CN1389036A - 多载波通信装置及峰值功率抑制方法 - Google Patents

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Abstract

在数字调制部(101)进行数字调制后,S/P变换部(102)将进行过并行变换的各OFDM码元(第1OFDM码元组)输出到映射部(103),在这里,在叠加有第1OFDM码元组的多个副载波内,使规定数目的副载波上叠加的OFDM码元为0来扩展OFDM码元空间,从该空间的码元码型中,按峰值功率从小到大的顺序,选择与第1OFDM码元组的数目相同的OFDM码元,使第1OFDM码元组对应于该被选OFDM码元,输出进行了该对应的被选OFDM码元,将该被选OFDM码元用IFFT部(104)进行快速傅里叶逆变换后进行发送。

Description

多载波通信装置及峰值功率抑制方法
                          技术领域
本发明涉及应用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple，正交频分复用)方式的多载波通信装置及多载波通信装置中的峰值功率抑制方法，特别涉及适用于移动通信系统中的便携电话机及便携电视电话机等移动台装置或与该移动台装置进行通信的基站装置、数字TV广播或数字声音广播的发送接收装置等的多载波通信装置及多载波通信装置中的峰值功率抑制方法。
                         背景技术
以往，作为这种多载波通信装置及多载波通信装置中的峰值功率抑制方法，有(日本)特开平7-143098号公报记载的方法。
图1是现有的多载波通信装置的结构方框图。
该图1所示的多载波通信装置11在发送端包括数字调制部12、S/P(Serial/Parallel，串行/并行)变换部13、以及IFFT(快速傅里叶逆变换)部14，而在接收端包括FFT(快速傅里叶变换)部15、P/S(Parallel/Serial，并行/串行)变换部16、以及数字解调部17。
在这种结构中，在发送端，数字调制部12按照BPSK(Binary Phase ShiftKeying，二相相移键控)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交调幅)等调制方式对发送数据进行数字调制。
该调制后的串行数据由S/P变换部13变换为并行数据(数字码元)，该并行数据由IFFT部14通过进行快速傅里叶逆变换处理而分别叠加到相位不同的副载波上，将其作为时间序列上连续的发送OFDM码元信号来输出。
另一方面，在接收端，接收OFDM码元信号由FFT部15通过进行快速傅里叶变换而分别分离出相位不同的副载波上叠加的各数据，该分离后的并行数据由P/S变换部16变换为串行数据，该串行数据由数字解调部17进行数字解调并输出。
然而，在现有的装置中，将发送数据变换为并行数据后叠加到多个副载波上来传输，所以每个副载波不相关，因此如果各副载波的相位重叠，则OFDM码元具有极大的信号振幅。
这样，如果由于各副载波重叠而使发送时信号的峰值电压高，则在用放大器对其进行放大的情况下，就会由于放大器的上限增益而削去信号的峰值部分。
如果为了防止这种情况的发生，而采用大型的放大器，会导致整个装置大型化，从而提高装置价格，也带来功耗增大、发热增加的问题。
这里，作为抑制峰值电压的方法，如特开平7-143098号公报所述，有下述方法：设定电压的上限值，简单地切除超过上限值的电压。但是，只切除峰值电压有下述问题：信号失真，并且会增宽频带，所以接收时的差错率恶化(传输特性恶化)，并且还会有向频带外的无用辐射增大、对相邻频带的信号或系统的干扰增大的问题。
                            发明内容
本发明的目的在于提供一种多载波通信装置及多载波通信装置中的峰值功率抑制方法，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化、或者增大无用辐射，也不会导致装置大型化。
该目的是如下实现的：通过将用二值表示的信号变换为用三值表示的信号，生成在副载波方向上包含振幅“0”的信号，来减少各副载波的信号的相位重叠的可能性以抑制发送信号的峰值电压。
                           附图说明
图1是现有的多载波通信装置的结构方框图；
图2是本发明实施例1的多载波通信装置的结构方框图；
图3是上述实施例的多载波通信装置中所用的变换前OFDM码元码型的示意图；
图4是上述实施例的多载波通信装置中所用的变换后OFDM码元码型的示意图；
图5是上述实施例的多载波通信装置中所用的OFDM码元码型的对应表的示意图；
图6是上述实施例的多载波通信装置中所用的变换前OFDM码元码型的示意图；
图7是上述实施例的多载波通信装置中所用的OFDM码元码型的对应表的示意图；
图8是本发明实施例2的多载波通信装置的结构方框图；
图9是本发明实施例3的多载波通信装置的结构方框图；
图10是本发明实施例4的多载波通信装置的结构方框图；
图11是上述实施例的多载波通信装置的码元判决动作的示意图；
图12是上述实施例的多载波通信装置的码元判决动作的示意图；
图13是本发明实施例5的码型变换部中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图；
图14是本发明实施例6的码型变换部中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图；
图15是本发明实施例7的新的OFDM码元码型的示意图；
图16是上述实施例的码型变换部中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图；
图17是本发明实施例8的在8个副载波上配置振幅为“0”的两个码元的示例图；
图18是上述实施例的码型变换部中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图；
图19是本发明实施例9的多载波通信装置的结构方框图；
图20是上述实施例的将用二值表示的数据变换为用三值表示的数据的示例图；
图21是本发明实施例10的多载波通信装置的结构图；
图22A是上述实施例中的信号处理的示例图；
图22B是上述实施例中的信号处理的示例图；
图22C是上述实施例中的信号处理的示例图；
图23是本发明实施例11的多载波通信装置的结构图；
图24是本发明实施例12的多载波通信装置的结构图；
图25是本发明实施例13的多载波通信装置的结构图；
图26A是上述实施例中的信号处理的示例图；
图26B是上述实施例中的信号处理的示例图；
图26C是上述实施例中的信号处理的示例图；
图27是本发明实施例14的多载波通信装置的结构图；
图28A是上述实施例中的信号处理的示例图；
图28B是上述实施例中的信号处理的示例图；
图28C是上述实施例中的信号处理的示例图；
图28D是上述实施例中的信号处理的示例图；
图28E是上述实施例中的信号处理的示例图；
图29A是本发明实施例的多载波通信装置中的QPSK调制的信号点的示意图；
图29B是本发明实施例的多载波通信装置中的QPSK调制的信号点的示意图；
图30A是本发明实施例的多载波通信装置中的16QAM的信号点的示意图；而
图30B是本发明实施例的多载波通信装置中的16QAM的信号点的示意图。
                        具体实施方式
本发明人着眼于下述事实：通过对多载波通信中发送的信号逐次施加编码处理，来生成包含振幅“0”的信号，形成不发送的副载波，其结果是，整个信号的峰值振幅减少；发现：通过对发送的信号逐次进行编码处理，按频带分配信号来进行发送，能抑制多载波通信中的发送信号的峰值电压。
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)
图2是本发明实施例1的多载波通信装置的结构方框图。
本发明实施例1的多载波通信装置主要包括数字调制部101、S/P变换部102、映射部103、IFFT部104、无线发送部105、天线106、无线接收部107、FFT部108、解映射部109、P/S变换部110、以及数字解调部111。
映射部103包括码型变换部151和表存储部152。解映射部109包括码型变换部161和表存储部162。
在图2中，数字调制部101对发送数据进行数字调制，将调制后的串行数据输出到串行并行(S/P)变换部102。S/P变换部102对串行数据进行串行并行变换，将各个数据分配给副载波，作为变换前码元码型而输出到映射部103的码型变换部151。
码型变换部151将变换前码元码型变换为变换后码元码型，将该码元码型信号输出到IFFT部104。表存储部152存储有变换前码元码型和变换后码元码型的对应信息，按照码型变换部151的参照来输出对应信息。
IFFT部104对变换后码元码型进行快速傅里叶逆变换，将逆傅里叶变换后的发送信号输出到无线发送部105。无线发送部105对发送信号进行数字模拟变换并进行上变频，经天线106作为无线信号进行发送。
经天线106接收到的无线信号由无线接收部107进行下变频并进行模拟数字变换，被输出到FFT部108。FFT部108对接收信号进行快速傅里叶变换而变为接收码元码型数据，将该接收码元码型输出到解映射部109的码型变换部161。
码型变换部161将接收码元码型数据变换为变换前码元码型，输出到P/S变换部110。表存储部162存储有接收码元码型和变换前码元码型的对应信息，按照码型变换部161的参照来输出对应信息。
P/S变换部110对变换前码元码型进行并行串行变换，将各副载波的信号汇总为串行数据，输出到数字解调部111。数字解调部111对串行数据进行解调，输出接收数据。
接着，说明具有上述结构的多载波通信装置的发送动作。
发送数据由数字调制部101进行BPSK调制，由S/P变换部102进行串行并行变换。该数据作为变换前码元码型被输出到码型变换部151。
变换前码元码型由码型变换部151从取“+1”、“-1”两种值的码元码型变换为取“+1”、“-1”、“0”三种值的码元码型，作为变换后码元码型被输出到IFFT部104。变换的动作的详细说明待后述。
变换后码元码型由IFFT部104进行快速傅里叶逆变换，逆傅里叶变换后的信号被输出到无线发送部105。逆傅里叶变换后的信号由无线发送部105进行数字模拟变换后，进行上变频，作为无线信号通过天线1 06被发送。
接收信号由FFT部108进行快速傅里叶变换后，被输出到解映射部109的码型变换部161。码型变换部161将变换后码元码型从取“+1”、“-1”、“0”三种值的码元码型变换为取“+1”、“-1”两种值的码元码型，作为变换前码元码型被输出到P/S变换部110。变换动作的详细说明待后述。
进行解映射所得的码元数据由P/S变换部110变换为串行数据后被输出到数字解调部111。数字解调部111对串行数据施加数字解调处理来得到接收数据。
接着，说明码型变换部151中的OFDM码元的变换动作。
在IFFT部104中叠加有各OFDM码元的各副载波分别具有正(+)、或负(-1)值，所以可知N个副载波构成的OFDM信号的1个OFDM码元码型由2N种组合构成。这里，将正(+)、负(-)值分别表示为“+1”、“-1”。
在本发明中，在N个副载波中选r个进行调制，其余的(N-r)个传输振幅“0”(什么也不发送)。从N个副载波中选r个载波的码型数用NCr来求。
r个提供正或负值。在此情况下，可知1个OFDM码元可以有NCr·2r种表示。在现有的多载波通信中，各副载波只具有正或负值，而在本发明的多载波通信中，各副载波还可以取0，所以信号空间增大了，即，可以有NCr·2r＞2N的情况。
因此，通过从NCr·2r种码元中从峰值功率小的起选2N个，从现有的OFDM码元映射为本发明方式的OFDM码元，能够抑制峰值功率。
接着，用图3～图5来说明OFDM码元的变换的一例。
这里，说明变换为下述码元码型的例子：使4个副载波构成的OFDM码元中的1个副载波具有振幅为“0”的状态。
图3是BPSK调制中的4个副载波构成的变换前OFDM码元码型的示意图。而图4是BPSK调制中的4个副载波中的1个副载波处于振幅为“0”的状态的变换后OFDM码元码型的示意图。
如图3所示，4个副载波构成的现有的OFDM码元码型由16种组合构成。此外，如图4所示，1个副载波处于振幅为“0”的状态的新的OFDM码元码型由32种组合构成。通过包含振幅为“0”的状态，能形成峰值功率比现有的OFDM码元码型小的新的OFDM码元码型、和峰值功率比现有的OFDM码元码型大的新的OFDM码元码型。
图5是码型变换部151中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图。在本例中，为了易于理解，说明两类码元码型依次为PN1对应于P1、PN2对应于P3、…、PN16对应于P31的映射。在图5中，f1～f4表示各副载波的频率。
在图5所示的对应表中，OFDM码元码型PN1(+1、+1、+1、+1)对应于OFDM码元码型P1(+1、+1、+1、0)。OFDM码元码型PN2(+1、+1、+1、-1)对应于OFDM码元码型P3(+1、-1、+1、0)。OFDM码元码型PN3(+1、+1、-1、+1)对应于OFDM码元码型P5(-1、+1、-1、0)。
这样，码型变换部151通过上述映射动作将OFDM码元码型从PN1、PN2、PN3、…、PN16变换为码元码型P1、P3、P5、…、P31，变为峰值功率更小的码元码型。然后，将该峰值功率小的OFDM码元输出到IFFT部104。
另一方面，解映射部109的码型变换部161进行与映射部103的码型变换部151中的处理相反的处理。即，码型变换部161用图5所示的对应表从“+1”、“-1”、“0”三值码元码型变换为“+1”、“-1”二值码元码型。
在上述映射处理中，通过从新的32种OFDM码元码型中按峰值功率从小到大的顺序选16个码型，从现有的16种OFDM码元码型进行变换，能够进一步降低峰值功率。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，构成下述发送装置：在数字调制后将进行过并行变换的各OFDM码元(第1 OFDM码元组)输出到映射部，这里，在快速傅里叶逆变换时叠加有第1 OFDM码元组的多个副载波f1～f4内，使规定数目的副载波上叠加的OFDM码元为0来扩展OFDM码元空间，从该空间的码元码型中，按峰值功率从小到大的顺序，选择数目与第1 OFDM码元组的数目相同的OFDM码元，使第1 OFDM码元组与被选OFDM码元对应，输出进行了该对应的所选OFDM码元，对所选OFDM码元进行快速傅里叶逆变换。
即，通过使副载波f1～f4内的几个副载波的振幅变为“0”，OFDM码元的码型增加，即信号空间增大，所以如果从其中按峰值功率从小到大的顺序只选出所需个数的码元码型用于发送，由于不使用峰值功率大的码元码型，所以其结果就能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会导致传输特性恶化、或者频带外无用辐射增大，也不会导致装置大型化。
此外，如下构成接收装置：对来自发送装置的进行过快速傅里叶逆变换的接收OFDM码元进行快速傅里叶变换，用解映射部将通过该变换而得到的各OFDM码元与等于发送装置中所选OFDM码元的第1码型数据进行对照，使该对照结果一致的OFDM码元对应于等于上述发送部件中第1 OFDM码元组的第2码型数据，将通过该对应而得到的OFDM码元变换为串行数据，对该串行数据进行解调。由此，能够适当地对来自发送装置的OFDM码元进行解调。
接着，说明本发明的映射的另一个例子。这里，说明将5个副载波构成的变换前OFDM码元映射为4个副载波构成的变换后OFDM码元的动作。
图6示出5个副载波构成的变换前OFDM码元码型的组合。该变换前OFDM码元码型由32种组合构成。
如上所述，图4示出在4个副载波中1个副载波可取振幅“0”的情况下的变换后OFDM码元的组合。该OFDM码元由32种组合构成。因此，具有5个副载波的变换前OFDM的32个码型可以一一对应于变换后OFDM的32个码型。
即，如图7所示，变换前OFDM码元码型(+1、+1、+1、+1、+1)对应于变换后OFDM码元码型(+1、+1、+1、0)。变换前OFDM码元码型(+1、+1、+1、+1、-1)对应于变换后OFDM码元码型(+1、+1、-1、0)。变换前OFDM码元码型(+1、+1、+1、-1、+1)对应于变换后OFDM码元码型(+1、-1、+1、0)。同样，32种变换前OFDM码元码型一一对应于32种变换后OFDM码元码型。
码型变换部151根据图7所示的对应表来进行OFDM码元码型的变换，将5个副载波构成的变换前OFDM码元变换为4个副载波构成的变换后OFDM。
另一方面，在将4个副载波构成的变换后OFDM码元解映射为5个副载波构成的变换前OFDM码元的情况下，解映射部109的码型变换部161根据图7所示的对应表来进行码元码型的变换，将具有4个副载波的变换后OFDM码元变换为具有5个副载波的变换前OFDM。
根据这种映射方法，通过使用副载波中包含振幅“0”的码元码型，能抑制峰值功率，并且由于1个OFDM的码元码型数增加，即，信号空间增大，所以能够增加1个OFDM的数据量，能够进行高速传输。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，由于副载波内的几个副载波振幅为“0”，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会导致传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
此外，根据本实施例的多载波通信装置，由于用包含同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列来进行发送，所以能够在抑制峰值功率的状态下进行多载波通信。
此外，根据本实施例的多载波通信装置，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行解映射。由此，能够对发送的多载波信号的码元数据适当地进行解调。
此外，根据本实施例的多载波通信装置，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行映射。
(实施例2)
图8是本发明实施例2的多载波通信装置的结构方框图。其中，对与实施例1相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
在本实施例中说明下述情况：解映射部包括对照码元码型的码型对照部251、存储码元码型对应表的表存储部252、在码元码型不对应的情况下请求重发的重发请求部253、以及进行码元码型变换的码型变换部254，在码元数据有差错时请求重发。
以下，用图8来说明实施例2的多载波通信装置的动作。
无线信号通过天线106被输入到无线接收部107，由无线接收部107进行下变频并进行模拟数字变换，由FFT部108进行快速傅里叶变换，作为接收OFDM码元数据被输出到解映射部的码型对照部251。
码型对照部251参照表存储部252的对应表来对照接收OFDM码元数据是否是码元码型，在对应时将接收OFDM码元输出到码型变换部254，在不对应时向重发请求部253发送码元重发请求。
重发请求部253根据来自码型对照部251的指示将表示请求重发的控制信号输出到数字调制部101。此外，码型变换部254参照对应表，将接收OFDM码元数据变换为变换前OFDM码元，输出到P/S变换部110。
下面说明图8所示的多载波通信装置中的纠错。
无线信号通过天线106被输入到无线接收部107，由无线接收部107进行下变频并进行模拟数字变换，由FFT部108进行快速傅里叶变换，作为接收码元数据被输出到码型对照部251。
码型对照部251对照接收码元数据，看接收OFDM码元是否是表存储部252中对应的(使用的)码元码型。由于该接收OFDM码元使用副载波包含振幅“0”的码元码型，所以码型数比通常的OFDM码元码型多，也有不对应的(不使用的)码元码型。
因此，在不对应的情况下，判断为该码元不是正确的信息，将码元的重发请求输出到重发请求部253。而在对应的情况下，将接收OFDM码元输出到码型变换部254。
重发请求指示由重发请求部253作为重发请求信号输出到数字调制部101，与发送数据一起发送端发送端装置。根据重发请求而再次送来的无线信号作为接收OFDM码元被输出到解映射部201，再次对照接收OFDM码元是否是表存储部252中对应的码元码型。
输出到码型变换部254中的接收OFDM码元由P/S变换部110变换为串行数据，由数字解调部111解调为接收数据。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，即使接收码元数据在传输途中等出错，也能够通过重发，无差错地接收码元数据。
(实施例3)
在本实施例中说明下述情况：在接收OFDM没有出错时进行纠错。
图9是本发明实施例3的多载波通信装置的结构方框图。其中，对与实施例1相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
在图9所示的结构中，解映射部301包括参照对应表来对照码元码型的码型对照部351、存储码元码型对应表的表存储部352、纠正出错码元码型的纠错部353、以及根据对应表来变换码元码型的码型变换部354。
码型对照部35 1对照接收OFDM码元是否是表存储部352中存储的对应表的码元码型，在对应的情况下，将接收OFDM码元输出到码型变换部354，而在不对应的情况下，由纠错部353进行码元的纠错。作为纠错部353中的纠错，例如比较出错的OFDM码元码型和表存储部352中存储的对应表的码元码型，选择最接近的码元码型，作为纠错后的码元码型。
码型变换部354将接收OFDM码元数据变换为变换前OFDM码元，输出到P/S变换部110。
用图9来说明多载波通信中的纠错。
无线信号通过天线106被输入到无线接收部107，由无线接收部107进行下变频并进行模拟数字变换，由FFT部108进行快速傅里叶变换，作为接收OFDM码元数据被输出到解映射部的码型对照部351。
码型对照部351对照接收码元数据，看接收OFDM码元是否是表存储部352中对应的码元码型。在不对应的情况下，判断为该码元不是正确的码元，输出到纠错部353。纠错部353选择与作为差错而输入的码元码型接近的码元码型并输出到码型变换部354。此外，在对照的结果是对应的情况下，将接收OFDM码元输出到码型变换部354。
输出到码型变换部354中的接收OFDM码元由P/S变换部110变换为串行数据，由数字解调部111解调为接收数据。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，即使接收码元数据在传输途中等出错，也能够通过纠错的实施，接收到没有差错的码元数据。
(实施例4)
图10是本发明实施例4的多载波通信装置的结构方框图。其中，对与实施1相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
在图10中，解映射部401具有接收电平测定部451、信号判断部452、码型变换部453、表存储部454。
接收电平测定部451测定从FFT部108输出的接收OFDM码元的各副载波的接收电平，将其结果输出到信号判断部452。
信号判断部452根据各副载波的接收电平对码元进行硬判决，将其硬判决结果输出到码型变换部453。码型变换部453参照表存储部454中存储的对应表对由硬判决结果构成的码元码型进行码型变换。码型变换部453将进行过码型变换的OFDM码元码型输出到P/S变换部110。
接着，说明实施例4的多载波通信装置的动作。
从发送端装置送来的无线信号由无线接收部107进行下变频并进行模拟数字变换，由FFT部108进行快速傅里叶变换，作为接收码元数据被输出到接收电平测定部451。
接收电平测定部45 1测定码元的接收电平，将其结果输出到信号判断部452。接收码元数据由信号判断部452通过接收电平的阈值判决来进行硬判决，判决码元码型。该码元码型作为变换后码元数据被输出到码型变换部453。该硬判决的方法待后述。
变换后码元数据由码型变换部453根据表存储部454中存储的对应表变换为变换前码元码型。然后，变换前码元码型由P/S变换部110变换为并行数据，由数字解调部111解调为接收数据。
接着，说明信号判断部452中的码元码型的判决动作的例子。这里，对将“+1”、“-1”二值码元码型变换为“+1”、“-1”、“0”的三值码元码型进行判断，码元码型是(+1、-1、0、-1)的情况加以说明。
信号判断部452按接收电平来判决三值码元码型，所以如图11所示，用“1/3”、“-1/3”两个阈值进行三值阈值判定。因此，在接收电平大于阈值“1/3”的情况下，码元码型被判决为“+1”，在小于阈值“-1/3”的情况下，码元码型被判决为“-1”，而在小于阈值“1/3”、而且大于阈值“-1/3”的情况下，码元码型被判决为“0”。
即，副载波f1的码元码型的接收电平是“1.1”，大于阈值“1/3”，所以码元码型被判决为“+1”。副载波f2的码元码型的接收电平是“-0.8”，小于阈值“-1/3”，所以码元码型被判决为“-1”。副载波f3的码元码型的接收电平是“0.1”，小于阈值“1/3”、而且大于阈值“-1/3”，所以码元码型被判决为“0”。副载波f4的码元码型的接收电平是“-0.4”，小于阈值“-1/3”，所以码元码型被判决为“-1”。这样来决定码元码型。
这样，通过设两个阈值根据接收电平对码元码型的码元进行硬判决，能够判断三值数字信号。由此，能够正确地判决三值的新的码元码型。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，能够正确地对包含振幅为“0”的码元的码元码型的进行判决。
接着，说明信号判断部452中的码元码型的判决动作的另一个例子。这里，是判决从“+1”、“-1”二值码元码型变换来的“+1”、“-1”、“0”三值码元码型的情况，说明码元码型是“+1、-1、0、-1”的情况。
在该判决中，从发送端装置通知码元码型中包含几个振幅“0”的码元码型信息。信号判断部452根据该码元码型信息，首先进行第1次判决，即向接收电平接近“0”值的码元分配“0”值。接着，对其余码元进行第2次判决，即只进行接收电平的极性判决来分配“+1”、“-1”值。也可以预先决定码元码型中包含的振幅“0”的数目，无需通知码元码型信息。
具体地说，如图12所示，在4个副载波构成的码元码型中、1个副载波的码元码型取“0”值的情况下，即作为码元码型信息而从发送端装置发送了有一个取“0”值的码元的控制信号时，将接收电平的绝对值最小的f3判决为“0”。
由于“0”值的码元码型是1个，所以其余的副载波的码元可以根据接收电平的正负来判断。因此，可以判决f1为“+1”，f2为“-1”，f4为“-1”。这样进行两级判决，即对已知的“0”码元进行振幅判决，而对其他码元进行极性判决来决定码元码型。这里，振幅判决是指进行码元的绝对值及极性的判决，这里是指极性“+1”、“0”、“-1”的判决。而极性判决是指仅仅判决极性。
同样，在n个副载波构成的码元中m个取“0”值的情况下，比较接收电平的绝对值，从值小的码元中将M个码元判决为“0”，其余的n-m个码元根据接收电平的正负而判决为“+1”或“-1”。这样来决定码元码型。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，在第1判决中能够正确进行包含振幅为“0”的码元的码元码型的判决，进而其他码元的判决只需极性判决即可，所以能够更正确地进行码元码型的判决。
(实施例5)
在本实施例中说明下述情况：使多个OFDM码元码型对应于现有的OFDM码元码型。
图13是图2的码型变换部151中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图。在本例中，为了易于理解，说明两类码元码型依次为PN1对应于P1或P2、PN2对应于P3或P4、…、PN16对应于P31或P32的映射。在图13中，f1～f4表示各副载波的频率。
在图13所示的对应表中，OFDM码元码型PN1(+1、+1、+1、+1)对应于OFDM码元码型P1(+1、+1、+1、0)或P2(+1、+1、-1、0)。OFDM码元码型PN2(+1、+1、+1、-1)对应于OFDM码元码型P3(+1、-1、+1、0)或P4(+1、-1、-1、0)。OFDM码元码型PN3(+1、+1、-1、+1)对应于OFDM码元码型P5(-1、+1、+1、0)或P6(-1、+1、-1、0)。
这样，码型变换部151通过上述映射动作将OFDM码元码型从PN1、PN2、PN3、…、PN1 6变换为码元码型P1、P3、P5、P7、P9、P11、…、P31或P2、P4、P6、P8、P10、P12、…、P32。然后，将该OFDM码元输出到IFFT部104。
另一方面，图2的解映射部109的码型变换部161进行与映射部103的码型变换部151中的处理相反的处理。即，码型变换部161用图13所示的对应表从“+1”、“-1”、“0”三值码元码型变换为“+1”、“-1”二值码元码型。
例如，在变换码元码型PN1(+1、+1、+1、+1)所得的码元码型P1(+1、+1、+1、0)中副载波f3受到衰落等的影响而变化为P2(+1、+1、-1、0)的情况下，接收端能够将变化了的码元P2(+1、+1、-1、0)变换为码元码型(+1、+1、+1、+1)，作为正确的码元码型来接收。
这样，根据本发明的多载波通信装置，在发送的码元由于衰落等的影响而发生差错的情况下，通过作为与发送的数据对应的多个码元中的某一个来进行接收，能够接收正确的码元。
也可以使与现有的OFDM码元码型对应的多个OFDM码元码型是码元相互之间的欧几里得距离比其他OFDM码元码型近的码型。
在此情况下，通过使欧几里得距离更近的码元码型对应于一个现有的OFDM码型，即使由于衰落等路径的影响而使码元变化，也能够与其他码元进行区别。
(实施例6)
在本实施例中说明下述情况：使多个OFDM码元码型对应于现有的OFDM码元码型，交替发送对应的多个OFDM码元码型。
图14是图2的码型变换部151中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图。在本例中，为了易于理解，说明两类码元码型依次为PN1对应于P1或P9、PN2对应于P3或P11、…、PN16对应于P31或P24的映射。在图14中，f1～f4表示各副载波的频率。
在图14所示的对应表中，OFDM码元码型PN1(+1、+1、+1、+1)对应于OFDM码元码型P1(+1、+1、+1、0)或P9(+1、+1、0、+1)。OFDM码元码型PN2(+1、+1、+1、-1)对应于OFDM码元码型P3(+1、-1、+1、0)或P11(+1、-1、0、+1)。OFDM码元码型PN3(+1、+1、-1、+1)对应于OFDM码元码型P5(-1、+1、+1、0)或P13(-1、+1、0、+1)。
这样，码型变换部151通过上述映射动作将OFDM码元码型从PN1、PN2、PN3、…、PN16变换为码元码型P1、P3、P5、P7、…、P32，在下一个码元变换动作中，将OFDM码元码型从PN1、PN2、PN3、…、PN16变换为码元码型P9、P11、P13、P15、…、P24。然后，将该OFDM码元输出到IFFT部104。
另一方面，图2的解映射部109的码型变换部161进行与映射部103的码型变换部151中的处理相反的处理。即，码型变换部161用图14所示的对应表从“+1”、“-1”、“0”三值码元码型变换为“+1”、“-1”二值码元码型。
这样，将现有的16种OFDM码元码型变换为新的32种OFDM码元码型中的16种码型来进行发送，将接收到的码元从32种OFDM码元码型变换为现有的16种OFDM码元码型，在最初从P1、P3、P5、P7、…、P32中发送对应的码元码型后，下一次从P9、P11、P13、P1 5、…、P24中发送对应的码元码型，再下一次从P1、P3、P5、P7、…、P32中发送对应的码元码型。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过使振幅为“0”的副载波的位置不同的码元交替对应来进行发送，在连续发送的码型间“0”副载波的位置变化，所以能够减少码间干扰。
此外从与现有的OFDM码元码型对应的多个码元码型中选择要发送的码元码型并不限于上述方法。
例如，也可以从与现有的OFDM码元码型对应的多个码元码型中按随机数选择码元码型来进行发送。
(实施例7)
在本实施例中说明下述情况：将振幅为“0”的多个副载波组合起来用作一个码型。
图15是新的OFDM码元码型的示意图。
6个副载波构成的该OFDM码元码型由64种码元码型构成，在图15中示出64种码元码型中的16种码元码型。该码元码型包含将振幅为“0”的状态的两个副载波划分为一组的码元码型。
图16是码型变换部151中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图。在本例中，为了易于理解，说明两类码元码型依次为PN1对应于P101、PN2对应于P102、…、PN16对应于P116的映射。在图16中，f1～f6表示各副载波的频率。
在图16所示的对应表中，OFDM码元码型PN1(+1、+1、+1、+1)对应于OFDM码元码型P101(+1、+1、0、+1、+1、0)。OFDM码元码型PN2(+1、+1、+1、-1)对应于OFDM码元码型P102(+1、+1、0、+1、-1、0)。OFDM码元码型PN3(+1、+1、-1、+1)对应于OFDM码元码型P103(+1、+1、0、-1、+1、0)。
这些OFDM码元码型将振幅为“0”的2个副载波划分为一组。例如，有副载波f1和f4的振幅值为“0”的码元码型、副载波f2和f5的振幅值为“0”的码元码型、以及副载波f3和f6的振幅值为“0”的码元码型。
这样，码型变换部151通过上述映射动作将OFDM码元码型从PN1、PN2、PN3、…、PN16变换为码元码型P101、P102、P103、…、P116。然后，将该OFDM码元输出到IFFT部104。
另一方面，解映射部109的码型变换部161进行与映射部103的码型变换部151中的处理相反的处理。即，码型变换部161用图16所示的对应表从“+1”、“-1”、“0”三值码元码型变换为“+1”、“-1”二值码元码型。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，将现有的16种OFDM码元码型变换为新的16种OFDM码元码型来进行发送，将接收到的码元从16种OFDM码元码型变换为现有的16种OFDM码元码型，发送P101、P102、P103、P104、…、P116中的某个码元码型。
例如，发送码元码型P101(+1、+1、0、+1、+1、0)，由于路径的影响，副载波的一部分值变化，接收端接收到码元码型(+1、+1、0、0、+1、0)，在此情况下，比较判断为振幅为“0”的副载波的组合。
副载波f1和f4的组合是“+1”和“0”值，副载波f3和f6的组合是“0”和“0”值，多载波通信装置判断为从副载波f3和f6的组合是振幅“0”的码元码型中接收到的最适当的码元码型。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过将振幅为“0”的多个副载波组合起来，用作一个码型，即使在受到衰落等路径的影响而使信号变化的情况下，也能够通过根据多个振幅为“0”的副载波的位置进行判断来进行差错少的通信。
此外，如下构成接收装置：对来自发送装置的进行过快速傅里叶逆变换的接收OFDM码元进行快速傅里叶变换，用解映射部将通过该变换而得到的各OFDM码元与等于发送装置中被选OFDM码元的第1码型数据进行对照，使该对照结果一致的OFDM码元对应于等于上述发送部件中第1 OFDM码元组的第2码型数据，将通过该对应而得到的OFDM码元变换为串行数据，对该串行数据进行解调。由此，能够适当地对来自发送装置的OFDM码元进行解调。
(实施例8)
在本实施例中说明下述情况：根据振幅为“0”的副载波的位置来扩大码型间的欧几里得距离。
在多载波通信中，作为判别码元码型的尺度，有欧几里得距离。某个副载波中振幅为“+1”的码元和振幅为“-1”的码元的欧几里得距离是2。
与此相对，振幅为“0”的码元和振幅为“+1”的码元的欧几里得距离是1，振幅为“0”的码元和振幅为“-1”的码元的欧几里得距离是1，所以如果使用包含振幅“0”的码元码型，由于码元间的欧几里得距离减小，所以难以判别信号，传输特性恶化。
因此，通过只使用欧几里得距离至少为2以上的码元码型来改善传输特性。
图17是本发明实施例8的在8个副载波上配置振幅为“0”的两个码元的示例图。
在图17中，“0”表示振幅“0”，“×”表示振幅“+1”或“-1”。
在码型组1中，组1是在副载波f7和f8上配置了振幅为“0”的码元的码元码型。
属于组1的码元码型，其f1、f2、f3、f4、f5、f6的码元分别在至少一个副载波上存在振幅“+1”和振幅“-1”的不同，所以属于组1的码元码型相互之间的欧几里得距离至少为2以上。
此外，属于组2的码元码型是在副载波f5和f6上配置了振幅为“0”的码元的码元码型。
属于组2的码元码型，其f1、f2、f3、f4、f7、f8的码元分别在至少一个副载波上存在振幅“+1”和振幅“-1”的不同，所以属于组2的码元码型相互之间的欧几里得距离至少为2以上。
而属于组1的码元码型和属于组2的码元码型，其配置两个振幅为“0”的码元的副载波互不相同，所以不同组的码元码型相互之间的欧几里得距离至少为2以上。
接着，说明变换码元码型的例子。
图18是本发明实施例8的码型变换部151中的变换前码元码型和变换后码元码型的对应表的示例图。
在本例中，为了易于理解，说明两类码元码型依次为PN1对应于P101、PN2对应于P102、…、PN256对应于P356的映射。在图18中，f1～f8表示各副载波的频率。
在图18所示的对应表中，OFDM码元码型PN 1 (+1、+1、+1、+1、+1、+1、+1、+1)对应于OFDM码元码型P101(+1、+1、+1、+1、+1、+1、0、0)。OFDM码元码型PN2(+1、+1、+1、+1、+1、+1、+1、-1)对应于OFDM码元码型P102(+1、+1、+1、+1、+1、-1、0、0)。OFDM码元码型PN3(+1、+1、+1、+1、+1、+1、-1、+1)对应于OFDM码元码型P103(+1、+1、+1、+1、-1、+1、0、0)。
这样，码型变换部151通过上述映射动作将OFDM码元码型从PN1、PN2、PN3、…、PN256变换为码元码型P101、P102、P103、…、P356。然后，将该OFDM码元输出到IFFT部104。
另一方面，解映射部109的码型变换部161进行与映射部103的码型变换部151中的处理相反的处理。即，码型变换部161用图18所示的对应表从“+1”、“-1”、“0”三值码元码型变换为“+1”、“0”二值码元码型。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，将现有的256种OFDM码元码型变换为新的256种OFDM码元码型来进行发送，将接收到的码元从256种OFDM码元码型变换为现有的256种OFDM码元码型，发送P101、P102、P103、P104、…、P356中的某个码元码型。
这样，根据本发明的多载波通信装置，通过使欧几里得距离在规定距离以上的码元码型对应于不同的现有数据码型，即使由于衰落等路径的影响而使码元变化，也能够与其他码元进行区别。
(实施例9)
图19是本发明实施例9的多载波通信装置的结构方框图。
本发明实施例9的多载波通信装置包括映射部501、数字调制部502、S/P变换部503、IFFT部504、无线发送部505、天线506、无线接收部507、FFT部508、P/S变换部509、数字调制部510、解映射部511。
映射部501包括码型变换部551、和表存储部552。
解映射部511包括码型变换部561和表存储部562。
在图19中，码型变换部551将用二值表示的发送数据变换为用三值表示的发送数据，将该发送数据输出到数字调制部502。表存储部552存储用二值表示的发送数据的码型和用三值表示的发送数据的码型的对应信息，按照码型变换部551的参照来输出对应信息。
数字调制部502对从映射部501输出的发送数据进行数字调制，将调制后的发送码元序列输出到S/P变换部503。S/P变换部503对发送码元进行串行并行变换，将各个发送码元分配给副载波并输出到IFFT部504。
IFFT部504对发送码元进行快速傅里叶逆变换，将逆傅里叶变换后的发送信号输出到无线发送部505。无线发送部505对发送信号进行数字模拟变换并进行上变频，经天线506作为无线信号来进行发送。
经天线506接收到的无线信号由无线接收部507进行下变频并进行模拟数字变换，输出到FFT部508。FFT部508对接收信号进行快速傅里叶变换，将得到的接收码元输出到P/S变换部509。
P/S变换部509对接收码元进行并行串行变换，将各副载波的信号汇总为接收码元序列，输出到数字解调部510。数字解调部510对接收码元序列进行解调，将得到的接收数据输出到码型变换部561。
码型变换部561将用三值表示的接收数据变换为用二值表示的接收数据并输出。表存储部562存储用二值表示的接收数据和用三值表示的接收数据的对应信息，按照码型变换部561的参照来输出对应信息。
接着，说明具有上述结构的多载波通信装置的发送动作。
发送数据由码型变换部551根据表存储部552中存储的对应信息，从取“1”、“0”两种值的发送数据变换为取“+1”、“-1”、“0”三种值的发送数据，作为用三值表示的发送数据被输出到数字调制部502。该变换动作的详细说明待后述。
从码型变换部551输出的发送数据由数字调制部502进行BPSK调制，由S/P变换部503进行串行并行变换。该数据被叠加在多个副载波上，作为发送码元被输出到IFFT部504。
发送码元由IFFT部504进行快速傅里叶逆变换，逆傅里叶变换后的信号被输出到无线发送部505。逆傅里叶变换后的信号由无线发送部505进行数字模拟变换后，进行上变频，作为无线信号通过天线506被发送。
接收到的无线信号通过天线506由无线接收部507进行下变频并进行模拟数字变换，输出到FFT部508。
接收信号由FFT部508进行快速傅里叶变换，变换为接收码元，由P/S变换部509变换为接收码元序列后被输出到数字解调部510。
接收码元序列由数字解调部510进行解调，得到的接收数据被输出到码型变换部561。
码型变换部561将接收数据的码型从取“+1”、“-1”、“0”  三种值的码型变换为取“1”、“0”两种值的码型，作为用二值表示的接收数据来输出。变换动作的详细说明待后述。
接着，说明码型变换部551中的发送数据的变换动作。
图20是将用二值表示的数据变换为用三值表示的数据的示例图。
在图20中，变换前数据是用“0”和“1”二值表示的4比特数据，变换后三值数据是用“+1”、“0”、“-1”三值表示的数据。
码型变换部55 1在输入4比特数据“0、0、0、0”后，根据表存储部552中存储的对应信息、例如图20所示的对应信息而变换为“+1、+1、+1、0”并输出到数字调制部502。
同样，码型变换部55 1将输入的4比特数据“0、0、0、1”根据表存储部552中存储的对应信息而变换为“+1、-1、+1、0”并输出到数字调制部502。
数字调制部502对离散数据进行调制而变换为振幅取连续值的信号。例如，在输入了“+1”的情况下，输出规定频率、规定振幅、以及规定相位的正弦波形，在输入了“-1”的情况下，输出规定频率、规定振幅、以及比规定相位偏移180度周期的正弦波形，而在输入了“0”的情况下，输出振幅为“0”的正弦波形。
在本实施例中，将输入的用二值表示的数字数据变换为用三值表示的数字数据并进行调制，从N个副载波中选r个进行调制，其余的(N-r)个传输振幅“0”(什么也不传送)，这样，从N个副载波中选r个载波的码型数可用NCr来求。
r个提供正或负值。在此情况下，可知1个OFDM码元可以有NCr·2r种表示。在现有的多载波通信中，各副载波只具有正或负值，而在本发明的多载波通信中，各副载波还可以取0，所以信号空间增大了，即，可以有NCr·2r＞2N的情况。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，由于副载波内的几个副载波振幅为“0”，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
此外，根据本实施例的多载波通信装置，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行解映射。由此，能够对发送的多载波信号的码元数据适当地进行解调。
此外，根据本实施例的多载波通信装置，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行映射。
(实施例10)
图21是本发明实施例10的多载波通信装置的结构图。
在图21中，多载波通信装置主要包括n个数字调制部601-1～601-n、n个映射部602-1～602-n、n个扩频部603-1～603-n、加法器604、扰码乘法部605、S/P变换部606、IFFT部607、无线发送部608、天线609、无线接收部610、FFT部611、P/S变换部612、扰码乘法部613、n个解扩部614-1～614-n、n个解映射部615-1～615-n、n个解调部616-1～616-n。
映射部602-1～602-n由实施例1至8中任一个映射部构成。而解映射部615-1～615-n由实施例1至8中任一个解映射部构成。
数字调制部601-1～601-n分别对发送数据进行数字调制，将变换前码元码型输出到映射部602-1～602-n。
映射部602-1～602-n存储变换前码元码型和变换后码元码型的对应信息，将从数字调制部601-1～601-n输出的变换前码元码型分别变换为变换后码元码型，将变换后码元码型输出到扩频部603-1～603-n。
扩频部603-1～603-n将从映射部602-1～602-n输出的n个变换后码元码型分别乘以不同的扩频码并输出到加法器604。
加法器604将从扩频部603-1～603-n输出的n个变换后码元码型相加，将得到的一个发送码元码型输出到扰码乘法部605。
扰码乘法部605将从加法器604输出的发送码元码型乘以对每个通信装置不同的扰码，输出到S/P变换部606。
S/P变换部606对从扰码乘法部605输出的发送码元码型进行串行并行变换，将得到的并行数据输出到IFFT部607。
IFFT部607对从S/P变换部606输出的并行数据进行快速傅里叶逆变换，将快速傅里叶逆变换后的发送信号输出到无线发送部608。
无线发送部608对发送信号进行数字模拟变换并进行上变频，经天线609作为无线信号来进行发送。
天线609发送从无线发送部608输出的发送信号，将接收到的无线信号作为接收信号输出到无线接收部610。
无线接收部610对接收信号进行下变频并进行模拟变换，输出到FFT部611。
FFT部611对接收信号进行快速傅里叶变换，输出到P/S变换部612。
P/S变换部612对接收信号进行并行串行变换，将各副载波的信号汇总为串行数据，输出到扰码乘法部613。
扰码乘法部613将从P/S变换部612输出的串行数据乘以对每个通信装置都不同的扰码，将得到的接收码元码型输出到解扩部614-1～614-n。
解扩部614-1～614-n将从扰码乘法部613输出的接收码元码型分别乘以扩频码，对接收码元码型进行解扩，输出到解映射部615-1～615-n。
解映射部615-1～615-n存储接收码元码型和变换前码元码型的对应信息，将从解扩部614-1～614-n输出的接收码元码型变换为变换前码元码型，输出到数字解调部616-1～616-n。
数字解调部616-1～616-n对从解映射部615-1～615-n输出的变换前码元码型进行解调，输出接收数据。
接着，说明实施例10的多载波通信装置的动作。首先，说明发送时的动作。
n个发送数据由数字调制部601-1～601-进行数字调制，作为n个变换前码元码型被输出到映射部602-1～602-n，由映射部602-1～602-n变换为n个变换后码元码型，输出到扩频部603-1～603-n。
n个变换后码元码型由扩频部603-1～603-n分别乘以不同的扩频码，由加法器604相加，作为一个发送码元码型被输出到扰码乘法部605。
发送码元码型由扰码乘法部605乘以对每个通信装置不同的扰码，由S/P变换部606进行串行并行变换，由IFFT部607进行快速傅里叶逆变换，作为发送信号被输出到无线发送部608。
发送信号由无线发送部608进行数字模拟变换及上变频，经天线609作为无线信号被发送。
接着，说明接收时的动作。
无线信号经天线609被接收，由无线接收部610进行下变频及模拟变换，由FFT部611进行快速傅里叶变换，由P/S变换部612进行并行串行变换，作为接收码元被输出到扰码乘法部613。
接收码元由扰码乘法部613乘以对每个通信装置不同的扰码，输出到解扩部614-1～614-n，由解扩部614-1～614-n分别乘以扩频码，作为n个接收码元码型被输出到解映射部615-1～615-n。
n个接收码元由解映射部615-1～615-n变换为变换前码元码型，由数字解调部616-1～616-n进行解调，作为接收数据被输出。
接着，说明实施例10的多载波通信装置中的信号处理。
图22A、图22B、及图22C是本发明实施例10中的信号处理的示例图。
图22A示出对进行过数字调制的码元码型进行映射处理所得的包含振幅“0”的码元码型。
图22B是对图22A所示的码元码型进行时域扩展所得的码元码型。该码元码型是用5倍扩展而生成由5个码片分量构成的码元。
图22C是对图22B所示的码元码型进行串行并行变换并分配给副载波来进行复用的例子。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过对变换为包含振幅“0”的码元码型的码元进行扩频处理来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
(实施例11)
图23是本发明实施例11的多载波通信装置的结构图。其中，对与图21相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
图23的多载波通信装置的不同点在于，具备交织部651、和解交织部652，以码片为单位对进行过扩频处理的发送码元进行交织，以及以码片为单位对进行过并行串行变换处理的信号乘以扰码后的接收码元进行解交织。
在图23中，加法器604将从扩频部603-1～603-n输出的n个变换后码元码型相加，将得到的一个发送码元码型输出到交织部651。
交织部651以扩频码的码片为单位对从加法器604输出的发送码元进行交织，将进行过交织处理的发送码元输出到扰码乘法部605。
扰码乘法部605将从交织部651输出的发送码元码型乘以对每个通信装置不同的扰码，输出到S/P变换部606。
扰码乘法部613将从P/S变换部612输出的串行数据乘以对每个通信装置不同的扰码，将得到的接收码元码型输出到解交织部652。
解交织部652以扩频码的码片为单位对从扰码乘法部613输出的接收码元码型进行解交织，将进行过解交织的接收码元码型输出到解扩部614-1～614-n。
解扩部614-1～614-n将从解交织部652输出的接收码元码型分别乘以扩频码，对接收码元码型进行解扩，输出到解映射部615-1～615-n。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过对扩频处理后的码元进行以码片为单位的交织来进行发送，对接收到的码元进行以码片为单位的解交织，能够在时间交织的情况下将码元以码片为单位分散到时间轴上，能够在频率交织的情况下分散到频率轴上，所以能够进行抗突发差错的通信。
此外，本实施例的多载波通信装置也可以对乘以了扰码的发送码元进行交织。
在此情况下，交织部651对从扰码乘法部605输出的发送码元进行交织处理，输出到S/P变换部606。而解交织部652对从P/S变换部612输出的串行数据进行解交织处理，将得到的接收码元输出到扰码乘法部613。
(实施例12)
图24是本发明实施例12的多载波通信装置的结构图。其中，对与图21相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
图24的多载波通信装置的不同点在于，具备n个扩频部701-1～701-n、加法器702、映射部703、解映射部711、以及n个解扩部712-1～712-n，进行扩频处理和加法处理并对进行过码分复用的发送码元进行映射，以及对进行解映射所得的接收码元进行解扩处理。
在图24中，数字调制部601-1～601-n分别对发送数据进行数字调制，将变换前码元码型输出到扩频部701-1～701-n。
扩频部701-1～701-n将从数字调制部601-1～601-n输出的n个变换前码元码型分别乘以不同的扩频码并输出到加法器702。
加法器702将从扩频部701-1～701-n输出的n个变换后码元码型相加，将得到的一个发送码元码型输出到映射部703。
映射部703存储变换前码元码型和变换后码元码型的对应信息，将从加法器702输出的变换前码元码型分别变换为变换后码元码型，将变换后码元码型输出到扰码乘法部605。
扰码乘法部605将从映射部703输出的发送码元码型乘以对每个通信装置不同的扰码，输出到S/P变换部606。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过将扩频处理后的码元码型变换为包含振幅“0”的码元码型来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
(实施例13)
图25是本发明实施例13的多载波通信装置的结构图。其中，对与图21相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
图25的多载波通信装置的不同点在于，具备n个S/P变换部801-1～801-n、n个扩频部802-1～802-n、加法器803-1～803-4、扰码乘法部804、扰码乘法部811、n个解扩部812-1～812-n、以及n个P/S变换部813-1～813-n，对进行过映射的包含“0”的码元码型进行串行并行变换而得到并行序列的码元码型，对得到的并行序列的码元码型进行扩频处理，将各个并行序列数据相加所得的码元码型乘以扰码并进行扩频处理。
在图25中，映射部602-1～602-n存储变换前码元码型和变换后码元码型的对应信息，将从数字调制部601-1～601-n输出的变换前码元码型分别变换为变换后码元码型，将变换后码元码型输出到S/P变换部801-1～801-n。
S/P变换部801-1～801-n对从解映射部602-1～602-n输出的变换后码元码型进行串行并行变换，将得到的并行序列码元码型输出到扩频部802-1～802-n。
扩频部802-1～802-n将从S/P变换部801-1～801-n输出的并行序列码元码型乘以不同的扩频码，分别输出到加法器803-1～803-4。这里所乘的扩频码对从同一S/P变换部输出的码元码型使用同一扩频码，以S/P变换部为单位来使用不同的扩频码。
加法器803-1～803-4将从扩频部802-1～802-n输出的n个变换后码元码型相加，将得到的发送码元码型分别输出到扰码乘法部804。
扰码乘法部804将从加法器803-1～803-4输出的发送码元码型分别乘以不同的扰码，输出到IFFT部607。
IFFT部607对从扰码乘法部804输出的发送码元码型进行快速傅里叶逆变换，将逆傅里叶变换后的发送信号输出到无线发送部608。
FFT部611对接收信号进行快速傅里叶变换，输出到扰码乘法部811。
扰码乘法部811将从FFT部611输出的并行数据分别乘以发送时所乘的扰码，将得到的接收码元码型输出到解扩部812-1～812-n。
解扩部812-1～812-n将从扰码乘法部811输出的接收码元码型分别乘以扩频码，对接收码元码型进行解扩，输出到n个P/S变换部813-1～813-n。
P/S变换部813-1～813-n对从解扩部812-1～812-n输出的接收码元码型进行并行串行变换并输出到解映射部615-1～615-n。
解映射部615-1～615-n存储接收码元码型和变换前码元码型，将从P/S变换部813-1～813-n输出的接收码元码型变换为变换前码元码型，输出到数字解调部616-1～616-n。
接着，说明实施例13的多载波通信装置中的信号处理。
图26A、图26B、及图26C是上述实施例中的信号处理的示例图。
图26A示出对进行过数字调制的码元码型进行映射处理所得的包含振幅“0”的码元码型。
图26B是对图26A所示的码元码型进行串行并行变换并分配给副载波来进行复用的例子。
图26C是对图26B所示的码元码型进行时域扩展所得的码元码型。该码元码型是用5倍扩展而生成由5个码片分量构成的码元。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过对变换为包含振幅“0”的码元码型的码元进行扩频处理来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
此外，本实施例的多载波通信装置也可以对进行过串行并行变换的并行序列码元码型进行扩频处理，对将各个并行序列数据相加所得的码元码型进行映射。
(实施例14)
图27是本发明实施例14的多载波通信装置的结构图，其中，对与图21或图25相同的结构附以同一标号，省略详细说明。
图27的多载波通信装置与图25的不同点在于，具备n个扩频部901-1～901-n、n个解扩部911-1～911-n、n个S/P变换部902-1～902-n、以及扩频部903-1～903-n，对进行过映射的包含“0”的码元码型进行扩频处理，对进行过扩频处理的码元码型进行串行并行变换。
在图27中，映射部602-1～602-n存储变换前码元码型和变换后码元码型的对应信息，将从数字调制部601-1～601-n输出的变换前码元码型分别变换为变换后码元码型，将变换后码元码型输出到扩频部901-1～901-n。
扩频部901-1～901-n将从映射部602-1～602-n输出的变换后码元码型乘以扩频码来进行扩频，分别输出到S/P变换部902-1～902-n。
S/P变换部902-1～902-n对从扩频部901-1～901-n输出的变换后码元码型进行串行并行变换，将得到的并行序列码元码型输出到扩频部903-1～903-n。
扩频部903-1～903-n将从S/P变换部902-1～902-n输出的并行序列码元码型乘以不同的扩频码，分别输出到803-1～803-4。这里所乘的扩频码对从同一S/P变换部输出的码元码型使用同一扩频码，以S/P变换部为单位来使用不同的扩频码。
扩频部903-1～903-n中相乘的扩频码与扩频部901-1～901-n中相乘的扩频码不同。
加法器803-1～803-4将从扩频部903-1～903-n输出的n个变换后码元码型相加，将得到的发送码元码型分别输出到扰码乘法部804。
扰码乘法部811将从FFT部611输出的并行数据分别乘以发送时所乘的扰码，将得到的接收码元码型输出到解扩部911-1～911-n。
解扩部911-1～911-n将从扰码乘法部811输出的接收码元码型分别乘以扩频码，对接收码元码型进行解扩，输出到n个P/S变换部912-1～912-n。
P/S变换部912-1～912-n对从解扩部911-1～911-n输出的接收码元码型进行并行串行变换并输出到解扩部913-1～913-n。
解扩部913-1～913-n将从P/S变换部912-1～912-n输出的接收码元码型乘以扩频码，分别输出到解映射部615-1～615-n。
解映射部615-1～615-n存储接收码元码型和变换前码元码型的对应信息，将从P/S变换部813-1～813-n输出的接收码元码型变换为变换前码元码型，输出到数字解调部616-1～616-n。
这样，根据本实施例的多载波通信装置，通过对变换为包含振幅“0”的码元码型的码元进行扩频处理来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。此外，通过将扩频过的信号乘以对每个通信装置不同的代码，能够使多个发送机用同一频带进行发送。其结果是，能够抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
此外，本实施例的多载波通信装置也可以按副载波顺序及发送时刻顺序对发送信号进行以码片为单位的排序。
图28A、图28B、图28C、图28D、及图28E是本发明实施例14中的信号处理的示例图。
图28A示出对进行过数字调制的码元码型进行映射处理所得的包含振幅“0”的码元码型。
图28B是对图28A所示的码元码型进行时域扩展所得的码元码型。而图28C是对图28A所示的码元码型进行频域扩展所得的码元码型。
本发明实施例14的多载波通信装置能够进行时域扩展及频域扩展，如图28D所示，生成在时间轴和载频轴二维上扩展过的码元码型，并对该码元码型在时间轴和载频轴二维上进行以码片为单位的交织。
图28E示出进行过上述交织的码元码型。
这样，通过在时间轴和载频轴二维上进行以码片为单位的交织，能够将码元以码片为单位分散到时间轴上及频率轴上，所以能够进行抗突发差错及频率选择性衰落的通信。
在上述实施例1至14中，说明了将对数据进行BPSK调制的值“+1”、“-1”变换为“+1”、“-1”、“0”三值的情况，但是本发明不限于此，也可以对数据进行QPSK调制等，对同相分量、正交分量中的一方或两方将“+1”、“-1”二值分别变换为“+1”、“-1”、“0”三值。
例如，从图29A所示的通常的QPSK调制的信号点配置映射到图29B所示的QPSK调制的信号点配置。在此情况下，对同相分量和正交分量分别进行BPSK调制的情况下的判决。即，在各副载波分量的同相分量、正交分量的各个分量中，进行振幅的三值判决，或者将必要数目个振幅判决为0，对其余进行极性判决。由此，与BPSK调制的情况同样，1个OFDM码元的码型增加，即信号空间增大，所以能够通过使用峰值功率小的码型来降低峰值功率，而且能够通过增加大约1个OFDM的数据量来进行高速传输。
此外，本发明不限于此，也可以对数据进行16QAM等，对同相分量、正交分量中的一方或两方将“+3”、“+1”、“-1”、“-3”三值分别变换为“+3”、“+1”、“-1”、“-1”、“0”五值。
例如，从图30A所示的通常的16QAM的信号点配置映射到图30B所示的16QAM的信号点配置。在此情况下，对同相分量和正交分量分别进行BPSK调制的情况下的判决。即，在各副载波分量的同相分量、正交分量的各个分量中，将必要数目个振幅判决为0，对其余进行振幅的四值判决。由此，与BPSK调制的情况同样，1个OFDM码元的码型增加，即信号空间增大，所以能够通过使用峰值功率小的码型来降低峰值功率，而且能够通过增加1个OFDM的数据量来进行高速传输。
在上述实施例1～14中，说明了根据振幅判决来一一判决各副载波分量的情况，但是本发明中也可以应用于根据最大似然序列估计按整个码元码型(例如，如果是4个副载波的码元码型，则为整个4个副载波的分量)来进行判决的情况。
例如，用导频码元等已知信号来进行信道估计，将各码元码型乘以求出的信道估计值来生成接收码元码型的复本信号。然后，比较该复本信号和接收码元码型，将最近似的复本信号判决为发送的码元码型。是否最近似的判决可以使用下述等方法：对每个副载波分量比较复本信号和接收码元码型来求差分，将与累积差分最小的复本信号对应的码元码型作为发送的码元码型。
在此情况下，能够集中判决码元码型，能够进行更正确地决定码元码型。
在上述实施例1～14中，说明了发送端装置和接收端装置被设置在同一装置内的情况，但是在本发明中，如果在发送端装置中设置本发明的具有映射部的多载波通信装置，在接收端装置中设置本发明的具有解映射部的多载波通信装置，则发送端装置和接收端装置也可以不被设置在同一装置内。
上述实施例1～14的多载波通信装置也可以搭载在通信终端装置或基站装置上。
本发明不限于上述实施例1～14，而是可以进行各种变更来实施。例如，对上述实施例1～14中的阈值数或副载波数没有特别的限定。
在上述实施例12～14中，也可以对扩展过的码元序列进行码片交织处理。在此情况下，进行码片交织的码元序列进行扩频码处理即可，通过在上述实施例12～14的多载波通信装置的扩频部到IFFT部之间设交织部，能够进行码片交织。
此外，在上述实施例12～14中，多载波通信装置也可以设多个交织部对复用前的进行过扩频处理的码元序列分别进行码片交织。
同样，在上述实施例12～14中，也可以对扩展过的码元序列进行码片解交织处理。在此情况下，进行码片交织的码元序列进行扩频码处理即可，通过在上述实施例12～14的多载波通信装置的FFT部到解扩部之间设解交织部，能够进行码片解交织。
此外，在上述实施例12～14中，多载波通信装置也可以设多个解交织部并对复用前的进行过扩频处理的码元序列分别进行码片解交织。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备：接收部，接收以包含有同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上所得的多载波信号；以及解映射部，将上述多载波信号解映射为接收数据。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：解映射部按规定的码元单位将以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号解映射为不包含上述第1码元的第2码元序列，对进行解映射所得的码元码型进行解调来得到接收数据。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，解映射部对以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号进行解调，将解调过的用三个离散值表示的第1数据变换为用两个离散值表示的第2数据。
根据这些结构，副载波内的几个副载波变为振幅为[0]，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，解映射部具备：存储部，存储第1码元序列和第2码元序列的对应表；以及对照部，将接收到的码元序列与上述表进行对照。
根据该结构，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行解映射。由此，能够对发送的多载波信号的码元数据适当地进行解调。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，解映射部具备存储部，该存储部存储用两个离散值表示的第2数据码型和用三个离散值表示的第1数据码型的对应表。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备重发请求部，在接收到的码元序列在表中没有对应的情况下，该重发请求部向发送端请求重发。
根据该结构，即使接收码元数据在传输途中等出错，也能够通过进行重发来接收没有差错的码元数据。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备纠错部，在接收到的码元序列在表中没有对应的情况下，该纠错部纠正上述码元序列的差错。
根据该结构，即使接收码元数据在传输途中等出错，也能够通过进行纠错来接收没有差错的码元数据。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：解映射部具备：振幅测定部，测定映射到各副载波上的码元的振幅；以及码型决定部，根据测定出的振幅来决定上述第1码元序列。
根据该结构，能够正确地进行包含振幅为[0]的码元的码元码型的判决。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：解映射部具备：第1判决部，在判决接收到的码元序列的码元时，根据振幅为0的第1码元所映射到的副载波数来判决第1码元所映射到的副载波；以及第2判决部，对上述码元序列中被判决为第1码元以外的码元用极性判决来判决码元。
根据该结构，在第1判决中能够正确进行包含振幅为[0]的码元的码元码型的判决，进而其他码元的判决只需极性判决即可，所以能够更正确地进行码元码型的判决。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：解映射部按规定的码元单位使多个第1码元序列对应于一个数据码型来进行解映射。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：解映射部具备：合成部，将多个码元合成为合成码元；第1判断部，将上述合成码元中振幅值最小的码元判断为第1码元；以及第2判断部，对上述第1码元以外的码元进行极性判决。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：合成部对多个码元进行选择合成。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：合成部对多个码元进行等增益合成。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：合成部对多个码元进行最大比合成。
根据这些结构，副载波内的几个副载波变为振幅为[0]，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，包括：信道估计部，用已知信号来进行信道估计；复本信号生成部，用上述信道估计的结果来生成以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的第1码元序列的复本信号；接收码元码型决定部，通过比较上述复本信号和接收到的码元码型来决定接收到的码元码型；以及解调部，根据决定的接收码元码型来得到接收数据。
根据该结构，能够集中判决码元码型，能够进行更正确地决定码元码型。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备：映射部，将要发送的数据以包含振幅为0的第1码元的第1码元序列映射到副载波上；以及发送部，发送进行映射所得的多载波信号。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部将对要发送的数据进行调制所得的第2码元序列以包含第1码元的第1码元序列而映射到副载波上。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部将要发送的用两个离散值表示的第2数据变换为用三个离散值表示的第1数据，将上述第1数据调制为包含第1码元的第1码元序列。
根据这些结构，由于用包含同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列来进行发送，所以能够在抑制峰值功率的状态下进行多载波通信。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部具备存储部，该存储部存储第1码元序列和第2码元序列的对应表。
根据该结构，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行映射。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部具备存储部，该存储部存储用两个离散值表示的第2数据码型和用三个离散值表示的第1数据码型的对应表。
根据该结构，能够简单地对照第1及第2码元码型，能够高效率地进行映射。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部将第1码元所映射到的副载波的个数设为固定的。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备通知部，该通知部通知第1码元所映射到的副载波数。
根据这些结构，副载波内的几个副载波变为振幅为“0”，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：在映射部映射的第1码元序列中，第1码元序列和别的第1码元序列之间的欧几里得距离在规定的距离以上。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：在映射部映射的第1码元序列中，第1码元序列组和别的第1码元序列组的第1码元被映射到的副载波的位置不同。
根据该结构，本发明的多载波通信装置通过使欧几里得距离在规定距离以上的码元码型对应于不同的现有数据码型，即使由于衰落等路径的影响而使码元变化，也能够与其他码元进行区别。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部使一个数据码型对应于多个第1码元序列，发送部发送上述多个第1码元序列中的某一个。
根据该结构，本发明的多载波通信装置在发送的码元由于衰落等的影响而发生差错的情况下，通过作为与发送的数据对应的多个码元中的某一个来进行接收，能够接收正确的码元。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：在映射部映射的第1码元序列中，一个要发送的数据所对应的第1码元序列与上述要发送的数据所对应的别的第1码元序列之间的欧几里得距离在与其他第1码元序列之间的欧几里得距离以下。
根据该结构，本发明的多载波通信装置通过使欧几里得距离更近的码元码型对应于一个现有的OFDM码型，即使由于衰落等路径的影响而使码元变化，也能够与其他码元进行区别。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部在被发送的第1码元序列中在与过去配置了第1码元的副载波不同的副载波上配置第1码元。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部具备插入位置存储部，该插入位置存储部存储第1码元序列中的第1码元的位置及定时。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部具备随机数产生部，该随机数产生部按随机数来决定第1码元序列中的第1码元的位置及定时。
根据这些结构，本发明的多载波通信装置通过使振幅为“0”的副载波的位置不同的码元交替对应来进行发送，不会连续发送同一码元，所以能够减少码间干扰。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部将多个第1码元作为一组来用作一个第1码元，将数据码型映射为第1码元序列。
根据该结构，本发明的多载波通信装置通过将振幅为“0”的多个副载波组合起来，用作一个码型，即使在受到衰落等路径的影响而使信号变化的情况下，也能够通过根据多个振幅为“0”的副载波的位置进行判断来进行差错少的通信。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备第1扩频部，该第1扩频部按规定的扩频率对码元序列进行扩频。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：第1扩频部按规定的扩频率对包含有映射部进行映射所得的第1码元的第1码元序列进行扩频。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备串行并行变换部，该串行并行变换部对包含有第1扩频部按规定的扩频率扩频所得的第1码元的第1码元序列进行串行并行变换。
根据这些结构，通过对变换为包含振幅[0]的码元码型的码元进行扩频处理来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型，另外通过码分复用可以使用同一频带来发送多个信号。其结果是，能够抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：第1扩频部对要发送的数据经调制所得的第2码元序列与扩频码进行乘法运算，映射部将上述第2码元序列以包含第1码元的第1码元序列映射到副载波上。
根据该结构，通过将对扩频处理后的码元码型进行码分复用所得的信号变换为包含振幅[0]的码元码型来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备串行并行变换部，该串行并行变换部对码元序列进行串行并行变换，第1扩频部按规定的扩频率对进行过上述串行并行变换的码元序列进行扩频。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，串行并行变换部对映射部进行映射所得的包含第1码元的第1码元序列进行串行并行变换。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：映射部映射第1扩频部扩频过的码元序列。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：具备第2扩频部，该第2扩频部按规定的扩频率对映射部进行映射所得的包含第1码元的第1码元序列进行扩频，串行并行变换部对第2扩频部乘以了上述扩频码的第1码元序列进行串行并行变换。
本发明的多载波通信装置采用下述结构：具备第2扩频部，该第2扩频部按规定的扩频率对第2码元序列进行扩频，串行并行变换部对第2扩频部乘以了上述扩频码的第2码元序列进行串行并行变换，映射部对第1扩频部扩频过的信号进行映射处理。
根据这些结构，通过对变换为包含振幅[0]的码元码型的码元进行扩频处理来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。此外，通过将扩频过的信号乘以对每个通信装置不同的代码，能够使多个发送机用同一频带进行发送。其结果是，能够抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备二维交织部，该二维交织部按副载波顺序及发送时刻顺序对扩频过的信号进行以码片为单位的排序。
根据该结构，通过在时间轴和载频轴二维上进行以码片为单位的交织，能够将码元以码片为单位分散到时间轴上及频率轴上，所以能够进行抗突发差错及频率选择性衰落的通信。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备第3扩频部，该第3扩频部用对每个通信装置不同的扩频码按规定的扩频率对第1扩频部扩频过的信号进行扩频。
根据该结构，通过对变换为包含振幅[0]的码元码型的码元进行扩频处理来进行发送，不使用峰值功率大的码元码型。此外，通过将扩频过的信号乘以对每个通信装置不同的代码，能够使多个发送机用同一频带进行发送。其结果是，能够抑制信号的峰值电压并提高频率的利用效率，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备交织部，该交织部对第3扩频部扩频过的信号进行以码片为单位的排序。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备交织部，该交织部对第1扩频部扩频过的信号进行以码片为单位的排序。
本发明的多载波通信装置采用下述结构，具备第3扩频部，该第3扩频部用对每个通信装置不同的扩频码按规定的扩频率对交织部以码片为单位进行过排序的信号进行扩频。
根据这些结构，通过对扩频处理后的码元进行以码片为单位的交织来进行发送，对接收到的码元以码片为单位来进行解交织，能够在时间交织的情况下将码元以码片为单位分散到时间轴上，能够在频率交织的情况下分散到频率轴上，所以能够进行抗突发差错的通信。
本发明的通信终端装置的特征在于包括上述多载波通信装置。此外，本发明的基站装置的特征在于包括上述多载波通信装置。根据这些结构，能够在抑制峰值功率的状态下进行多载波通信装置。
根据这些结构，副载波内的几个副载波变为振幅为[0]，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以不使用峰值功率大的码元码型。其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的峰值功率抑制方法在发送装置端具备：映射步骤，将要发送的数据以包含第1码元的第1码元序列而映射到副载波上；以及发送步骤，发送进行映射所得的多载波信号；而在接收装置端具备：接收步骤，接收以包含上述第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号；以及解映射步骤，将上述多载波信号解映射为接收数据。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，映射步骤以包含第1码元的第1码元序列将对要发送的数据进行调制所得的第2码元序列映射到副载波上。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，映射步骤将要发送的用两个离散值表示的第2数据变换为用三个离散值表示的第1数据，将上述第1数据调制为包含第1码元的第1码元序列。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，解映射步骤以规定的码元单位将以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号解映射为不包含上述第1码元的第2码元序列，对进行解映射所得的码元码型进行解调来得到接收数据。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，解映射步骤对以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号进行解调，将解调过的用三个离散值表示的第1数据变换为用两个离散值表示的第2数据。
根据这些方法，副载波内的几个副载波变为振幅为[0]，码元数据的码型增加，即码元数据空间增大，所以如果从其中按峰值功率从小到大的顺序选所需个码元码型用于发送，则由于不使用峰值功率大的码元码型，所以其结果是，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，具备：振幅测定步骤，在解映射步骤中，测定映射到各副载波上的码元的振幅；以及码型决定步骤，根据测定出的振幅来决定上述第1码元序列。
根据该方法，能够正确地进行包含振幅为[0]的码元的码元码型的判决。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，在发送装置端具备通知步骤，该通知步骤通知振幅为0的第1码元所映射到的副载波数；而在接收装置端具备：第1判决步骤，在解映射步骤中，根据振幅为0的第1码元所映射到的副载波数来判决上述第1码元所映射到的副载波；以及第2判决步骤，对上述第1码元以外的码元进行极性判决。
根据该方法，在第1判决中能够正确进行包含振幅为[0]的码元的码元码型的判决，进而其他码元的判决只需极性判决即可，所以能够更正确地进行码元码型的判决。
本发明的峰值功率抑制方法的特征在于，在发送装置端具备：发送步骤，发送已知信号；而在接收装置端具备：接收步骤，接收上述已知信号；信道估计步骤，用上述接收信号来进行信道估计；复本信号生成步骤，用上述信道估计的结果来生成包含第1码元的第1码元序列的复本信号；接收码元码型决定步骤，通过比较上述复本信号和接收码元码型来决定接收到的码元码型；以及解调步骤，根据决定的接收码元码型来得到接收数据。
根据该方法，能够集中判决码元码型，能够进行更正确地决定码元码型。
从以上说明可知，根据本发明，能够用简单的装置结构来抑制信号的峰值电压，而不会使传输特性恶化，也不会导致装置大型化。
本说明书基于2000年2月1日申请的(日本)特愿2000-024515、2000年7月10日申请的特愿2000-208923、及2000年9月21日申请的特愿2000-287765。其内容包含于此。
                       产业上的可利用性
本发明适用于应用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple，正交频分复用)方式的多载波通信装置、移动通信系统中的便携电话机及便携电视电话机等移动台装置或与该移动台装置进行通信的基站装置、数字TV广播或数字声音广播的发送接收装置等。

Claims (56)

1、一种多载波通信装置，具备：接收部件，接收以包含有同相分量及正交分量中至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上所得的多载波信号；以及解映射部件，将所述多载波信号解映射为接收数据。
2、如权利要求1所述的多载波通信装置，其特征在于，解映射部件按规定的码元单位将以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号解映射为不包含所述第1码元的第2码元序列，对进行解映射所得的码元码型进行解调来得到接收数据。
3、如权利要求1所述的多载波通信装置，解映射部件对以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号进行解调，将解调过的用三个离散值表示的第1数据变换为用两个离散值表示的第2数据。
4、如权利要求2所述的多载波通信装置，解映射部件具备：存储部件，存储第1码元序列和第2码元序列的对应表；以及对照部件，将接收到的码元序列与所述表进行对照。
5、如权利要求3所述的多载波通信装置，解映射部件具备存储部件，该存储部件存储用两个离散值表示的第2数据码型和用三个离散值表示的第1数据码型的对应表。
6、如权利要求4所述的多载波通信装置，具备重发请求部件，在接收到的码元序列在表中没有对应的情况下，该重发请求部件向发送端请求重发。
7、如权利要求4所述的多载波通信装置，具备纠错部件，在接收到的码元序列在表中没有对应的情况下，该纠错部件纠正所述码元序列的差错。
8、如权利要求1所述的多载波通信装置，其中，解映射部件具备：振幅测定部件，测定映射到各副载波上的码元的振幅；以及码型决定部件，根据测定出的振幅来决定所述第1码元序列。
9、如权利要求1所述的多载波通信装置，其中，解映射部件具备：第1判决部件，在判决接收到的码元序列的码元时，根据振幅为0的第1码元所映射到的副载波数来判决第1码元所映射到的副载波；以及第2判决部件，对所述码元序列中被判决为第1码元以外的码元用极性判决来判决码元。
10、如权利要求1所述的多载波通信装置，其中，解映射部件按规定的码元单位使多个第1码元序列对应于一个数据码型来进行解映射。
11、如权利要求1所述的多载波通信装置，其中，解映射部件具备：合成部件，将多个码元合成为合成码元；第1判断部件，将所述合成码元中振幅值最小的码元判断为第1码元；以及第2判断部件，对所述第1码元以外的码元进行极性判决。
12、如权利要求11所述的多载波通信装置，其中，合成部件对多个码元进行选择合成。
13、如权利要求11所述的多载波通信装置，其中，合成部件对多个码元进行等增益合成。
14、如权利要求11所述的多载波通信装置，其中，合成部件对多个码元进行最大比合成。
15、如权利要求1所述的多载波通信装置，包括：信道估计部件，用已知信号来进行信道估计；复本信号生成部件，用所述信道估计的结果来生成以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的第1码元序列的复本信号；接收码元码型决定部件，通过比较所述复本信号和接收到的码元码型来决定接收到的码元码型；以及解调部件，根据决定的接收码元码型来得到接收数据。
16、一种多载波通信装置，具备：映射部件，该部件以包含有同相分量及正交分量中至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列将要发送的数据映射到副载波上；以及发送部件，发送进行映射所得的多载波信号。
17、如权利要求16所述的多载波通信装置，其中，映射部件将对要发送的数据进行调制所得的第2码元序列以包含第1码元的第1码元序列而映射到副载波上。
18、如权利要求16所述的多载波通信装置，其中，映射部件将要发送的用两个离散值表示的第2数据变换为用三个离散值表示的第1数据，将所述第1数据调制为包含第1码元的第1码元序列。
19、如权利要求17所述的多载波通信装置，其中，映射部件具备存储部件，该存储部件存储第1码元序列和第2码元序列的对应表。
20、如权利要求18所述的多载波通信装置，其中，映射部件具备存储部件，该存储部件存储用两个离散值表示的第2数据码型和用三个离散值表示的第1数据码型的对应表。
21、如权利要求16所述的多载波通信装置，其中，映射部件将第1码元所映射到的副载波的个数设为固定的。
22、如权利要求16所述的多载波通信装置，具备通知部件，该通知部件通知第1码元所映射到的副载波数。
23、如权利要求16所述的多载波通信装置，其特征在于，在映射部件映射的第1码元序列中，第1码元序列和别的第1码元序列之间的欧几里得距离在规定的距离以上。
24、如权利要求16所述的多载波通信装置，其特征在于，在映射部件映射的第1码元序列中，第1码元序列组和别的第1码元序列组的第1码元被映射到的副载波的位置不同。
25、如权利要求16所述的多载波通信装置，其中，映射部件使一个数据码型对应于多个第1码元序列，发送部件发送所述多个第1码元序列中的某一个。
26、如权利要求25所述的多载波通信装置，其特征在于，在映射部件映射的第1码元序列中，一个要发送的数据所对应的第1码元序列与所述要发送的数据所对应的别的第1码元序列之间的欧几里得距离在与其他第1码元序列之间的欧几里得距离以下。
27、如权利要求16所述的多载波通信装置，其中，映射部件在被发送的第1码元序列中在与过去配置了第1码元的副载波不同的副载波上配置第1码元。
28、如权利要求27所述的多载波通信装置，其中，映射部件具备插入位置存储部件，该插入位置存储部件存储第1码元序列中的第1码元的位置及定时。
29、如权利要求27所述的多载波通信装置，其中，映射部件具备随机数产生部件，该随机数产生部件按随机数来决定第1码元序列中的第1码元的位置及定时。
30、如权利要求16所述的多载波通信装置，其中，映射部件将多个第1码元作为一组来用作一个第1码元，将数据码型映射为第1码元序列。
31、如权利要求16所述的多载波通信装置，具备第1扩频部件，该第1扩频部件按规定的扩频率对码元序列进行扩频。
32、如权利要求31所述的多载波通信装置，其中，第1扩频部件对包含有映射部件映射所得的第1码元的第1码元序列按规定的扩频率进行扩频。
33、如权利要求31所述的多载波通信装置，其中，第1扩频部件将对要发送的数据进行调制所得的第2码元序列乘以扩频码，映射部件将所述第2码元序列以包含第1码元的第1码元序列而映射到副载波上。
34、如权利要求32所述的多载波通信装置，具备串行并行变换部件，该串行并行变换部件对包含有第1扩频部件按规定的扩频率而扩频过的第1码元的第1码元序列进行串行并行变换。
35、如权利要求31所述的多载波通信装置，具备串行并行变换部件，该串行并行变换部件对码元序列进行串行并行变换，第1扩频部件按规定的扩频率对进行过所述串行并行变换的码元序列进行扩频。
36、如权利要求35所述的多载波通信装置，其特征在于，串行并行变换部件对包含有映射部件进行映射所得的第1码元的第1码元序列进行串行并行变换。
37、如权利要求35所述的多载波通信装置，其中，映射部件映射第1扩频部件扩频过的码元序列。
38、如权利要求35所述的多载波通信装置，其特征在于，具备第2扩频部件，该第2扩频部件按规定的扩频率对包含有映射部件进行映射所得的第1码元的第1码元序列进行扩频，串行并行变换部件对第2扩频部件对所述扩频码进行乘法运算所得的第1码元序列进行串行并行变换。
39、如权利要求35所述的多载波通信装置，其特征在于，具备第2扩频部件，该第2扩频部件按规定的扩频率对第2码元序列进行扩频，串行并行变换部件对第2扩频部件乘以了所述扩频码的第2码元序列进行串行并行变换，映射部件对第1扩频部件扩频过的信号进行映射处理。
40、如权利要求38所述的多载波通信装置，具备二维交织部件，该二维交织部件按副载波顺序及发送时刻顺序对扩频过的信号进行以码片为单位的排序。
41、如权利要求31所述的多载波通信装置，具备第3扩频部件，该第3扩频部件用对每个通信装置不同的扩频码按规定的扩频率对第1扩频部件扩频过的信号进行扩频。
42、如权利要求41所述的多载波通信装置，具备交织部件，该交织部件对第3扩频部件扩频过的信号进行以码片为单位的排序。
43、如权利要求31所述的多载波通信装置，具备交织部件，该交织部件对第1扩频部件扩频过的信号进行以码片为单位的排序。
44、如权利要求43所述的多载波通信装置，具备第3扩频部件，该第3扩频部件用对每个通信装置不同的扩频码按规定的扩频率对交织部件以码片为单位进行过排序的信号进行扩频。
45、一种具备多载波通信装置的通信终端装置，其中，所述多载波通信装置具备：接收部件，接收以包含有通信终端装置同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上所得的多载波信号；以及解映射部件，将所述多载波信号解映射为接收数据。
46、一种具备多载波通信装置的基站装置，其中，所述多载波通信装置具备：接收部件，接收以包含有同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上所得的多载波信号；以及解映射部件，将所述多载波信号解映射为接收数据。
47、一种具备多载波通信装置的通信终端装置，其中，所述多载波通信装置具备：映射部件，该部件以包含有同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列将要发送的数据映射到副载波上；以及发送部件，发送进行映射所得的多载波信号。
48、一种具备多载波通信装置的基站装置，其中，所述多载波通信装置具备：映射部件，该部件以包含有同相分量及正交分量中的至少一个分量的振幅为0的第1码元的第1码元序列，将要发送的数据映射到副载波上；以及发送部件，发送进行映射所得的多载波信号。
49、一种峰值功率抑制方法，在发送装置端具备：映射步骤，将要发送的数据以包含第1码元的第1码元序列而映射到副载波上；以及发送步骤，发送进行映射所得的多载波信号；而在接收装置端具备：接收步骤，接收以包含所述第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号；以及解映射步骤，将所述多载波信号解映射为接收数据。
50、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，其中，映射步骤以包含第1码元的第1码元序列将对要发送的数据进行调制所得的第2码元序列映射到副载波上。
51、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，其中，映射步骤将要发送的用两个离散值表示的第2数据变换为用三个离散值表示的第1数据，将所述第1数据调制为包含第1码元的第1码元序列。
52、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，其中，解映射步骤以规定的码元单位将以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号解映射为不包含所述第1码元的第2码元序列，对进行解映射所得的码元码型进行解调来得到接收数据。
53、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，其中，解映射步骤对以包含第1码元的第1码元序列而被映射到副载波上的多载波信号进行解调，将解调过的用三个离散值表示的第1数据变换为用两个离散值表示的第2数据。
54、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，具备：振幅测定步骤，在解映射步骤中，测定映射到各副载波上的码元的振幅；以及码型决定步骤，根据测定出的振幅来决定所述第1码元序列。
55、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，其中，在发送装置端具备通知步骤，该通知步骤通知振幅为0的第1码元所映射到的副载波数；而在接收装置端具备：第1判决步骤，在解映射步骤中，根据振幅为0的第1码元所映射到的副载波数来判决所述第1码元所映射到的副载波；以及第2判决步骤，对所述第1码元以外的码元进行极性判决。
56、如权利要求49所述的峰值功率抑制方法，其中，在发送装置端具备：发送步骤，发送已知信号；而在接收装置端具备：接收步骤，接收所述已知信号；信道估计步骤，用所述接收信号来进行信道估计；复本信号生成步骤，用所述信道估计的结果来生成包含第1码元的第1码元序列的复本信号；接收码元码型决定步骤，通过比较所述复本信号和接收码元码型来决定接收到的码元码型；以及解调步骤，根据决定的接收码元码型来得到接收数据。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1863181B (zh) * 2005-05-03 2010-11-24 高通股份有限公司 在无线通信系统中多路复用数据和控制信息的方法和系统
CN101394390B (zh) * 2008-10-20 2011-04-20 北京鑫百灵宽带通信科技有限公司 一种扩频型pdh微波通信系统和方法

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020040724A (ko) * 2002-05-07 2002-05-30 하덕호 역선회 원편파를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 방법 및시스템
EP3193453B1 (en) * 2014-09-12 2019-11-06 Hitachi Kokusai Electric Inc. Wireless communication device and method

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2552927B2 (ja) * 1990-01-26 1996-11-13 三菱電機株式会社 π／４シフトＱＰＳＫ信号の復調装置
US5761190A (en) * 1995-02-20 1998-06-02 Pioneer Electronic Corporation OFDM broadcast wave receiver
US5862182A (en) * 1996-07-30 1999-01-19 Lucent Technologies Inc. OFDM digital communications system using complementary codes
GB9719210D0 (en) * 1997-09-10 1997-11-12 Hewlett Packard Co Methods and apparatus for encoding data
DE69935540T2 (de) * 1998-01-30 2007-11-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Modulationsverfahren und Funkkommunikationssystem

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1863181B (zh) * 2005-05-03 2010-11-24 高通股份有限公司 在无线通信系统中多路复用数据和控制信息的方法和系统
CN101394390B (zh) * 2008-10-20 2011-04-20 北京鑫百灵宽带通信科技有限公司 一种扩频型pdh微波通信系统和方法

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