CN1389853A

CN1389853A - 可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片

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Publication number: CN1389853A
Application number: CN01118548A
Authority: CN
Inventors: 孙洪军
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2001-06-01
Filing date: 2001-06-01
Publication date: 2003-01-08
Anticipated expiration: 2021-06-01
Also published as: CN1150517C

Abstract

公开了一种可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片,包含过采样∑－Δ模数转换器、过采样数模转换器和数字信号处理器,其特征在于该语音编解码芯片内部进一步包含:一第一通路,其为从上行链路连接至下行链路的一条数字化的快速单系数阻抗反馈通路;一第二通路,其为从上行链路连接至下行链路的一条包含多阶FIR滤波器的阻抗反馈通路;和一第三通路,其为从下行链路连接至上行链路的用以实现混合平衡的一条包含多阶FIR滤波器的通路。

Description

可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片

本发明涉及数字程控交换机中的模拟电话装置与数字电话交换网之间的接口，更加具体地，涉及其中的语音编解码芯片技术。

图1是程控交换机用户侧基本示意图，示出了用户电路的基本体系结构。如图1所示，用户电话线经过过流过压的保护器件进入到用户线接口电路，由用户线接口电路完成必要的2/4线转换后，送到语音编解码芯片进行AD、DA转换以及A/u律的编解码，最后到数字的PCM Highway。

用户线接口电路也简称为SLIC(Subscriber Line Interface Circuit)，语音编解码芯片也简称为CODEC(Coding Decoding)或COMBO。

在图1中：TIP为塞尖，和RING(塞环)构成由交换机到用户话机的两根线；RING为塞环，和TIP(塞尖)构成由交换机到用户话机的两根线，直流馈电以及语音信号的双向传输通过这两根线进行；VTX为四线发送模拟信号线，语音由VTX经ADC(Analog Digital Converter)后再A/u律编码，送到数字交换网络；VRX为四线接收模拟信号线，A/u律PCM(脉冲编码调制)信号经解码后，经DAC(Digital Analog Converter)变成模拟信号，送到用户线接口电路SLIC。

保护器件、用户线接口电路，语音编解码芯片以及其他的辅助器件共同完成众所周知的BORSCHT这七个功能：B，直流馈电(Battery Feeding)；O，过压过流保护(Overvoltage Protecting Overcurrent Protecting)；R，振铃(Ring)；S，检测环路状态(Supervise)；C，编解码(Codec)；H，混合平衡(Hybrid balance)；T，测试(Testing)。

在程控交换机用户侧的这一接口电路中，2线接口的阻抗匹配是一个比较重要的AC(交流)参数。2线接口的阻抗匹配，即为从TIP/RING两线看进去的端口阻抗特性，一般来讲不同的国家标准有不同的要求，如中国标准是要求两线端口看进去的阻抗特性为三元件复阻抗，即200欧姆+680欧姆||100n，德国的标准为220欧姆+820欧姆||115nF，而澳大利亚的标准为600欧姆实阻抗。图2示出了TIP/RING两线的端口阻抗模型。

除阻抗匹配之外，混合平衡也是一个比较重要的AC参数。混合平衡也叫4线回损，反映了由下行PCM Highway至VRX至TIP/RING两线至VTX至上行PCMHighway的输入信号和回波信号的功率之比。显然，需要一个回波抵消电路，或称之为混合平衡电路，来防止从四线数字部分的接收信号到两线模拟部分后又返回到四线的发送端。

图3示出了现有技术中的一种利用外围元件实现阻抗匹配和混合平衡的一个套片方案，其中的L9219为用户线接口电路。如图3所示，为了实现阻抗匹配和混合平衡，该套片方案中共计需要电阻RT2、RT1、RGP、RN1、CB2、CON、RN2、RRCV、RHB1共计七个电阻，两个电容。

这种利用外接分立阻容元件实现阻抗匹配和混合平衡的方法有以下几个缺点：所匹配出的阻抗是固定的，无法实现不同阻抗匹配的灵活调整，也就是说，为了满足不同的国家标准，必须通过修改单板的硬件来实现；所需阻容元件较多，不利于实现更高密度的用户线单板；外接的阻容元件中，电阻的绝对误差较小，±1％以内，但为了匹配特定阻抗，所需的电阻阻值必须向标准阻值近似，会带来一定误差，电容的绝对误差一般较大，±10％以内，因此用这种方法实现的阻抗匹配和混合平衡，效果不会太好。

本发明的目的在于提出一种可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其中利用了DSP(数字信号处理器)的处理能力，可以方便地实现不同阻抗匹配和混合平衡的功能。

本发明的目的是这样实现的：一种可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，包含过采样∑-Δ模数转换器、过采样数模转换器和数字信号处理器，其特征在于该语音编解码芯片内部进一步包含：一第一通路，其为从上行链路连接至下行链路的一条数字化的快速单系数阻抗反馈通路；一第二通路，其为从上行链路连接至下行链路的一条包含多阶FIR(有限脉冲响应)滤波器的阻抗反馈通路；和一第三通路，其为从下行链路连接至上行链路的用以实现混合平衡的一条包含多阶FIR滤波器的通路。

所述的第一通路的单系数可以如下确定：其计算目标是使所述的第二通路中所述的多阶FIR滤波器的目标响应的实部和虚部的变化量最小；其后，所述的第二通路中的多阶FIR滤波器的系数如下确定：采用修正后的LMS算法(Least Mean Square algorithm，最小均方算法)，通过对二阶求导矩阵进行修正，多次迭代计算，直到系数既满足阻抗匹配的要求，又满足稳定性的要求。

所述的第三通路中的多阶FIR滤波器的系数可以如下确定：采用修正后的LMS算法，通过对二阶求导矩阵进行修正，多次迭代计算，直到系数满足混合平衡的要求。

所述的第一通路，对上行链路上的过采样∑-Δ模数转换器(∑-ΔADC)输出的单比特码流，乘以一个若干比特的系数，然后将之在下行链路的数字∑-Δ调制器的前端，与下行链路上的下行同比特数据相加混合。

所述的第二通路，从上行链路上的一个数字降采样滤波器的输出端，经所述的多阶FIR滤波器后，相加混合连接至下行链路上的一个数字升采样滤波器的输入端。

所述的第三通路，从下行链路上的一个PCM解码器的输出端，经所述的多阶FIR滤波器后，相加混合连接至上行链路上的一个PCM编码器的输入端。

所述的第二通路中的多阶FIR滤波器的阶数可以为9阶。

所述的第三通路中的多阶FIR滤波器的阶数可以为9阶。

本发明的语音编解码芯片，采用了数字滤波器的方法在语音编解码芯片内部实现了阻抗匹配和混合平衡，不需要任何外接阻容器件，即可满足不同的阻抗匹配要求，而无须进行硬件修改。具体来说，采用本发明的语音编解码芯片实现阻抗匹配和混合平衡时，无需调整外围分离元件，也不需要在芯片生产时改变掩模板，而只需要芯片在使用时计算出不同的系数即可，可以达到真正的软件编程实现，不增加硬件工作量。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下举实施例，并结合附图，对本发明进一步详细说明。其中

图1示出了程控交换机的用户侧系统示意图；

图2示出了TIP/RING两线的端口阻抗模型；

图3示出了现有技术中的一种利用外围元件实现阻抗匹配和混合平衡的一个套片方案；

图4示出了现有技术中基于过采样∑-Δ模数转换器、过采样数模转换器和DSP(数字信号处理)技术的语音编解码芯片的框图；

图5示出了用户线接口电路的AC三端口等效数学模型；

图6示出了依照本发明的一个较佳实施例的语音编解码芯片的框图；

图7示出了用户线接口电路和图6中示出的语音编解码芯片连接在一起的等效数学模型。

图4示出了现有技术中基于过采样∑-Δ模数转换器、过采样数模转换器和DSP(数字信号处理)技术的语音编解码芯片的框图。

图5示出了用户线接口电路的AC三端口等效数学模型。这是根据SLIC的TIP/RING两线和VRX、VTX四线之间的关系抽象出的。其中的A42表示SLIC内部的由四线VRX到两线TIP/RING方向的电压增益，A44表示由四线接收VRX到四线发送VTX的电压增益，A24表示由两线TIP/RING到四线发送VTX的电压增益，Zin表示SLIC的两线端口的输出阻抗，ZL表示用户线接口电路的外部环路的阻抗，即电话机以及电话线的阻抗。

这样的一个模型近似基本吻合的SLIC的TIP/TING和VRX、VTX端口之间的AC特性。可以看到在这个模型的情况下，由两线TIP/RING看进去的AC端口阻抗为Zin，在给定的外部环路的阻抗ZL情况下，由VRX到VTX的回损为4WRL＝A42×A24×ZL/(ZL+Zin)+A44。为了达到简化SLIC电路的目的，由SLIC前端实现的Zin通常并不是我们最终想要的阻抗特性，而回损4WRL也不能达到指标的要求，因此，本发明的设计思想就是在CODEC内部，引入适当的数字环路，实现合适的阻抗匹配和混合平衡的目的。

图6示出了依照本发明的一个较佳实施例的语音编解码芯片的框图。如图6所示，增加了2个阻抗环路和一个混合平衡环路，用以实现需要增加的阻抗匹配和混合平衡功能。

图7示出了用户线接口电路和图6中示出的语音编解码芯片连接在一起的等效数学模型。图7中A42、A44、A24、Zin代表用户线接口电路部分，A42表示SLIC内部的由四线VRX到两线TIP/RING方向的电压增益，A44表示由四线接收VRX到四线发送VTX的电压增益，A24表示由两线TIP/RING到四线发送VTX的电压增益，Zin表示SLIC的两线端口的输出阻抗，ZL表示用户线接口电路的外部环路的阻抗，即电话机以及电话线的阻抗，而不是采样电阻的阻抗。

图7中的H1、H2、H3、H4、H5、H6、Im1、Im2、TH代表语音编解码部分，H1表示抗混迭滤波器、过采样∑-ΔADC的传输函数，H2表示数字降采样滤波器1的传输函数，H3表示数字降采样滤波器2的传输函数，H4表示DAC和低通滤波的传输函数，H5表示数字升采样滤波器1的传输函数，H6表示数字升采样滤波器2的传输函数，VT代表上行至PCM Highway的信号，VR代表由PCM Highway来的信号。

首先推导一下在图7中数学模型情况下，由TIP/RING两线看进去的阻抗，由TIP/RING端口流入的电流为Iin，TIP/RING端口电压为Vin

VRX＝VTX*(H1*Im1*H4+H1*H2*H4*H5*Im2) (1)

VTX＝VRX*A44+Vin*A24 (2)

Vin＝VRX*A42+Iin*Zin (3)

由上述三式推出得：

VRX＝Vin*A24*(H1*H4*Im1+H1*H2*H4*H5*Im2)/(1-A44*(H1*H4*Im1+H1*H2*H4*H5*Im2)) (4)

Zd＝Vin/Iin

＝Zin*(1-A44*(H1*H4*Im1+H1*H2*H4*H5*Im2))/(1-(A44+A24*A42)*(H1*H4*Im1+H1*H2*H4*H5*Im2)) (5)

第(5)式给出了内部的Im1和Im2滤波器和最终匹配出的目标阻抗Zd之间的关系。

值得注意的是，Zd是靠SLIC和CODEC内部的几个阻抗环路形成的阻抗，这样的阻抗反馈环路在音频范围内匹配的阻抗的实部是大于0的，在频率变高时，匹配出的阻抗实部有可能小于0，而负阻抗则有潜在的不稳定性，在特定的外部阻抗情况下，有振荡的可能，因此，为了避免稳定性的问题，Zd的实部应在任何频点上都大于0。

在CODEC内部，阻抗环路有两个，它们的作用各不相同，Im1是一个快速的阻抗反馈通路，对过采样∑-ΔADC输出的单比特码流，乘以一个16比特的系数，再和H5输出的DA方向的16比特数据相加，然后再进行数字的∑-Δ调制。而Im2是一个9阶的FIR，可以用来对音频范围内的相位和幅频特性的微调，达到更好的阻抗匹配目的。

下面将分别给出本较佳实施例中Im1、Im2和TH的计算方法。

假设目标阻抗为Zd，如果要求由Im1和Im2匹配出所需的阻抗，则：

DR_Im1＝(Zd-Zin)/(H1*H4*(A24*A42*Zd+A44*(Zd-Zin)) (6)

DR_Im2＝((Zd-Zin)/(A24*A42*Zd+A44*(Zd-Zin)-Im1*H1*H4)/(H2*H5)

(7)

DR_Im1表示对Im1想要达到的频响要求，DR_Im2表示对Im2想要达到的频响要求。

但是，公式(6)左边是一个实数，公式(6)的右边是一个复数形式，并且，所要求的阻抗匹配是一定频率(例如300～3400Hz)范围内的阻抗匹配，因此如果Im1选择不合适，有可能在某个频点上达到较理想的阻抗匹配，但在其他频点上效果较差。并且，阻抗匹配是靠Im2和Im1共同完成的，光靠Im1无法实现，因此对Im1要有一个合适的阶段目标。

由于IM2是一个9阶的FIR滤波器，可以对频响的相幅特性进行微调。因此我们设定Im1的计算目标为，在给定频响范围内的若干频点内，Im1的数值选择使得在这些频点上，DR_Im2的实部和虚部的变化量最小。由于Im1的数值选取有一定的范围，因此可以用简单的穷举法，找到合适的Im1数值。

在决定了Im1的数值后，下面讨论如何计算Im2的滤波器的系数。

众所周知，一个9阶FIR滤波器的公式如下：

Im2＝∑(C_i*Z^-i)，其中i＝0～8，Z^-i代表各阶延时，C_i为滤波器各阶的系数。

由于独立的系数有9个，不同的组合对滤波器的频响都有影响，不可能在通过简单的穷举法来得到最优的系数，因此需要通过LMS算法来求出合适的系数。计算方法如下：

滤波器形式：Im2＝∑(C_i*Z^-i)，i＝0～8；

目标频响：在N个频点上的频响为DR_Im2(j)，j＝1～N；

则我们要求：

∑_i(C_i*Re(Z_j ^-i))＝RE(DR_Im2(j)) (8)

∑_i(C_i*Im(Z_j ^-i))＝Im(DR_Im2(j)) (9)

Re(Z_j ^-i)代表Z_j ^-i的实部，Re(DR_Im2(j))代表DR_Im2(j)的实部；

Im(Z_j ^-i)代表Z_j ^-i的虚部，Im(DR_Im2(j))代表DR_Im2(j)的虚部。

方程(8)和方程(9)代表了共2N个方程。求C_i的问题转变为线性方程组求最小2乘解。误差函数为：

Q(C)＝∑_j(∑_i(C_i*Re(Z_j ^-i))-RE(DR_Im2(j)))²+(∑_l(C_i*Im(Z_j ^-i))-Im(DR_Im2(j)))²)

这样，问题就转变为求误差函数Q(C)的极值点，找到一组向量C^*＝[C₀，C₁，C₂，C₃，C₄，C₅，C₆，C₇]，C*使的Q(C)最小。通常的计算方法是对Q(C)求一次导数F，对Q(C)求二次导数G，对C设定初值为0矢量，用公式C_new＝C_old-G^-1*F，一次迭代即可。

不过上述的方法还是有一定的问题：

首先，系数本身必须限制在一定的数值之内，一般要小于1，这样一是为了防止中间结果溢出，二是这样一个系数通常是用一定的编码方式表示的，如CSD编码，只需要较少次数的嵌套的移位相加来替代乘法操作，这种方法表示的数值范围和精度有限，但是用LMS算出的数值有可能会非常大，不满足要求。

其次，阻抗环路存在一定的稳定性问题，上述方程求出的阻抗只是满足音频范围内的阻抗要求，但整个阻抗环路的稳定性考虑要求在高频时综合出的阻抗实部也要大于0，但是这个目标在计算时没有设定，需要计算完阻抗后再验证环路稳定性，但是阻抗稳定性和系数的数值有关，数值越大越容易发生稳定性问题，因此希望在满足要求的多组系数中，希望有系数绝对值尽量小、没有阻抗稳定性的问题的一组，而上述方法只能算出一组系数。

基于上述两点原因，我们提出一种改进的方法，利用这种改进方法真正地多次迭代算出多组符合要求的系数。然后再从中选择合适的系数进行稳定性验证。改进的方法如下：

Q(C)的二阶导数为一个8×8的矩阵，可以推出，矩阵中各个元素的值为：

G[i，j]＝2*∑_k(real(Z_k ^-i*Z_k ^-j)+imag(Z_k ^-i*Z_k ^-j))K＝1～N (10)

Q(C)的一阶导数为8×1的矩阵，由于不需要对它进行修正，这里不列出它的公式。

对G[i，j]的公式进行修正：

G^*[i，j]＝2*∑_K(real(Z_k ^-i*Z_k ^-j)+a*imag(Z_k ^-i*Z_k ^-j))K＝1～N

增加系数因子a，a的范围为0.8＜a＜1，这样对C的计算方法如下：

1、对矢量C赋予0初值，即[0，0，0，0，0，0，0，0，0]，对a赋予初值1；

2、用给定步长递减a，a_new＝a_old-a_step，对矢量C再次初始化；

3、用公式C_new＝C_old-G^*-1*F进行迭代计算系数C_new；

4、对C_new带回公式，验证阻抗环路匹配性能，在给定迭代次数N以内

不满足要求，转向3，再次迭代计算，否则转向2；

5、对C_new进行阻抗稳定性验证，不满足要求，转向1；满足要求，终

止迭代。

利用上述方法，可以在阻抗匹配的效果、系数的数值和稳定性之间取得较好的平衡。

完成了对阻抗匹配滤波器的系数计算后，我们继续推导混合平衡滤波器的公式。

VT＝Vin*A24*H1*H2*H3+VR*TH

Vin＝(VR*H4*H5*H6+Vin*A24*(Im1*H1*H4+Im2*H1*H2*H4*H5))*A42*ZL/(ZL+Zin)

连立上面两式，解得：

VT/VR＝TH+(H1*H2*H3*H4*H5*H6*A24*A42*ZL/(ZL+Zin))/(1-A24*(Im1*H1*H4+Im2*H1*H2*H4*H5)*A42*ZL/(ZL+Zin))

最佳的混合平衡效果就是使VR至VT的信号能量最小，则：

DR_TH＝-(H1*H2*H3*H4*H5*H6*A24*A42*ZL/(ZL+Zin))/(1-A24*(Im1*H1*H4+Im2*H1*H2*H4*H5)*A42*ZL/(ZL+Zin))

对于TH滤波器，虽然不存在环路稳定性的问题，但是计算出的系数值如果太大，也会导致中间结果的溢出，因此同样需要用尽量小的系数达到一个可接受的混合平衡效果。

利用上述的迭代算法，同样可以算出较合适的TH数值。

以上公开了依照本发明的一个较佳实施例的语音编解码芯片的内部的电路设计以及其中的Im1、Im2、和TH的确定方法。由以上详细描述可以看出，本发明的语音编解码芯片在使用时，可以根据目标阻抗及混合平衡的要求，方便地确定其中各个数字滤波器的系数并进行调节，从而方便地实现阻抗匹配和混合平衡。

尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，以上实施例仅用以说明本发明而非限制，依据本发明的原则和精神可以对本发明的实施例进行各种修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims

1、一种可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，包含过采样∑-Δ模数转换器、过采样数模转换器和数字信号处理器，其特征在于该语音编解码芯片内部进一步包含：一第一通路，其为从上行链路连接至下行链路的一条数字化的快速单系数阻抗反馈通路；一第二通路，其为从上行链路连接至下行链路的一条包含多阶FIR滤波器的阻抗反馈通路；和一第三通路，其为从下行链路连接至上行链路的用以实现混合平衡的一条包含多阶FIR滤波器的通路。

2、如权利要求1所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：

所述的第一通路的单系数如下确定：其计算目标是使所述的第二通路中所述的多阶FIR滤波器的目标响应的实部和虚部的变化量最小；

其后，所述的第二通路中的多阶FIR滤波器的系数如下确定：采用修正后的LMS算法，通过对二阶求导矩阵进行修正，多次迭代计算，直到系数既满足阻抗匹配的要求，又满足稳定性的要求。

3、如权利要求2所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：所述的第三通路中的多阶FIR滤波器的系数如下确定：采用修正后的LMS算法，通过对二阶求导矩阵进行修正，多次迭代计算，直到系数满足混合平衡的要求。

4、如权利要求1所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：所述的第一通路，对上行链路上的过采样∑-Δ模数转换器输出的单比特码流，乘以一个若干比特的系数，然后将之在下行链路的数字∑-Δ调制器的前端，与下行链路上的下行同比特数据相加混合。

5、如权利要求1所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：所述的第二通路，从上行链路上的一个数字降采样滤波器的输出端，经所述的多阶FIR滤波器后，相加混合连接至下行链路上的一个数字升采样滤波器的输入端。

6、如权利要求1所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：所述的第三通路，从下行链路上的一个PCM解码器的输出端，经所述的多阶FIR滤波器后，相加混合连接至上行链路上的一个PCM编码器的输入端。

7、如权利要求1所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：所述的第二通路中的多阶FIR滤波器的阶数为9阶。

8、如权利要求1所述的可实现阻抗匹配和混合平衡的语音编解码芯片，其特征在于：所述的第三通路中的多阶FIR滤波器的阶数为9阶。