.2％，因此对输出波形有0.2％的影响。相反的，当开关频率为1MHz，周期为1微秒时，如果开关周期长于1ns，则对输出波形有0.1％的影响。

本发明并不仅限于上述实施例。例如，也可将MOSFET Q11至Q14的控制方法可以是频率调制方法而不是PWM方法。

如图15所示的开关放大器具有控制器3-1和3-2，根据音频信号对载波信号的频率进行调制。图1所示的相同的基本元件由相同的参照数字代表。

                             第二实施例

在上述实施例中，开关放大器包括两个放大部分。然而，当需要比第一实施例的情况更进一步的降低放大部分的开关频率时，开关放大器可以有四个开关部分或四个控制器。

下面将参照图7根据本发明的第二实施例对具有四个控制器和四个开关部分的开关放大器进行说明。

本实施例的开关放大器包括四个开关部分1-1至1-4，滤波部分2，四个控制器3-1至3-4，电容4，扬声器5和电源6。

放大器部分1-1包括N型MOSFET Q21和Q22。MOSFET Q21的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MOSFET Q22的漏极连接。MOSFET Q22的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q21的栅极与控制器3-1中的比较器33的输出端连接，同时MOSFET Q22的栅极与控制器3-1中的反相器34的输出端连接。

放大部分1-2包括N型MOSFET Q23和Q24。MOSFET Q23的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MQSFET Q24的漏极连接。MOSFET Q24的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q23的栅极与图8所示控制器3-2中的比较器38的输出端连接，同时MOSFET Q24的栅极与图8所示控制器3-2中的反相器39的输出端连接。

放大部分1-3包括N型MOSFET Q25和Q26。MOSFET Q25的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MQSFET Q26的漏极连接。MOSFET Q26的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q24的栅极与图8所示控制器3-3中的比较器43的输出端连接，同时MOSFET Q26的栅极与图8所示控制器3-3中的反相器44的输出端连接。

放大部分1-4包括N型MOSFET Q27和Q28。MOSFET Q27的漏极与MQSFET Q25的漏极连接，同时其源极与MQSFET Q28的漏极连接。MOSFET Q28的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q27的栅极与图8所示控制器3-4中的比较器48的输出端连接，同时MOSFET Q28的栅极与图8所示控制器3-4中的反相器49的输出端连接。

滤波部分2包括五个线圈L21至L25，电容C21和C22。线圈L21的一端和MOSFET Q21和Q22的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L25的一端连接。线圈L25的另一端与电容4的一电极连接。线圈L22的一端与MOSFET Q23和Q24的连接点连接，同时，它的另一端和线圈L21的另一端连接。

线圈L23的一端和MOSFET Q25和Q26的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L21的另一端连接。线圈L24的一端和MOSFET Q27和Q28的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L21的另一端连接。

电容21的一电极与线圈L25的一端连接，同时，电容C22的一电极和线圈L25的另一端连接。电容C21和C22的另一电极与电源6的负极连接。

控制器3-1至3-4的结构如图8所示。

控制器3-1包括0度移相电路31，三角波输出电路32，比较器33和反相器34。

控制器3-2包括90度移相电路36，三角波输出电路37，比较器38和反相器39。

90度移相电路36对时钟信号S2的相位进行90度相移。

控制器3-3包括180度移相电路41，三角波输出电路42，比较器43和反相器44。

控制器3-4包括270度移相电路46，三角波输出电路47，比较器48和反相器49。

270度移相电路46对时钟信号S2的相位进行270度相移。

下面参照图7至10根据本实施例对开关放大器的操作进行说明。

控制器3-1向MOSFET Q21的栅极提供脉冲信号S21，并向MOSFET Q22的栅极提供脉冲信号S22。

在控制器3-1中，0度移相电路31实际上输出时钟信号S2，并将时钟信号提供至三角波输出电路32。三角波输出电路32对时钟信号进行积分产生三角波信号，并将产生的信号提供至比较器33。比较器33将音频信号S1的信号电平与三角波信号的信号电平进行比较，并产生已进行脉宽调制的脉冲信号S21。比较器33向MOSFET Q21的栅极提供脉冲信号S21。反相器34对脉冲信号S21反相，并向MOSFET Q22的栅极提供脉冲信号S22。

在控制器3-2中，90度移相电路36对时钟信号S2的相位进行90度相移，并向三角波输出电路37提供移相的时钟信号。三角波输出电路37对相移后的时钟信号进行积分，产生三角波信号，并向比较器38提供产生的三角波信号。比较器38将音频信号S1的信号电平与三角波信号的信号电平进行比较，产生脉冲信号S23，它的相位已经从脉冲信号S21的相位移相90度。它的脉冲宽度已经调制。比较器38向MOSFET Q23的栅极提供脉冲信号S23。反相器39对脉冲信号S23反相，并向MOSFET Q24的栅极输出脉冲信号S24。

同样的方式，在控制器3-3中，180度移相电路41，三角波输出电路42和比较器43从音频信号S1和时钟信号S2，产生脉冲信号S25，它的相位是从脉冲信号S21的相位移相180度得到的，它的脉冲宽度也已经调制。比较器43向MOSFET Q25的栅极提供脉冲信号S25。反相器44反相脉冲信号S25，并向MOSFETQ26的栅极提供脉冲信号S26。

同样的方式，在控制器3-4中，270度移相电路46，三角波输出电路47和比较器48从音频信号S1和时钟信号S2产生脉冲信号S27，它的相位是从脉冲信号S21的相位移相270度得到的，它的脉冲宽度也已经调制。反相器49对脉冲信号S27反相，并输出脉冲信号S28。脉冲信号S27和S28分别提供至MOSFETQ27和Q28的栅极。

MOSFET Q21和Q22根据脉冲信号S21和S22进行开关操作，并根据脉冲信号S21和S22输出经过脉宽调制的功率脉冲信号S29。

同样的，MOSFET Q23和Q24，Q25和Q26，Q27和Q28根据脉冲信号S23和S24，S25和S26，S27和S28进行开关操作，并分别输出功率脉冲信号S30，S31和S32。

用同样方式，一个一个地产生了图9A至9D所示相位进行90度相移的功率脉冲信号S29，S30，S31和S32。

功率脉冲信号S29，S30，S31和S32提供至滤波部分2。在滤波部分2中，功率脉冲信号S29，S30，S31和S32相互合成而产生图9E所示合成信号S33。滤波部分2对合成信号S33进行滤波后再现图9F所示的音频信号S34。通过电容4向扬声器5输出音频信号S34。

图10表示合成信号S33中包括的频率分量的强度。当功率脉冲信号S29至S32合成后，功率脉冲信号S29至S32的较高次谐分量中除4n(n＝1，2，3……)倍以外的频率分量消除或相互抵消了。因此，如图10所示，在合成信号S33中只有第四，第八，第十二……高次谐波分量。

根据本实施例的开关放大器具有以下优点：包括在合成信号中的开关信号只有频率为基波分量的4n(n＝1，2，3……)整数倍的高次谐波分量。因此每个放大器部分1-1至1-4的开关频率可以是常规的开关放大器的1/4。或者，滤波部分2的截止频率可以是常规的开关放大器的四倍。所以，滤波部分2的结构与常规的开关放大器中的滤波器相比有所简化。此外，高次谐波分量具有相对较小的能量。滤波部分2还可进一步简化。

                             第三实施例

为了从相对较低的源电压获得高输出，可以在开关放大器中采用BTL(无平衡变压器)电路。

图11为具有BTL电路的开关放大器的示例。开关放大器包括放大部分1-1和1-2，滤波部分2-1和2-2，控制器3-1和3-2，扬声器5和电源6。在图11中，相同于图1所示的基本元件由相同的参照符号表示。

根据此结构可以获得全桥电路。在全桥电路中，将扬声器5连接在放大部分1-1和1-2各自的输出端之间。将相互180度相位差的信号输出至扬声器5的两个输入端，就象是BTL电路的工作那样。

放大器部分1-1包括N型MOSFET Q31和Q32。MOSFET Q31的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MOSFET Q32的漏极连接。MOSFET Q32的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q31的栅极与比较器52的输出端连接，同时MOSFET Q32的栅极与反相器53的输出端连接。

放大器部分1-2包括N型MOSFET Q33和Q34。MOSFET Q33的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MOSFET Q34的漏极连接。MOSFET Q34的源极与电源6的负极连接。MOSFET Q33的栅极与比较器57的输出端连接，同时MOSFET Q34的栅极与反相器58的输出端连接。

滤波部分2-1包括线圈L31和L32，电容C31和C32。线圈L31的一端和MOSFETQ31和Q32的连接点连接，同时，线圈L31的另一端与线圈L32的一端连接。线圈L32的另一端与扬声器5的一个输入端连接。电容C31的一电极与线圈L31的另一端连接，同时，它的另一电极与电源6的负极连接。电容C32的一电极和线圈L32的另一端连接，同时，它的另一电极与电源6的负极连接。

滤波部分2-2包括线圈L33和L34，电容器C33和C34。线圈L33的一端和MOSFET Q33和Q34的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L34的一端连接。线圈L34的另一端与扬声器5的另一输入端连接。电容C33的一电极与线圈L33的另一端连接，同时，电容C33的另一电极与电源6的负极连接。电容C34的一电极与线圈L34的另一端连接，同时，它的另一端与电源6的负极连接。

控制器3-1包括三角波输出电路51，比较器52和反相器53。三角波输出电路51对输入的时钟信号S42进行积分，并产生三角波信号S43，并将产生的三角波信号S43提供至比较器52的一个输入端(+)，和比较器57的一个输入端(+)。比较器52将音频信号S41的信号电平与三角波信号S43的信号电平进行比较，并产生脉冲信号S44。产生的脉冲信号S44提供至MOSFET Q31的栅极和反相器53的输入端。反相器53对脉冲信号S44的信号电平反相，产生脉冲信号S45。向MOSFET Q32的栅极提供脉冲信号S45。

控制器3-2包括音频信号反相电路56，比较器57和反相器58。音频信号反相电路56对输入的音频信号S41的信号电平反相而产生反相音频信号S46。将反相音频信号S46提供至比较器57一端(-)。比较器57比较反相音频信号S46的信号电平和三角波信号S43的信号电平，并产生脉冲信号S47。将产生的脉冲信号S47提供至MOSFET Q33的栅极和反相器58的输入端。反相器58对脉冲信号S47的信号电平反相，产生脉冲信号S48。向MOSFET Q34的栅极提供产生的脉冲信号S48。

从滤波部分2-1和2-2输出的功率脉冲信号被加到扬声器5的输入端并在扬声器5中组合或合成。

下面将根据本实施例对开关放大器的操作进行说明。

图12A至12H分别表示音频信号S41，时钟信号S42，三角波信号S43，脉冲信号S44和S45，反相音频信号S46，和脉冲信号S47和S48。

图12A所示音频信号S41分别提供至控制器3-1和3-2。此外，图12B所示时钟信号S42提供至控制器3-1。

如图12C所示，比较器52比较音频信号S41的信号电平和三角波信号S43的信号电平，并输出图12D所示的脉冲信号。

图12E示出反相器53对脉冲信号S44的信号电平反相后输出脉冲信号S45。

如图12F所示，比较器57比较反相音频信号S46的信号电平和三角波信号S43的信号电平，并产生图12G所示脉冲信号S47。

反相器58对由比较器57提供的脉冲信号S47反相，输出图12H所示脉冲信号S48。

MOSFET Q31和Q32根据脉冲信号S44和S45的信号电平执行开关操作，并向滤波部分2-1输出功率脉冲信号。MOSFET Q33和Q34根据脉冲信号S47和S48的信号电平执行开关操作，并向滤波部分2-2输出功率脉冲信号。

滤波部分2-1对放大部分1-1输入的功率脉冲信号进行滤波，去掉功率脉冲信号中的高次谐波频率分量，并再现音频信号。滤波部分2-2对放大部分1-2输入的功率脉冲信号进行滤波，去掉功率脉冲信号中的高次谐波频率分量，并再现音频信号。从滤波部分2-1输出音频信号加至扬声器5的一输入端，同时从滤波部分2-2输出音频信号加至扬声器5的另一输入端。在扬声器5中，组合两个功率脉冲信号，扬声器5由输入的两个音频信号的差值驱动。

根据本实施例的开关放大器，由三角波信号输出电路51产生的三角波信号不仅加至控制器3-1中比较器52的正极输入端，而且加至控制器3-2中比较器57的负极输入端。此外，控制器3-2中的音频信号反相电路56对音频信号S41的信号电平反相，并向比较器57的负极输入端提供反相了的音频信号S46。

在放大部分1-1产生的功率脉冲信号和放大部分1-2产生的功率脉冲信号之间有180度相位差。因此，在扬声器5中组合功率脉冲信号时，删去了功率脉冲信号的基波分量。

                             第四实施例

在第三实施例中，开关放大器采用了一个BTL电路。然而，在打算改善开关放大器输出的失真率时，如图13所示可采用多个BTL电路。

图13所示开关放大器包括，四个放大器部分1-1至1-4，滤波部分2-1和2-2，四个控制器3-1至3-4，扬声器5，以及电源6。在图13中，图1所示的相同的基本元件由相同的参照数字表示。

放大器部分1-1包括N型MOSFET Q41和Q42。MOSFET Q41的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MOSFET Q42的漏极连接。MOSFET Q42的源极与电源6的负极连接。如稍后所述，MOSFET Q41的栅极与图14所示控制器3-1中比较器63的输出端连接，同时MOSFET Q42的栅极与图14所示控制器3-1中反相器64的输出端连接。

放大器部分1-2包括N型MOSFET Q43和Q44。MOSFET Q43的漏极与电源6的正极连接，同时其源极与MOSFET Q44的漏极连接。MOSFET Q44的源极与电源6的负极连接。如稍后所述，MOSFET Q43的栅极与图14所示控制器3-2中比较器68的输出端连接，同时MOSFET Q44的栅极与图14所示控制器3-2中反相器69的一个输出端连接。

放大器部分1-3包括N型MOSFET Q45和Q46。MOSFET Q45的漏极与MOSFETQ41的漏极连接，同时其源极与MOSFET Q46的漏极连接。MOSFET Q46的源极与电源6的负极连接。如稍后所述，MOSFET Q45的栅极与图14所示控制器3-3中比较器73的输出端连接，同时MOSFET Q46的栅极与图14所示控制器3-3中反相器74的输出端连接。

放大器部分1-4包括N型MOSFET Q47和Q48。MOSFET Q47的漏极与电源6的正极连接，同时，MOSFET Q47的源极与MOSFET Q48的漏极连接。MOSFET Q48的源极与电源6的负极连接。如稍后所述，MOSFET Q47的栅极与图14所示控制器3-4中比较器78的输出端连接，同时MOSFET Q48的栅极与图14所示控制器3-4中反相器79的输出端连接。

滤波部分2-1包括三个线圈L41至L43，电容C41和C42。线圈L41的一端和MOSFET Q41和Q42的连接点连接，同时，其另一端与线圈L43的一端连接。线圈L43的另一端与扬声器5的一个输入端连接。线圈L42的一端与MOSFET Q43和Q44的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L41的另一端连接。

电容C41的一电极与线圈L43的一端连接，同时，其另一电极与电源6的负极连接。电容C42的一电极与线圈L43的另一端连接，同时，它的另一电极与电源6的负极连接。

滤波部分2-2包括三个线圈L44至L46，电容C43和C44。线圈L44的一端和MOSFET Q45和Q46的连接点连接，同时，其另一端与线圈L46的一端连接。线圈L46的另一端与扬声器5的另一个输入端连接。线圈L45的一端与MOSFETQ47和Q48的连接点连接，同时，它的另一端与线圈L44的另一端连接。

电容C43的一端与线圈L46的一端连接，同时，其另一端与电源6的负极连接。电容C44的一端与线圈L46的另一端连接，同时，电容C44的另一端与电源6的负极连接。

图14分别示出了控制器3-1至3-4的结构。

控制器3-1包括0度移相电路61，三角波输出电路62，比较器63和反相器64。

控制器3-2包括180度移相电路66，三角波输出电路67，比较器68和反相器69。

控制器3-3包括90度移相电路71，三角波输出电路72，比较器73，反相器74和音频信号反相电路75。

控制器3-4包括270度移相电路76，三角波输出电路77，比较器78和反相器79。

相同于图1所示的基本元件由相同的参考数字表示。

下面对根据本发明的第四实施例的开关放大器的操作进行说明。

控制器3-1和3-2向放大部分1-1和1-2输出脉冲信号，使得从放大部分1-1输出的功率脉冲信号和放大部分1-2输出的功率脉冲信号之间具有180度相位差。控制器3-3和3-4向放大部分1-3和1-4输出脉冲信号，使得从放大部分1-3输出的功率脉冲信号和放大部分1-4输出的功率脉冲信号之间具有180度相位差。

滤波部分2-1合成来自放大部分1-1的功率脉冲信号和来自放大部分1-2的功率脉冲信号，产生合成信号。滤波部分2-2合成来自放大部分1-3的功率脉冲信号和来自放大部分1-4的功率脉冲信号，以产生合成信号。

控制器3-1和3-3向放大部分1-1和1-3输出脉冲信号，在放大部分1-1和1-3输出的功率脉冲信号之间将有90度相位差。控制器3-2和3-4输出脉冲信号，在放大部分1-2输出的功率脉冲信号和1-4输出的功率脉冲信号之间将有90度相位差。

滤波部分2-1合成来自放大部分1-1的功率脉冲信号和来自放大部分1-2的功率脉冲信号，产生合成信号。滤波部分2-2合成来自放大部分1-3的功率脉冲信号和来自放大部分1-4的功率脉冲信号，产生合成信号。

合成信号经滤波部分2-1和2-2滤波，除去高次谐波频率分量，并再现音频信号。滤波部分2-1输出的音频信号被输出至扬声器5的一个输入端，同时滤波部分2-2输出的音频信号被输出至扬声器5的另一输入端。扬声器5由两个输入音频信号的差值驱动。

根据本实施例的开关放大器的优点具有以下优点：

由于功率脉冲信号的相位差，抵消了功率脉冲信号的基频分量，也抵消了功率脉冲信号的次高谐波分量。另外，可改善开关放大器输出的失真率。

根据第四实施例的开关放大器包括两个BTL电路。然而，并不仅限于采用两个BTL电路，可以采用三个或更多的BTL电路。

在第一至第四实施例中，根据音频信号放大需要，采用控制时钟信号占空比(脉宽)的控制器产生控制开关操作的开关信号。本发明并不局限于此，也可采用其他类型的控制器。例如，可以采用FM(频率调制)电路作为控制器。图15表示使用频率调制器7-1和7-2代替图1所示控制器3-1和3-2的开关放大器的电路构造。频率调制器7-1和7-2根据音频信号S1调制内部时钟信号(未画出)频率。频率调制器7-1产生频率调制脉冲信号S71，及信号S71的反相信号S72。频率调制器7-2产生频率调制脉冲信号S73和信号S74，其中信号S71的相位移相180度得到S73的相位，S74与S73反相。向MOSFET Q11至Q14的栅极输出信号S71至S74。同样的，第二至第四实施例中的控制器3-1至3-4也可换为频率调制器。

开关装置并不局限于前文所描述的MOSFET，也可是其他类型的FET，双极晶体管等等。

滤波部分的结构并不局限于前文所描述的结构，任何可以充分削弱信号中开关分量(具体是时钟信号的基波分量)并可充分再现音频信号的低通或带通滤波器均可采用。

采用不同的实施例和变化并不脱离本发明的广阔构思和范围。上述实施例只是本发明的例解，并不对本发明的范围进行限制。应根据权利要求书而不是实施例确定本发明的范围。与本发明权利要求同等意义的不同的改进均属于本发明的权利要求范围之内。

Claims (13)

1.一种开关放大器，产生脉冲信号，根据要放大的初始信号的信号电平设定脉冲信号各自的占空比，根据每一脉冲信号开关直流电压，并对脉冲信号滤波，从而放大初始信号，并向负载提供放大信号，所说的放大器包括：

脉冲信号发生器(3-1，3-2，3-3，3-4)，它产生脉冲信号(S5，S6，S9，S10，S29，S30，S31，S32，S44，S45，S47，S48)，每一脉冲信号具有对应于初始信号(S1，S4)的信号电平的占空比，并且彼此异相。

多个放大部分(1-1，1-2，1-3，1-4)，它具有开关装置，输入多个脉冲信号的每一个，并根据每一脉冲信号的占空比执行直流电压的开关，从而产生彼此异相的多个功率脉冲信号(S11，S12，S29，S30，S31，S32)；以及

滤波器(2，2-1，2-2)，它组合和滤波从所说的多个放大部分输出的多个功率脉冲信号，并且向负载输出组合并滤波后的功率脉冲信号。

2.根据权利要求1的开关放大器，其中：

所说的滤波器包括电抗器(L11，L12，L21，L22，L23，L24，L31，L33，L41，L42，L44，L45)，每个电抗器均分别与所说的多个放大部分之一连接以组合功率脉冲信号。

3.根据权利要求1的开关放大器，其中：

所说的多个放大部分(1-1，1-2，1-3，1-4)的每一个包括与施加直流电的电源(6)连接并执行直流电压开关的放大装置(Q11至Q34)；和

所说的脉冲信号发生器(3-1，3-2，3-3，3-4)反相多个脉冲信号，向所说的多个放大部分输出多个脉冲信号(S5，S9，S21，S23，S25，S27，S44，S47)和多个反相信号(S6，S10，S22，S24，S26，S28，S45，S48)。

4.根据权利要求1的开关放大器，还包括：

相移部分(21，25，31，36，41，46)，它根据预定的角度移相时钟信号，从而产生相移时钟信号(S3，S7)；

参考信号发生器(22，26，32，37，42，47，62，67，72，77)，它由所说的相移部分输出的相移时钟信号产生参考信号(S4，S8)；

调制器(23，27，33，38，43，48)，它通过比较要放大的初始信号和参考信号，从而调制多个脉冲信号中每一个的占空比，并向每个放大部分的开关装置提供脉冲信号；以及

反相器，它反相占空比经过调制的多个脉冲信号的每一个，并分别向每个放大部分的开关装置分别提供脉冲信号。

5.根据权利要求1的开关放大器，其中：

多个放大部分每一个包括两个以串联方式排列并接收加载的直流电压的开关装置；

一个负载与多个放大部分中每一个的双串联排列开关装置的连接点连接，通过所说的滤波器，形成半桥或全桥电路；以及

所说的脉冲信号发生器产生彼此异相的多个脉冲信号和它们的反相信号，并将脉冲信号和对应的反相信号形成的每一对提供给相应一个所说的放大部分的双串联排列开关装置。

6.根据权利要求4的开关放大器，其中：

所说的脉冲信号发生器包括：

比较参考信号发生器(51)，它根据时钟信号的相位产生比较参考信号；

第一脉冲信号发生器(52)，它比较要放大的原始信号和所说的比较参考信号发生器产生的比较参考信号，以输出第一脉冲信号；

第一反相脉冲信号发生器(53)，它反相由所说的第一脉冲发生器产生的第一脉冲信号，以输出第一反相脉冲信号；

原始信号反相器(56)，它反相要放大的原始信号；

第二脉冲信号发生器(57)，它比较所说的原始信号反相器反相的信号和所说的比较参考信号发生器产生的比较参考信号，以输出第二脉冲信号；

第二反相脉冲发生器(58)，它反相所说的第二脉冲发生器产生的第二脉冲信号，以输出第二反相脉冲信号。

7.根据权利要求1的开关放大器，其中：

所说的滤波器会使频率高于脉冲信号基频的信号分量衰减。

8.根据权利要求1的开关放大器，其中：

所说的滤波器组合功率脉冲信号，从而至少可以删去一部分频率等于脉冲信号基频的信号分量。

9.根据权利要求1的开关放大器，其中：

所说的脉冲信号发生器(3-1，3-2，3-3，3-4)包括频率调制器，它产生彼此相位偏移的脉冲信号(S5，S6)，并且其脉宽根据原始信号(S1)的信号电平进行调制。

10.根据权利要求1的开关放大器，其中：

所说的脉冲信号发生器(7-1，7-2)包括频率调制器，该频率调制器产生彼此相位偏移的脉冲信号，并且其脉宽根据原始信号(S1)的信号电平进行调制。

11.一种信号放大方法，包括以下步骤：

产生异相的多个脉冲信号；

根据要放大的原始信号的信号电平，为多个脉冲信号的每一个设定导通/截止周期比；

根据多个脉冲信号中每一个开关直流电压，从而产生异相的多个功率信号；以及

组合产生的多个功率脉冲信号，并对组合的功率脉冲信号滤波，将滤波信号提供给负载，从而抵消基波分量和/或每个产生的功率脉冲信号的高次谐波。

12.一种开关放大器，包括：

脉冲信号发生器(3-1，3-2，3-3，3-4)，它产生占空比根据要放大的原始信号(S1，S41)调制的彼此异相的多个脉冲信号(S5，S6，S9，S10，S29，S30，S31，S32，S44，S45，S47，S48)；

多个开关部分(1-1，1-2，1-3，1-4)，根据脉冲信号进行开关操作，从而产生彼此异相的多个功率脉冲信号(S11，S12，S29，S30，S31，S32)；以及

滤波器(2，2-1，2-2)，它组合和滤波多个功率脉冲信号，以再现原始信号，并输出该再现信号。

13.一种信号放大方法，包括：

产生占空比根据要放大的原始信号(S1，S41)调制的彼此异相的多个脉冲信号(S5，S6，S9，S10，S29，S30，S31，S32，S44，S45，S47，S48)；

根据脉冲信号进行开关，从而产生彼此异相的多个功率脉冲信号(S11，S12，S29，S30，S31，S32)；以及

组合并滤波功率脉冲信号，以再现原始信号，并输出该再现信号。

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