CN1375169A - 可缩放的蜂窝通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一定的天线装置,而且提供有源辐射器单元形成这些天线装置。还提供这种天线装置和有源辐射器单元的各种组件。本发明的系统和方法及各部分便于组装和排列天线单元、有源辐射器单元以及这些天线装置与有源辐射器单元的各种子组件。它们还便于控制通信站一个或多个方面的操作,尤其是一个给定天线装置内的一个有源辐射器单元。

Description

可缩放的蜂窝通信系统

这个专利文件的公布包含受版权保护的材料。该版权所有人不反对任何人复制该专利文件或专利公布，因为其发表在美国专利商标事物所专利文件或记录中，然而无论如何在别的方面却保留所有版权。

本专利申请涉及在题为“用于蜂窝通信系统的有源天线阵配置和控制”、以Joseph Shapira的名义与此同一天申请(Pillsbury Madison& Sutro LLP代理人卷号No.241665/81746)的美国专利申请中的公布内容。

这个专利申请是1998.10.30申请的共同等待审查的美国专利申请No.09/171,986的部分继续申请，它是1998.3.3申请的国际专利申请No.PCT/IL98/00104的国内阶段，它要求(因此这个专利申请也要求)1997.3.3申请的以色列专利申请No.120364，1997.4.20申请的120706以及1997.6.30申请的121201的权利。

这个专利申请也是1998.3.3申请的共同等待审查的PCT国际专利申请No.PCT/IL98/00103的部分继续申请，它要求(因此这个专利申请也要求)1997.3.3申请的以色列专利申请No.120364，1997.4.20申请的120706以及1997.6.30申请的121201的权利。

每个上面提及的专利申请的内容因此在此全文作为参考。

技术领域

本发明的某些方面涉及无线通信系统。本发明的其它方面涉及用作蜂窝基站的构件的有源辐射器子系统。本发明的另外一些方面涉及用于实现蜂窝基站系统的系统和方法。

背景技术

蜂窝无线通信系统提供用户在一个给定地理服务区域内无线接入话音和数据网络。遍及整个服务区的收/发基站与用户的移动台通信。通常，每个基站服务该服务区的某一确定部分，譬如“小区”。随着用户从一个小区移动进入一个相邻小区，该呼叫从分配给第一小区的基站切换到分配给相邻小区的基站。目前存在多种类型的蜂窝系统，包括高级移动电话系统(AMPS)、码分多址(CDMA)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、北欧移动电话(NMT)、全接入通信系统(TACS)以及个人通信系统(PCS)。PCS蜂窝系统可使用诸如DCS1800、PCS 1900、GSM、个人数字蜂窝(PDC)、IS-661、IS-136、以及IS-95等的技术。

基站覆盖一个给定的地理覆盖区域并连接和控制其覆盖区域内的任何移动台。基站用作它们各自小区的“小区站点”。一个小区站点典型地包括至少一个发射天线和至少一个接收天线。多个传输信号在由合路器组合后典型地连接到发射天线。

一个给定小区站点以一个受控级别辐射功率，而且包括一个位置高度足以覆盖小区的天线。这使得在同一蜂窝地理服务区内能频率再用非相邻小区中的同一信道，同时减小共道干扰。一种非常协调的频率再用方案使得在整个蜂窝地理服务区内能处理大量的并发呼叫。为进一步增大一个给定服务区内能处理的业务量，拥挤的小区可再细分为更小的小区，其中每个更小的小区可拥有其自己的基站。这些更小的小区使用较低的发射机功率和高度较低的天线，由此允许进一步的频率再用。这些细分的小区仍可进一步分割用于更进一步的频率再用。这些小区划分可使用定向天线，例如为了降低由于增大频率再用导致的干扰。

由于移动台很可能移动，因此很难控制一个给定基站和移动台之间的视距(LOS)。这种移动改变了路径特性，造成了多路径传播。多路径传播导致诸如多路径衰落和色散等不希望的效果。

分集技术用于克服这些效果。某些类型的分集常用于降低衰落效果以及减小包括频率分集、空间分集、时间分集、角度分集以及极化分集的色散。空间分集涉及物理分隔天线一个预定的物理间隔，这个间隔可以是水平或是垂直的。

极化分集涉及利用在不同(例如正交)平面上极化的两个不同天线单元。极化分集在移动通信系统中所表现的一种优势是能减少安装所需的天线数。

时间分集在不同时刻发送信息而频率分集以不同频率发送信息内容，角度分集改变信号的到达角度。

用于促进基站和移动台之间的全双工通信有多种不同接入方法。它们包括频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、和码分多址(CDMA)。典型地，利用每个这些接入方法，分配一个无线电频段，而且为从小区站点到移动台的传输分配一部分带宽(“前向链路”)，而为从移动台到小区站点的通信分配另一部分带宽(“反向链路”)。所分配的带宽段利用载波信号定位于该频谱内的某一位置。某些系统使用多个载波，如CDMA网络的多载波操作，这样能最大化所分配频带的网络容量。该蜂窝频带允许最多有8个CDMA载波，而A、B、C频带均允许有11个载波，G、E、F均允许有3个载波。

图1示出了一种用于蜂窝和PSC通信的典型无线通信站。所示站点(与其它未具体示出的单元一起)包括电池12、控制架14、接收架16、发射架18、以及滤波器架20。连接滤波器架20与天线单元26的电缆穿过一个电缆支架22。天线单元组件安装在塔架/安装结构24。

如图1所示的通信站通常安装定向天线装置而不是全方向天线。这些天线将全方向的360°小区拆分为较小角度范围的扇区，如120°扇区。这些方向性系统有助于降低由于信道重叠导致的干扰以及增大基站的发射和接收距离范围。因此，小区能覆盖一个更大区域，而且每个小区内的通信信号更强。举例来说，美国专利申请No.5,889,494(Reudink et al.)、5,565,873(Dean)以及5,666,123(Chrystie)均公开了使用多波束定向天线阵装置的基站系统。

一个给定通信站提供的天线装置最好能尽量占用最小的空间，而且安装得能使生成的干扰和损害程度最小。例如，如果天线装置安装在一个建筑物的顶部，它可能阻挡相邻建筑物居民的视线。此外，天线装置最好配置得能容易地安装于各种类型的结构。天线装置的外形、尺寸和配置将决定如何以及是否能安装该装置到一个特定的结构。此外，由于这些装置在许多环境下能清楚地看到，如在城市环境中，因此该装置能符合审美观很重要。

另外，该通信站应最好设计为使用最小的功率，但仍满足对一个给定覆盖区(例如，小区或扇区)的所有EIRP/距离要求。使用最小化功率和减小传输损耗为蜂窝服务提供商带来极大利益，譬如增大覆盖区域和改善通信质量。

不应忽视安装、替换和升级通信站点有关的成本和便利性。现有的蜂窝基站系统需要改进以变得更容易缩放、定制和升级。

需要新的以及更有利的解决这些问题以及实现蜂窝基站系统的方式，尤其是在实现通信站点服务受限的覆盖区(如小区和扇区)。

发明内容

本发明提供用于改进无线通信系统。本发明的某些方面便于蜂窝基站系统的实现和改进。为实现这些目的，可按照本发明的一个或多个方面以便得到如下面将注意的一个或多个特定目的和优点。

本发明的一个目的是提供涉及在通信站点用于蜂窝无线通信系统的天线装置的改进。本发明的另一目的是为蜂窝无线通信站点提供特定的天线和有源辐射器子单元装置。这些装置最好能解决有关蜂窝无线通信的一些问题。这些问题包括多路径衰落和给定天线装置应覆盖空间的数量限制。这些问题还包括天线装置的美学特征、传输损耗以及功率使用考虑(一个给定天线装置提供的覆盖范围)以及制造和安装蜂窝小区站点系统的各个部分的成本。新颖性和有益特征还希望促进通信站点各组成部分的可缩放性、定制性和再用，以及通信站点的升级。

因此，本发明可针对确定的天线装置、可用于形成这些天线装置的有源辐射器单元、以及这种天线装置和有源辐射器单元的各种组件。本发明的某些方面还针对用于装配和安装天线单元、有源辐射器单元以及这些天线装置和有源辐射器单元组件的系统、方法及其各部分。本发明的其它方面还涉及用于控制通信站的一个或多个方面的操作，尤其是一个给定天线装置内的有源辐射器单元的系统、方法以及其部分。

附图说明

在参考附图通过本发明的非限制性示例性实施例的详细描述中进一步描述了本发明的上述和其它目的、特征和优点，其中类似的附图标记表示所有这些附图中的本发明的类似部件，其中：

图1为背景通信站的方框图；

图2为示出了根据本发明一个示例性实施例的基本有源辐射器结构的通信站辐射器系统的方框图；

图3为表示一个辐射器子单元实施例的方框图；

图4为表示一个辐射器子单元另一个实施例的方框图；

图5示意了模块化辐射器系统的方框图；

图6A为安装的辐射器分系统的高架侧视图；

图6B为图6A所示的辐射器组件前视图；

图7为模块座架结构的原理图；

图8为一种示意的发射功能块的详细透视图；

图9为模块化组件的高架透视图；

图10提供了另一种形式的模块化组件的透视图；

图11为具有一个特定的辐射器系统示例性实施例的通信站的方框图；

图12为一种监视和控制系统的方框图；

图13为有源辐射器子单元的监视器和控制电路的高层原理图；

图14为监视器和控制对话/过程图；

图15A为发射线性化功率放大器的示例性实施例的原理图；

图15B为另一个发射线性化功率放大器的示例性实施例的原理图；

图16A示出了滤波器结构的剖面图；

图16B示出了图16A所示的滤波器的电容器耦合连接的侧视图；

图17为蜂窝通信网络的总体方框图；

图18为所示IDU的详细原理图；

图19示意了包括耦合到一个公共IDU和一个公共BTS的多个天线阵的通信网络的一部分的高层图；

图20A为发射有源偏压-T电路的原理图；

图20B为接收有源偏压-T电路的原理图；

图21示出了包括用于提供空间分集天线连接的结构的ARU装置的一个特定实施例；

图22A和22B分别示出了包括一个端射(end fire)抑制结构实施例的天线单元的给定柱状阵列的顶视和侧视图；

图23示出了包括另一个端射抑制结构实施例的天线单元的柱状阵列的侧视图；

图24为一种特定的LPA电路实现的详细原理图；

图25为在图24所示的设备M2的原理图；

图26为可控延迟开关(CDS)的实施例原理图；

图27为CDS的发射相位与频率关系曲线图；

图28为另一个CDS实施例的原理图；

图29为调谐装置的原理图；

图30为结合了CDS的LPA的例图；

图31为导频调谐过程的流程图。

具体实现方式

I.有源辐射器单元(ARU)与相关分系统和结构

现在详细参考附图，图2为一种通信站辐射器系统的高层方框图，它示出了根据本发明一个示例性实施例的基本有源辐射器结构。图中示出了通信站辐射器系统30。基站系统32借助信号连接42耦合到辐射器系统31。所示的辐射器系统31可包括一个或多个有源辐射器单元34a、34b等。第一有源辐射器单元34a包括一个耦合到天线装置38a的辐射器子单元36a，第二有源辐射器单元34b包括一个耦合到天线装置38b的辐射器子单元36b。可选的附加辐射器单元40a可连接到天线装置38a，而可选的附加辐射器单元40b可连接到天线装置38b的某些部分。

每个辐射器子单元36包括用于执行发射和/或接收信号的放大以及过滤这些信号的组件。它们还可包括一个控制器，用于选择性控制关于发射和接收信号的某些操作。每个天线装置38包括一个或多个天线单元。例如，每个天线装置38可包括一个发射天线和一个接收天线。通常，在相关辐射器子单元36内提供的发射路径的数量将不会超过在其相关天线装置38中提供的发射天线单元。换言之，对一个给定辐射器子单元36内提供的每个发射路径，包括一个放大器和一个带通滤波器，在相关天线装置38和/或附加辐射器单元40中或二者同时将提供至少一个发射天线。

图3示出了辐射器子单元36的一个例子。图3中所示的辐射器子单元36包括一个发射路径部分44和一个接收路径部分46。图2所示的辐射器子单元36a、36b等可包括一个如图3所示的辐射器子单元36，或可包括下面将要进一步描述的其它辐射器子单元的改型。一种给定的辐射器子单元36还可包括一个比图3所示更细的划分。例如，辐射器子单元可包括一个或多个发射路径部分而不包含任何接收路径部分，或可包括一个或多个接收路径部分而不包含任何发射路径部分。

诸如图3所示的发射路径部分44的单个发射路径部分将包括至少一个发射放大器和一个发射带通滤波器。如图3所示，发射路径部分44包括一个发射放大器48和一个发射带通滤波器50。发射带通滤波器50连接到发射放大器48的输出端一侧。单个接收路径部分包括至少一个接收放大器和一个接收带通滤波器。在图3所示的实施例中，接收路径部分46包括一个接收放大器52和一个接收带通滤波器54。带通滤波器54连接到接收放大器52的输入端一侧。

发射路径部分44耦合到包含一个或多个发射天线的发射天线站，而接收路径部分46耦合到包含一个或多个接收天线的接收天线站57。图4示意了另一个辐射器子单元36d的例子。所示的辐射器子单元36d包括一个发射路径部分56和两个接收部分58及60。发射部分56耦合发射天线站61，而第一接收路径部分58和第二接收路径部分60分别耦合到第一接收天线站63和第二接收天线站65。

在一个给定通信站辐射器系统内的每个发射路径部分与其他发射路径部分和接收路径部分电气分离并与之独立。同样的特性应用于每个接收路径部分。因此，每个发射路径部分和每个接收路径部分包括一个到其各自的发射或接收天线站的独立连接。

使用分离的天线单元用于发射与接收相比使用普通的天线单元的这些功能有某些优点。当普通的天线单元用于发射和接收时，由于发射信号功率较高导致出现某种类型的互调制。这种互调制以天线表面上的接收频带内产生的互调制信号的形式表现。当发生互调制时，典型地在一个双工器中提供的接收滤波器将无法过滤它们。使用普通天线单元的另一缺点包括无法为发射和接收信号提供不同天线增益，而这对获得链路平衡以为发射和接收提供相同覆盖是非常有利的。

当分离的天线单元或装置分别用于发射和接收时，发射和接收滤波器的损耗将降低，由此性能更佳。另外。根据滤波器技术滤波器的尺寸可做得更小。发射和接收单元的分离也使得能利用发射天线单元实现波束成形(例如，避免干扰进入相邻小区)，同时，利用接收天线单元实现相同或不同波束成形(或没有波束成形)。

发射路径部分和接收路径部分之间的独立/分离关系相比其它系统具有某些优势。在这种配置中双工器不是必要的。另外，发射和接收单元应彼此之间空间分隔以便提供其间的足够的分离量，例如按照额外发射隔离的20dB分离。彼此分离发射路径部分和接收路径部分使得蜂窝站优化方案更加灵活，如在发射和接收天线单元的独立波束成形。

接收带通滤波器和发射带通滤波器还分离发射信道与接收信道。这种分离确保只有一小部分发射功率(信号或噪声)将被接收放大器的输入端感应到，这能确保系统噪声系数不会由于过大的噪声或减感效应而降级。发射和接收带通滤波器还提供构成耦合到辐射器系统31的基站系统32(见图2)的BTS收发信机所需的RF前端滤波。

再次参考图2，在图示的实施例中，辐射器系统31安装于一个给定塔架/座架结构的顶部。这减少了对昂贵、笨重以及低损耗的互连同轴电缆的需求，同轴电缆需要用来确保基站收发信机的适当的性能。为此，发射和接收放大器(例如，如图3所示的发射放大器48和接收放大器52)有足够大的增益以补偿高损耗的电缆。另外，为改善接收机系统的噪声系数，接收放大器(例如图3所示的接收放大器52)具有极低噪声系数，而且借助一个接收带通滤波器几乎直接连接到其相关接收天线单元。

在图3和图4的可选实施例中，每个接收放大器包括一个具有高截取点(intercept point)的低噪声放大器，其设计用于处理多个并发蜂窝信道而不会有大的性能降级。另外，每个发射放大器包括一个线性化功率放大器，下文将进一步具体实现——例如，在其相关发射天线单元的输入端能提供高达2W(平均)的功率。

再次参考图2，每个辐射器子单元36可以密封的单个集成结构化模块的形式实现，由此不受外部环境的影响。此外，或可选的，每个有源辐射器单元可封装于一个模块化座架(housing)结构，这种设计使得能密封其包含的所有零部件使其与外部环境隔离。因此，独立封装的模块可在其内带有发射路径和或接收路径部分。

图5为一个模块化辐射器系统69例子的原理图，它包括发射辐射器子单元模块和接收辐射器子单元模块的组合件。第一和第二发射辐射器子单元模块70a、70b与第一和第二接收辐射器子单元模块72a、72b交织。所有示意的模块机械连接到一个公共支撑结构74并由该结构支撑。

图6A通过一个示意性非限制例子示出了安装的具有两个模块化辐射器子单元的辐射器分系统。该安装的系统包括由安装于一个支撑杆78上的座架结构77支撑的第一和第二辐射器子单元模块75a、75b。在子单元模块的背部提供一个后合路器85。反射器87安装于天线罩84的4个侧面周围，并用作形成辐射图和降低后向辐射的地平面。支撑杆78连接到一个支撑结构、塔架、天线杆，或通信站点所处的建筑物。所示的支撑结构77包括上层和下层横向支撑构件。提供第一和第二上层横向支撑构件82a，并分别固定到天线罩84的第一端点以及分别固定到第一箝位结构80a的第二端点。第一和第二下层横向支撑构件82b分别固定到天线罩84的第一端点以及分别固定到第二箝位结构80b的第二端点。

每个第一和第二辐射器子单元模块75a、75b分别通过各自的天线罩座架结构86a、86b固定到天线罩84。

举例来说，天线罩座架结构86a和86b可包括在每个辐射器子单元模块75a、75b一端整体提供的一个凸缘(flange)，以及固定每个凸缘到天线罩84一部分的拧紧的带帽螺栓钉扣件。

另外，每个上层和下层箝位结构80a、80b可通过固定相应的内部C-形构件83a、83b与外部C-形部件81a、81b到支撑杆78。可提供一种外观舒适的座架结构(未示出)覆盖安装的辐射器系统76。

图6B示意了包括锯齿状一个反射器502、一个天线罩8以及多个发射-接收天线装置对504的辐射器组件500的高位前视图。所示的反射器沿天线罩84的各侧面离开，并沿天线阵的横向侧面包括相应的锯齿组506a、506b。在所示实施例中，每个锯齿的横向尺寸“d”为蜂窝或PCS载波波长的1/2，对于PCS频带约为7.5cm。如图所示，沿左侧的锯齿与沿右侧的锯齿成反对称关系排列。锯齿状特征还便于降低反向辐射。

图7提供了根据一个实施例的模块座架结构的一般原理图。所示的模块座架结构90包含一个发射面92和一个接收面94。所示的模块座架结构90封装/包括一个给定的辐射器子单元，其包括一组发射路径部分和一组接收路径部分。发射路径部分封装于发射面而接收路径部分封装于接收面。在模块座架结构90的一端有一个天线接口96，而在另一端有一个BSS接口98。在每个发射面92和接收面94的外部表面部分提供冷却扇组100和102，用于促进内部链路和该示意性模块座架结构90所封装的功耗组件的冷却。包含发射和接收路径部分电路组件的电路部分104封装于该示意性座架结构的中央部分，而滤波器部分106放置于天线接口96和所示电路部分104之间。

所示的模块座架结构90应设计为具有一定容量、尺寸以及材料类型，远离其内包含的功率发射元件以确保适当的热传导及对流。举例来说，发射面92和接收面94可利用其间的导电密封O-环相互连接。在所示的实施例中，这些部分都是由以印模压铸的铝构成。天线单元和天线罩通过天线接口96附在座架结构90的前部。在BSS接口98构成到BSS的发射和接收连接。

图8提供了一种示意性发射部件110的详细透视图。所示部件的右侧包括BSS面，而左侧包括天线面。所示的发射部件110包括一个可视空腔112，其内均包含一个RF放大器印刷电路板(PCB)和电源PCB 116。图中示出了一个滤波器连接118，其包括一个连接RF放大器114到发射带通滤波器(图8未示出)的点，还包括一个天线连接以及一个调谐钮120。在空腔112的外部提供一个导电密封O-环122。冷却扇124从所示天线部件110的外部向外突出。与图8所示的发射部件110配对的接收部件(未示出)包括与图8所示相同的基本结构，只是以相反的方式配置。例如，接收部件可以有一个空腔部分，包括接收RF放大器PCB，以及用于构成辐射器子单元的其它电路(例如，控制电路)的PCB。在适当的PCB与包含接收滤波器的接收部件的前端部分之间需要提供滤波器和天线连接。接收部件还有一个接口面，它与发射部件110的接口面配对，构成一个密封外壳。

当然，图6-8所示的特定结构只是用于示意目的，并不是要限制辐射器子单元以模块形式实现而且装配构成辐射器系统的方式。

图9示出了一个的模块化组件130，其包括一个包含至少一个辐射器子单元的辐射器子单元模块132。该模块化组件包括一个在结构和电气上耦合到辐射器子单元模块132背面的后分路器/合路器134，以及在结构和电气上耦合到辐射器子单元模块132前面的前分路器/合路器136。或者，不使用PCB而是使用电缆和模块化分路器组合。后分路器/合路器134包括一个在其上构成导电结构的PCB板，以及接收引线部分，用于电气连接这些导电结构与辐射器子单元模块132内的某些电路部分。由此生成的连接执行诸如分路和组合往来辐射器子单元模块132的接收和发射路径部分的信号等功能。类似的，前分路器/合路器136和包括一个其上构成导电结构的PCB板以及用于耦合这些结构到子单元模块132内所包含的适当电路部分的导电引线。这些结构分别用作往来辐射器子单元模块132内包含的辐射器子单元的发射和接收路径部分的分路和合路。天线板138也可包括在其上形成天线图的PCB板或层。在前分路器/合路器136适当的导电部分与在天线板138上形成的天线图的对应部分之间可连接引线。每个天线板134、136和138最好具有凹槽和其他结构，用于使这些天线板与辐射器子单元模块132机械连接。例如，拧紧的螺栓或螺钉可通过插入到每个天线板上的凹槽，并拧紧到辐射器子单元模块132的前后面的外围部分内的螺孔内。

每个天线板134、136和138可具有一定的长度尺寸，以便容纳多个辐射器子单元模块132。即，一个天线板134、136和138的公共集合可用于一个子单元模块132阵列。图10示出了这种情况，其中，后分路器/合路器134’、前分路器/合路器136’以及天线板138’的尺寸均较长，而且具有用于耦合多个辐射器子单元模块132a、132b等等的结构。

天线单元和其连接可添加到天线板138/138’和前分路器/合路器136/136’以便增大天线装置的增益。这可通过例如进一步向上和向下延伸这些板块，以及提供到延伸部分的连接和附加天线单元来实现。

图11为具有一个特定的辐射器系统实施例的通信站点的方框图。所示的通信站140包括一个辐射器系统，其包括一个内部控制部件(IDU)144，IDU144依次耦合到辐射器子单元142，而辐射器子单元142又依次耦合到天线装置146。基站收发信台系统(BTS)148连接到IDU144。所示的辐射器子单元142包括一个发射路径部分和一个接收路径部分145。

发射路径部分143包括一个可变增益发射放大器150、一个线性化功率放大器152以及一个发射带通滤波器154。可变增益发射放大器150的输出端连接到线性化功率放大器152输入端。线性化功率放大器152的输出端连接到发射带通滤波器154的输入端。而发射带通滤波器154的输出端连接到发射天线164。

接收路径部分145包括一个可变增益接收放大器158、一个线性低噪声放大器160以及一个接收带通滤波器162。可变增益接收放大器158的输入端连接到线性低噪声放大器160输出端。线性低噪声放大器160的输入端连接到接收带通滤波器162的输出端。接收带通滤波器162的输入端耦合到接收天线166。

IDU144负责辐射器子单元142与BTS148的接口连接，以及用于监视和控制辐射器子单元142的各种情况。因此，IDU和辐射器子单元142之间的连接包括一个发射信号路径166、一个接收信号路径168以及总开销数据路径170。发射信号路径166传输源于BTS148的发射信号，并将信号输入到可变增益发射放大器150的输入端。接收信号路径168传输由可变增益接收放大器158输出的接收信号，并输入该信号到IDU144，IDU144又转发该信号到BTS148。

在所示实施例中，IDU144执行多种功能。它用作每个辐射器子单元142和BTS148之间的RF接口。关于这一点，IDU144促进了辐射器子单元142和各种专有的或厂商特定的BTS148之间的基站兼容性。IDU144还执行监视和控制功能，监视和控制其连接的辐射器子单元142的各种情况。所示的IDU144还负责为辐射器子单元142提供DC电压。为简化起见，在图11中没有示出DC电压连接。IDU144还可具有与诸如PSTN的网络、与网络管理系统、与告警和通知系统以及与诸如个人计算机的其他计算设备的各种接口。下面将进一步描述具体示出的IDU。

可变增益发射放大器150包括一个数控可变增益放大器。可变增益接收放大器158也包括一个数控可变放大器。每个可变增益发射放大器150和可变增益接收放大器158可由内部控制器156控制。在所示实施例中，内部控制器156在保存一个数字值的寄存器中设置一个值。在每个可变增益发射放大器150和可变增益接收放大器158内均提供这种寄存器。当每个相应寄存器内的值被刷新时改变该放大器的设置。

线性低噪声放大器160可包括，例如，具有高截取点的低噪声放大器，设计用于处理若干并发载波/频率分配而不会导致很大的性能降级。线性化功率放大器152包括一个相对外部操作自含且密封的小型线性放大器。它包括一个较宽的带宽——包括至少整个运营商分配的带宽。线性化功率放大器152在功率基本原理范围内处理该频带内的多载波。其提供最大的功率放大量的同时符合可靠性、热耗散以及线性化要求。例如，所示的线性化功率放大器152每个单元最小具有2W的线性功率。

发射带通滤波器154有两种功能。第一种功能是降低落入接收频带内的发射宽带噪声。第二种功能是降低寄生信号，这种信号可能干扰同一小区或其它基站终端(包括竞争基站)的接收信道。降低接收频带内的发射宽带噪声要求是一个更为迫切的要求。因此，发射带通滤波器154的结构由第一要求决定。所示的发射带通滤波器154的设计使得泄漏到接收信道输入端(即，接收带通滤波器162的输入端)的发射噪声小于或等于一个最低接收噪声标准。

接收带通滤波器162有两种作用。第一种作用是降低发射信号到一个电平，该电平不会干扰引起互调制和可能的接收信道减敏作用的接收信号。接收带通滤波器162的另一作用是降低来自其它基站和移动台的干扰信号。

如上所述，IDU144包括一个IDU监视和控制部分。IDU监视和控制部分耦合到IDU所连接的每个辐射器子单元的内部控制器。

II.监视可控制特征

图12为监视和控制系统175的方框图。所示的监视和控制系统175包括一个外部计算机176、一个IDU监视和控制(M&C)部分178以及多个内部控制器180-1，180-2，...，180-N。M&C部分178耦合到每个内部控制器，其构成一个相应辐射器子单元(如图11所示的辐射器子单元142)的一部分。虽然提供这个实施例用于外部计算机176，但该计算机所执行的功能可以在其它地方处理，例如，作为BTS系统的某部分。

每个内部控制器180执行某些内部监视和控制功能。在所示的实施例中，每个内部控制器借助温度控制线性化功率放大器152的发射增益补偿。它还控制线性化功率放大器152的发射放大器线性化。每个内部控制器还处理其相应的辐射器子单元的热过载保护，以及控制线性低噪声放大器160以便补偿与温度变化相关的接收增益。

每个内部控制器执行某些监视和控制功能并输出信息到IDUM&C部分178。这些功能包括监视发射输出功率以及输出该信息到IDU监视和控制部分178。监视和提供给IDU M&C部分178的其他信息包括发射输入功率、发射功率放大器电流、辐射器子单元的温度以及接收放大器的电流。

IDU M&C部分178通过相互关联某些内部控制器控制辐射器子单元的各种情况。从IDU M&C部分178到相应内部控制器的一些输入包括控制发射放大器增益、关闭发射放大器以及关闭发射校正放大器的指令。另外IDU M&C部分178能控制接收放大器增益。

图13提供了可能在一个给定辐射器子单元内提供的电路单元的监视器控制部分的高级功能图。如图13所示，一个给定辐射器子单元可包括多个元件/传感器190a、190b等等，耦合到相应的检测/监视寄存器192a、192b等等。另外，每个辐射器子单元包括一个或多个可变电路元件194a、194b、194c等等，耦合到相应的控制值寄存器196a、196b、196c等等。举例来说，元件/传感器190a可包括一个温度传感器，提供作为线性低噪声接收放大器160的一部分，用于检测通过该放大器的电流。可变电路元件194a可包括例如图11中所示的辐射器子单元142的可变增益接收放大器158的增益控制输入部分。

外部计算机176可耦合到IDU M&C部分178，而且外部计算机176可包括一个允许用户从各种M&C功能和报告选项中选择的机制，以获得信息以及控制由IDU M&C部分178与其连接的每个内部控制器一道执行的监视和控制功能的各种情况。

图14提供了可能在IDU M&C部分178、内部控制器180、一个内部存储器181以及杂项寄存器182之间发生的相互作用的一些例子。在所示的实施例中，内部存储器181为辐射器单元的一部分，而且为一个大小适当的可擦写的非永久性存储器。内部存储器181可包括例如一个闪存。杂项寄存器182包括图13所示的检测/监视传感器192以及控制值寄存器196。

所示的对话包括一个“设置请求”对话200、“测量参数”对话202、“改变设置”对话204以及“监视器测量参数”对话206。图14所示的对话顺序没有特定的意义。每个所示对话可在其自己的或在相对该监视和控制系统执行的其他对话的任何特定时刻发生，而与图14所示的顺序无关。如图14所示，当由IDU M&C部分178启动“设置请求”时，该请求从IDU M&C 178传递到内部控制器180。内部控制器180接着与内部存储器181相互作用以获得存储于内部存储器181的设置信息。所获设置信息以报告形式从内部控制器180发送到IDUM&C 178。应注意的是，一旦设置了一个给定的可变电路元件194(参见图13)，而且在该相关控制值寄存器196中存储了一个控制值，则在内部存储器181内存储该设置信息，以在需要时通过各种过程恢复，如当由IDU M&C 178发送一个“设置请求”时的情况。

在IDU M&C 178转发一个请求到内部控制器180时开始一个“测量参数”对话。一接收到该请求，内部控制器180将采取步骤使测量参数从适当的检测/监视寄存器182中读出。测量参数接着保存到内部存储器181并通过内部控制器180从内部存储器181恢复。接着，测量参数从内部控制器182发送到IDU M&C 178。

当改变设置请求从IDU M&C 178发送到内部控制器180时启动“改变设置”对话/过程。内部存储器181中存储的有关这些设置的信息由内部控制器180修改。接着，相应的寄存器随之接受这些新设置。

测量参数由内部控制器180周期监视。当监视参数时而且当在一个给定寄存器内存在某种问题或可报告的活动时生成一个报告并转发到IDU M&C 178。

如图12所示的上述监视和控制系统175的实施例使得能控制一组辐射器子单元142的适当操作，并使各个辐射器子单元142与外部计算机之间能实现实时双工通信。IDU M&C部分178与每个内部控制器之间的双工通信可通过一个在连接各个辐射器子单元到IDU的Rx和/或Tx同轴电缆(或其它电缆)上多路传输的信道(例如，FSK)上建立。

III.发射线性化功率放大器(LPA)

上述的线性化功率放大器可根据涉及前馈功率放大器结构和自适应控制的已知技术实现。下面列出的美国专利和论文(参考文献)用于提供这些技术的例子，它们可综合在此公开的一个或多个实施例，因此，在此每个这些参考文献的全文作为参考：5,576,659(Keningtonet al.)；5,455,537(Larken et al.)；5,485,120(Anvari)；5,489,875(Cavers)；D.Willis的“用于前馈放大器的控制系统”，《微波期刊》1998.4 pp.22-34；J.K.Cavers的“前馈放大器线性化电路的自适应特性”IEEE VT-44，No.1 pp.31-40 1995.2；以及J.K.Cavers等人的“用于自适应前馈线性化电路的宽带结构”IEEE期刊VTC 98。

图15A示意了线性化功率放大器210的一个示例性实施例的原理图，该放大器可构成一个给定辐射器子单元的一部分，例如图11所示的辐射器子单元142的线性化功率放大器152。图15所示的线性化功率放大器210包括一个第一环路、一个第二环路和一个自适应环路。第一环路包括一个信号抵消环而第二环路包括一个失真抵消环。第一环路提供对在输入端212供应的主信号“S”的抵消。其试图为第二环路(即，失真抵消环)提供一个精确的失真“D”(互调制)抽样。其在上部路径包括第一可控放大器216，而在下部路径包括可变信号调节器，该调节器包括该主信号的延迟、相位和增益调节器。更准确的讲，第一环路包括第一可控放大器216和可变信号调节器224。

第二环路(失真抵消环)抵消由第一可控放大器216产生的失真。第二环路放大由第一环路提供的失真“D”并经由隔离器228在耦合器230以适当的幅度和相位注入该放大信号到的输出线路，以便抵消在输出端214产生的失真。第二环路包括延迟、相位和增益调节器，以及在下方路径提供的用于失真抵消的第二放大器226，。固定衰减器218在第一可控放大器216的输出端以及可变信号调节器224的输出端与第二可控放大器226的输入端之间的结点之间耦合。固定时延元件(在所示实施例中包括一个缠绕同轴电缆的一段)放置在固定衰减器218以及可变信号调节器224和第二可控放大器226之间的结点之间。固定时延元件220放置在第一可控放大器216的输出端和耦合器230的输入端之间。

提供一个自适应控制环路，包括一个信号调节器232和一个计算结构234。应用一个导频信号使得能为第一环路确定信号平衡等级以及为第二环路确定失真平衡。信号调节器232包括一个相干功率检测器，用于在第一环路的输出端提供一个基本信号出现的指示。信号调节器232还包括相干和非相干功率检测器，用于在第二环路的输出端提供一个失真出现的指示。计算结构234便于为每个环路的可变元件确定最佳值，以便帮助获得所需的抵消等级。因此，计算结构234可包括用于为此目的执行倾斜搜索算法的结构。

图15B为另一线性化功率放大器440的示例性实施例的原理图。所示的线性化功率放大器440包括一个第一环路442，一个第二环路444以及一个自适应部分446，自适应部分446监视第一和第二环路的各部分以及第一和第二环路的输出信号Vo和控制部分。该系统的输出为Vi，输出为Vo。

如图所示，第一环路442包括功率放大器448和第一信号调节器450。第二环路444包括第二信号调节器452和辅助放大器454。图中提供了三种包络检测器，包括包络检测器#1 456、包络检测器#2 458，以及包络检测器#3 460。还提供第一和第二计算器462和464。另外，提供计算结构466。计算结构466从第一计算器462和第二计算器464以及从包络检测器#2 458获得输入信息。计算结构466提供控制信号以控制每个第一信号调节器450和第二信号调节器452。

该电路的目的是最小化输出端出现的互调制产物。第二环路的幅度(A)、相位(φ)以及时延(T)是受控的。另外，当第一环路准备主信号的抵消时，系统输出端信号的平均功率与输入端信号的平均功率的差异均被最小化。

根据由包络检测器#2在环路的输出端测量的平均功率级控制第一环路的幅度、相位和时延来抵消主信号。

假设互调制和基本信号不相关，而且从输出信号功率中扣除输入信号功率得到互调制功率。

输入和输出信号的包络分别由包络检测器#1和#3检测，这些检测器的输出由控制系统抽样用于处理。该处理包括计算输入和输出信号的平均功率，计算互调制功率，以及最小化互调制功率。这是通过使用已知的LMS算法实现的：

e1＝|Vo-W1Vi|²

e1＝|Vo-W2Vi|²

W1为对环路1的第一信号调节器450的控制；

W2为对环路2的第二信号调节器452的控制。

所推荐的自适应方法迫使控制信号W1和W2获得信号e1和e2的某一线性组合的最小化。该最小化过程是基于扰动(perturbations)规律的。

e1和e2的最小化使得互调制最小化。

IV.滤波器结构

图16A和16B分别示意了一个示例性滤波器结构400和一个电容耦合连接401。滤波器400表示用于在此公开的示例性实施例中的发送和接收带通滤波器结构。当然，这只是一个示例并不排除提供其它类型的带通滤波器。因此，在此描述的每个发送和接收带通滤波器一般可如图16A和16B所示实现。在该示例性实施例中，滤波器400包括6个同轴梳线(combline)谐振器410。所示的结构为椭圆形的。滤波器400包括一个铝制外壳。这个外壳可构成如图7-8和/或9所示的铝模块座架的一个整体部分。通过为发射和接收滤波器提供相同的外壳结构，可实现生产和成本效益。

所示的滤波器400包括一个天线面连接器404和一个放大器面连接器412。这些连接器可分别直接连接到该天线单元(或者，也适合于合路器/分路器)和放大器。这些连接都可具有一个可选连接器附件以先期集成调谐能力。

通过在滤波器400的反面提供天线面和放大器面连接口，滤波器可很容易地集成到一个给定模块(例如，如图8所示的发射部件110)的滤波器部分。所示结构包括座架405和罩406。罩406对着天线。天线面连接器404耦合到罩406，而放大器面连接器412耦合到滤波器410的底部。因此，该滤波器的结构从梳线到交叉指型变化。交叉指型转换414如图16A所示。

在集成滤波器到一个ARU模块时遇到一个涉及由于RF触点侵蚀导致的互连接互调制的问题。这种现象可归因于双金属侵蚀。为克服这个问题，与滤波器座架405的连接通过耦合实现而没有电流连接。此外，由于所示的滤波器座架405为压模的。用于连接各元件到滤波器的整体部分没有焊接的可能。图16B所示的电容耦合连接401，可用于天线面连接器404和放大器面连接器412。同时为图16B中所示的天线面连接器404和放大器面连接器412使用一个示意性电容耦合连接401。该示意性电容耦合连接401有助于解决上面提到的问题。每个电容耦合连接401包括柱状特氟纶(teflon)套管420，其插入到一个柱状部分421中。在表面提供导电绝缘层424。在该示例性实施例中，导电绝缘层424包括一个导电O-环。螺纹孔426用于安装螺栓和螺钉，这使得连接器能连接到耦合连接。

V.网络基础设施、功率、协调和控制

图17示意了蜂窝电信网络250的高层方框图。网络250包括几个电信层。第一层，即移动交换传感器(MSC)252，其包括该蜂窝系统与其它电信网络(如公众交换电话网(PSTN)和/或综合业务数字网(ISDN))之间的接口。每个MSC252可服务若干基站系统(BSS)254。在某些系统中，如GSM或PCS中，BSS254还可进一步细分为服务若干基站收发信台(BTS)258的基站控制器(BSC)256。

基站收发信台258通过位于一个给定本地站260的天线装置收发信息，站点260可包括一个支撑结构、天线杆、塔架或建筑物。在每个本地站260提供室内控制单元(IDU)262，并使天线装置与基站收发信台258连接。在该示例中，天线装置包括有源辐射器单元(ARU)264的阵列266。IDU262控制并为ARU264提供DC电源。IDU262也执行其他功能，如上述和下面进一步描述的功能。ARU264组合进如图所示的阵列266的群组中，在此一个阵列可包含从1到N个ARU(N为整数)。例如，利用一或多根同轴电缆可建立每个阵列266与其ARU264之间的连接。也可使用光纤链路或共享同轴TV(CATV)电缆。

图18为一个示意的IDU262的方框图。IDU262包括一个控制多个偏压T-连接单元274的信号处理器/控制器272。T-连接单元274连接IDU到阵列266和BTS258。LED指示器灯276可视化地报告ARU264和阵列266的状态。串行端口278连接IDU262到外部电路，如计算机。电源端口280为IDU262提供电源。偏压T-连接单元274在控制器272的控制之下耦合阵列266与BTS268。更准确地说，偏压T-连接单元274通过在单根同轴RF电缆上多路复用合路信号为阵列266提供RF Tx信号以及DC电源。使用具有合路信号的单根同轴电缆降低了总开销以及所需的连接线。下面详细描述数据多路复用和DC电源。

除了DC电源和RF Tx信号外，偏压T-连接单元274与ARU264之间双向传递控制信息。与ARU264的通信可通过在连接ARU264到IDU262的其中一根同轴电缆上提供的FSK-调制信道建立。

图19为示意IDU262到阵列266和BTS258的系统级互连。IDU262从BTS296经由同轴电缆298接收RF信号并与DC电源一起经由同轴电缆290转发信号到阵列266。反之，IDU262可经由电缆292从阵列266接收RF信号和控制信息并经由电缆300转发RF信号到BTS296。

计算机304和外部接口单元306连接到IDU262。一般来说，这两个单元可提供诊断信息、配置以及对IDU262的远程控制能力。现场的技术人员可插上一个膝上型计算机304(或另一种计算机或控制设备；或者，可提供部分作为IDU262的一部分)以监视和控制阵列266或ARU264。例如，膝上型计算机304可用于输入涉及本地网络拓扑(如阵列266的数量)的信息到IDU262。

外部接口单元306耦合IDU262到外部网络。通过该网络，中央网络控制中心的技术人员可接收来自IDU262和ARU264的状态信息并发送指令到IDU262和ARU264。外部接口单元306本身可包含传感器，如温度传感器，或从IDU262外部的附加传感器接收传感器信息。

IDU262的偏压T-单元274控制到达阵列266或BTS的RF信号的增益。另外，如前所述，偏压T-单元274多路复用DC电源和控制信息与到达阵列266的RF信号。现在参考图20A和20B详细描述Tx(发射)偏压-T电路321和Rx(接收)偏压-T电路322。

图20A为Tx偏压-T电路321的示例性电路图。从BTS258接收的RF信号通过一个低噪声放大器(LNA)324，接着被增益控制电路326放大或衰减。增益控制电路326所用的增益由源于信号处理器/控制器272的控制线路334设置。结果产生的信号接着在最终与来自DC电源336的DC电源信号合路之前，经由双工器330通过功率放大器(PA)328。调节器332调节提供给LNA324和PA328的DC电源。

图20B为Rx偏压-T电路322的电路图。从阵列266接收的RF信号包含有关阵列266的操作以及通过该电信网发射的RF信号的控制信息。双工器344分离合路的接收信号为其组成的控制信息和RF信号。控制信息发送到控制器272用于处理。RF信号由增益控制电路342在来自信号处理器/控制器272的指令下放大或衰减。放大的信号接着通过功率放大器340并发送到BTS258。调节器338调节提供给功率放大器(PA)340的DC电源。

如上所述，控制和状态信息在ARU264和IDU262之间交换。状态信息可包括如系统中各点的温度或输出功率信息。特别地，与ARU264、IDU的放大器328和340有关的输出功率信息可用于调节IDU262和ARU264的增益。例如，技术人员可监视在一个特定ARU264的功率输出并调节放大器328和/或ARU264中的放大器的功率放大级别。或者，技术人员可监视从ARU264输入偏压-T电路的信号功率，并由此调节PA328和/或ARU264中的放大器的放大级别。这些步骤可由技术人员通过膝上型计算机304本地执行或通过外部接口单元306远程执行。

VI.其它辐射器系统装置

图21示出了一种ARU装置的特定实施例，包括一个用于适应空间分集天线连接的结构。所示的装置470包括多个ARU476。特别是提供ARU476。每个ARU包括一个有源辐射器子单元478。每个有源辐射器子单元478包括一个如图7所示的模块结构，而且均包含一个发射路径部分480和一个接收路径部分482。在该装置的一侧(BTS一侧)提供第一合路器/分路器馈电472，而在该装置的另一侧(天线一侧)提供第二合路器/分路器馈电474。所连接的天线单元包括一个本地柱状阵列484和间隔的天线装置486，装置486可包括一个或多个与本地柱状阵列484间隔一个预定距离(例如，距离10个波长)的位于一个预定位置的天线单元。

每个发射路径部分T1、T2、T3和T4分别连接到天线单元ATx1、ATx2、ATx3和ATx4。接收路径部分的第一子集(在该示例中有两个)R1和R3(交替)具有它们的共同连接的输出端以接收端口Rx1，以及它们的共同连接的输入端以分隔天线装置486。接收路径部分R2和R4的交织的不同集合(在该示例中有两个)在本地接收天线单元和第二接收端口Rx2之间连接。特别地，这些输出端共同连接到接收端口Rx2，同时第一接收路径部分R2的输入端共同连接到接收天线单元ARx1和ARx2，而接收路径部分R4的输入端连接到接收天线单元ARx3和ARx4。

这个实施例或其改型提供的空间分集大大有助于减小输入(反向链路)信道上的多路径衰落。分集是通过提供两个或多个接收路径实现的，在改接收路径上的衰落是非时间相关的。这两组天线最好有相同的覆盖区(例如，一个给定扇区)和SNR(信噪比)。各个天线组之间的间隔典型地为10个波长或更大。

图21所示的装置470提供对输出信号和接收信号的放大。它可配置用于对应一个给定扇区，以及提供一个发射信道和一个接收信道。分隔的天线装置486提供空间分集。附加放大提供分集天线(空间分隔的天线装置486)以便为主接收路径的分集天线提供相同的SNR。通过在一个中心位置为本地和分隔的接收路径部分提供低噪声放大器，可容易地处理SNR平衡的中央控制，另外，通过用于控制该装置的每个辐射器子单元478的监视和控制子系统有助于同一系统的增益控制。另外，图21中所示的实施例提供实际冗余，提供多个发射和接收天线单元以及独立的发射和接收路径部分。因此，如果其中一个这些天线单元或接收和/或发射路径部分变得无法操作，则其余单元将继续提供操作功能和持续覆盖。

总之，由图21所示的装置提供的优点包括低噪声放大特性(包括NF、增益、线性以及动态范围)，这些特征对所有不同分支均相同；所有ARU可由单个控制系统(例如，使用IDU的系统)控制，该系统提供对所有不同分支的监视和控制；没有为分隔天线装置提供独立的低噪声放大器所需的附加成本；而且，可使用同一标准的模块化有源辐射器子单元478，这有助于系统的更新和缩放。

图22A和22B分别示出了包括一个端射抑制结构实施例的天线单元的给定柱状阵的顶视和侧视图。在天线罩490下面提供一个柱状阵天线单元(图22A-22B未示出)。端射抑制结构492和494分别位于天线罩490的上面和下面。天线罩490位于天线装置的表面。上部端射抑制结构492耦合安装天线装置的支撑结构496，包括天线罩490。另外，下部端射抑制结构494也安装到支撑结构496。每个上部和下部端射抑制结构492、496向外伸展越过天线罩490的表面。

图22B提供图22A所示装置的顶视图，并由此示出了上部端射抑制结构492耦合到支撑结构496。在该示意性实施例中，上部和下部端射抑制结构492和494的配置基本相同。由此，图22A所示装置的底视图也与图22B所示的基本相同。

如图所示，上部端射抑制结构492包括一个导电板元件，其有多个与该导电板元件纵向垂直的穿孔，该元件对应图22B所示的上下方向。准确地说，在该示例中，多个矩形形状的穿孔沿下部端射抑制结构492的一端到另一端排列。端射抑制结构492可例如由导电金属材料构成。

图23示出了包括天线罩500的天线装置501的侧视图。一个上部端射抑制结构502耦合到延伸越过天线罩500顶端的天线装置的顶端。一个下部端射抑制结构504耦合到延伸越过天线罩500底端的天线装置501的底端。每个上部和下部端射抑制结构502和504包括在结构上由天线罩500连接的支撑结构499支撑的凹陷支撑元件506和508。支撑元件506和508凹陷，并由此在天线罩500后面的一个预定距离。该距离与扼流圈(choke)510的深度一致。每个端射抑制结构502和504包括多个扼流圈，扼流圈以板行金属/导电元件的形式对准垂直于天线罩500主平面的平面。扼流圈510以空间间隔沿天线装置501的纵向方向排列，而且每个扼流圈有一个设计用于控制扼流圈阻抗的深度(从其顶/端向下到其接点支撑元件506、508的底边)。

图22A-22B和23所示的端射抑制结构用于帮助抑制天线阵中的端射效应。当天线阵的备单元的间隔接近一个波长时，或当这些单元调相用于扫描超过一个斜视角时，天线阵可能产生光栅瓣。在可视空间出现的光栅瓣可辐射大量的功率，由此降低增益，而且可能导致不必要的辐射或阵列灵敏度。图22A-22B和23所示的实施例提供了减轻这种光栅瓣的结构。特别地，提供扼流床用于转向端射光栅瓣。

端射辐射在诸如蜂窝和PCS的应用中可能带来巨大的缺陷。例如，可能希望间隔各元件接近一个波长，和/或电倾斜一个波束。为抑制端射辐射，可提供多种功能。例如，可以整形元件模型以便在阵列面具有足够的方向性，以抑制端射辐射到一个预期水平。这种解决方案受单位小区(小于一个波长)的边以及受来自阵列的其它要求(例如，单元之间的隔离)的限制。某些阵列在每个单元(可包括一个ARU或辐射器单元)内有电抗元件。一个单元可同时有发射和接收元件，每个元件由位于另一元件阻带的滤波器支持(back)。这些电抗元件可调谐以抑制端射到一定范围。然而，这将同时影响主瓣和旁瓣。电抗元件可调谐成为成为该有源元件的导向器或发射器，由此在反方向抵消端射效应。然而，电抗元件的激励水平必须足够的高才会有效，这将影响阵列的主要性能。

本实施例考虑到端射的某些特性，包括由光损耗波支持端射效应。因此，可提供一种导电结构，从阵列表面伸出1/4波长或在阵列表面前部。这种可由金属材料构成的导电结构将与端射效应导致的电磁波相互作用。可提供一个倾斜成45°的反射器，以将大部分能量转向侧面。应注意，垂直伸出到现在为止不那么有价值，因为它支持沿阵列的驻波且仅有一个侧面偏转到其它方向。

可提供如图23所示的扼流床，在此扼流圈向天线表面的后部伸出。扼流圈为端射波提供阻抗不匹配，主要是速度相位的不匹配。扼流床必须在天线罩上下延伸预定的长度以有效。在天线罩上下延伸1/4波长将提供可辨别的效果。每个扼流圈的深度对其阻抗有影响。扼流圈还支持驻波并影响可视旁瓣。良好利用的微调可用于平衡端射抑制和可视距离内的偏差。

VII.延迟移相器和LPA

根据一个特定实施例，线性功率放大器可包括一个动态延迟补偿结构。这种结构在放大器环路中使用延迟移相器以促进有效消除较宽带宽上的失真产物。

在例如图15A和15B所公开的线性化功率放大器中，在每个环路消除不想要的信号由于上下路径之间的时延不匹配而随频率变化。固定时延线路可用于粗略地补偿这些时延的不匹配；然而，这些固定时延线路无法完全补偿由于环境变化和元件老化随时改变的时延。可提供动态时延补偿结构以适应这种变化的时延。特别地，可提供一个由控制系统可控制的可控延迟移相器(CDS)，使得能补偿时延变化并由此考虑到线性放大器的宽带瞬时带宽。可在线性放大器的每个环路中提供这种CDS以便自动补偿这些时延差。

图26表示一个动态可控延迟移相器实施例的方框图。所示的CDS在IN端口和OUT端口中间包括传输线路706。该传输线路的负载为并联电感707、708和并联可变电容器709、710，用作负载线路。与现有的负载线路不同，移相器包括具有相反符号的相同电抗的线路负载元件，电容负载元件709、710的电抗比电感负载元件707、708的要小得多。因此，电容负载元件对图29电路的传输相位有更显著的影响。电感负载元件707、708在电容负载元件709、710的电容设置最小时忽略它们的剩余电容的影响。

图27表示图26所示电路的传输相位与频率特性。曲线No.1表示常规传输线路的传输相位。相位在频率为0时为0，而且为有一定的频率斜率的直线形式。这条线的斜率定义为该传输线路的时延，可由下述公式表示：

       T＝dθ/dw

当传输线路的电容负载如图26连接时，相位与频率特性为将为图27曲线No.2的形式。精确的形式(如陡度和值)为频率和电容负载709、710的函数。在一定可用带宽3，曲线.2的平均频率要高于原传输线路701的曲线701，因此可得到在一定带宽内该结构的传输时延的变化。绝对传输相位的改变与传输时延的偏移并行，由此也可通过移相器的补偿受益。

图28示出了另一CDS的实施例。负载传输线路715的电可变电容器通过双背靠背的变容二极管716、717和调谐电感713、714实现。这些变容二极管对以背靠背的配置形式连接，以便每个电容二极管相互间消除产生的非线性互调制产物。IM产物的消除归因于每个电容二极管对的反向极化连接。

偏压网络包括RF扼流圈718、719，RF接地电容器720、721，以及电感器713、714。由于变容二极管为后向偏压，延迟控制是通过经RF扼流圈718、719向每个变容二极管对716、717的公共端施加正电压执行的。当前环路通过变容二极管和电感器713、714闭合接地。

图28的传输线路715长度近似为1/4波长。这个特定长度将使RF信号通过输入端而且部分被包括716、713和714、717负载的负载单元反射以在输入端完全匹配。这是由于这些负载单元使得在传输线路上的负载相同并由此有相同反射。由于与第一发射信号相比在第二反射信号上引入180°，因此在输入端扣除这些相同反射。

图28所示的这两部分延迟移相器可构成一个较大电控延迟移相器装置的基本组成部分。通过级连更多的这些部分可控制更大带宽和延迟。

图29示出了用于补偿增益差、相位差和延迟的调谐装置实施例。所示装置允许在线性放大器中使用瞬时宽带环路信号抵消。在这个装置中，增益补偿单元723级连移相器724以考虑到连续相位补偿差。延迟移相器722包括图28所示的电路并与相位和增益补偿部件级连。

增益和相位补偿单元可以向量调制器形式实现。

在其它基于由向量和(vector sum)的失真产物抵消的线性方法中，由于延迟不匹配抵消深度是频率灵敏的。

现在参考图30描述一种方法，其中CDS被结合到一个线性化功率放大器。

第一环路

在第一环路的输出端主信号的一部分的抵消是通过控制该环路的上面路径的幅度728和相位729实现的。第一环路的增益和相位由自适应算法调节，该算法最小化由功率检测器743测量的误差。由于抵消随频率改变，在一定带宽内的总误差功率将由于给定延迟不匹配不能最优化。误差功率通过推荐的延迟开关727的自适应被最优化以获得最小误差功率级。

第二环路

一个导频信号被用于为误差抵消环路中的正交调制器生成控制信号。由可调谐信号源736产生的导频P通过耦合器730注入到主放大器的输入端，并在第二环路的输出端由耦合器733抵消。在系统的输出端的导频信号抵消是通过控制环路的下面路径的幅度740和相位741获得的。这些幅度和相位由自适应算法调节以最小化接收机输出端744的剩余导频。由于延迟的不匹配，这个最小值对于一个恒定的增益和相位设置为频率灵敏的。

因此，当相位741和幅度740在其中的一个频率被最优化时，可通过由耦合器734抽样剩余导频和在两个频率上测量其功率级获得延迟不匹配。

推荐的闭环控制过程通过控制CDS739最小化剩余导频抽样间的差值补偿延迟不匹配，从而扩展抵消到较宽频带。

调谐导频频率的频率到受系统控制器控制的两个频带边缘。特别地，从有用频带中选择两个频率以避免该频带内的干扰，然后由输出滤波器的拒斥频带降低，以及降低由系统发射的导频信号级别到发射标准所允许的最大级别。

图31描绘了该过程的一般描述。

导频在步骤746调谐到工作频带的下边缘。一个已知的自适应算法强制幅度740和相位741在步骤747获得最小环路误差。幅度和相位控制被冻结，并在步骤748记录环路误差功率。接着在步骤749调谐导频到该频带的上边缘，并在步骤750再次记录环路的误差功率。在步骤751检查误差级差。如果差值大于一个给定门限C则提供一个延迟调节以最小化该差值。这个新过程提供由门限C定义的最小抵消。

VIII.LPA的实现例子

下面是图15A所示的线性化功率放大器(LPA)的一个特定实现例子。

图24所示的LPA包括一个前馈放大器和一个控制系统。前馈放大器包括在两个路径配置中排列的两个放大器环路。

第一环路在输入端提供主信号的抵消。其目的是为误差抵消环路提供一个失真(互调制)抽样。它在上面路径包括主放大器，而在下面路径包括一个用于主信号的延迟、相位和增益调节器。

第二环路提供由主放大器生成的失真的抵消。该误差抵消环路放大从第一环路提供的失真并以相同幅度但相位相反注入到耦合器C2的输出线路以消除点5处的失真。它在下面路径包括一个延迟、相位和增益调节器以及一个辅助放大器用于提供失真抵消。

信号抵消环路

应用主信号于输入端(点1)并由耦合器C3分为两个路径：到功率放大器和C1的主路径，C1在辅助路径和控制系统之间分路信号。

在主路径，输入信号被驱动放大器A1和功率放大器A2放大。耦合器C8为校正环(点2)注入导频信号。

由两个音频组成的主信号在输入端以一个在输出端A2(点5)提供+36dbm的级别生成+10dbm的失真产物(互调制)(假设信号级为比1dbcp低3db)。

耦合器C5采样A2的输出信号并馈电耦合器C7，在此，扣除辅助路径出现的一部分原始信号。衰减采样的信号以在点4获得-18dbm的功率级。

延迟线DL5能使点4的信号抵消环路和点5的校正环路的上面和下面路径之间实现延迟均衡。

信号抵消环路的辅助路径适应原始信号的幅度、相位和延迟以在点4获得主信号的最佳抵消。辅助路径设计用于避免附加失真产物到从第一环路接收的失真信号；由此，使进入组成第一环路的辅助路径的组件的功率级适应服从本需求。

辅助路径包括一个用于延迟调整的电控延迟移相器(ECDS-1)，和一个用于幅度和相位匹配的正交调节器QM1。控制信号t1、W1_I、W1_Q由控制信号提供。

耦合器C7从由C5采样A2得到的主信号采样中扣除经调节的信号。从耦合器C7的输出端获得的信号包括一部分抵消、失真产物和导频残余的原始信号。在输出端的信号级别约为-42dbm。耦合器C6采样该误差信号并提供给控制系统。放大器A7放大误差信号以在正交解调器QM1的RF输入端提供-33dbm的级别。

延迟线DL4使得正交解调器M1的LO和RF输入端之间能时延匹配。信号接着由A8放大并为输入功率测量分路信号到M1的LO输入端和输入功率检测器D1。

该控制系统确保原始信号的残余部分在抵消后低于该失真级别。从而在第二环路的下面路径避免失真产物，并避免在该系统的输出端(点6)主信号级别的降级。

误差抵消环路

从第一环路在点4得到的失真采样进入到误差抵消环路，该环路匹配其幅度、相位和延迟，并通过C2注入经调节的信号到主路径以抵消主放大器输出端的失真和点5处主路径中的导频产物。注入到第二环路主路径和辅助路径的导频使得失真幅度和相位的匹配。因此，在点5的导频抵消导致失真抵消。功率放大器A2的输出包括主信号、失真产物以及由C8注入到主路径的导频。

该导频由VCO产生。扫描VCO的频率使得能优化该发射机的所有工作频带的环路。该频率扫描应通过控制系统改变VCO的控制电压提供。在该实施例中，导频有恒定包络，在A2的输出端提供相同级别的失真产物(例如，+10dbm)。

延迟线DL2使得上面和下面路径在点5能够延迟均衡。

在下面路径调节的导频通过隔离器I2注入到耦合器C2。I2降低来自主路径的主信号泄漏电平并可能在辅助路径内造成失真。耦合器C2能够在点5从主路径上出现的导频中扣除调节后的导频。

导频的剩余分量由耦合器C4采样并进入到控制系统。

循环器I1降低从负载返回的功率，并由此维持宽带输出匹配和降低主放大器IM。

误差抵消环路的辅助路径使导频的延迟、幅度和相位能够匹配以在点5获得导频的最佳抵消。辅助路径包括一个用于延迟调节的电控延迟移相器(ECDS-2)，以及一个用于幅度和相位匹配的正交调制器QM2。控制信号t2、W2_I、W2_Q由控制系统提供。

放大器A4、A5和A6提供62db的增益以放大误差信号+18dbm。辅助路径避免在该路径中的附加失真产物以确保在系统输出端的最佳失真抵消。

该控制系统提供下述功能：

(1)为每个环路生成误差信号；

(2)测量和计算每个环路的误差信号；

(3)根据在每个环路测量的误差信号为延迟移相器和正交调制器生成控制信号；

(4)控制导频频率；

(5)测量PA的温度、平均输入功率以及平均输出功率操作(ON/OFF)；

(6)控制功率放大器(A2)和校正放大器(A6)；以及

(7)控制开关S2和S2。

该控制算法调节每个环路的下面路径的相位和增益以最小化环路输出端的误差信号。该误差信号在第一环路中的对应剩余原始信号而在第二环路中对应剩余导频。用于找出控制信号的值以最小化误差功率的算法是基于LMS算法的，该算法搜索斜率的零位值。该控制算法为斜率估计生成和测量这些信号，并接着根据下述公式计算用于强制斜率为零的相位和增益匹配(正交调制器M1 & M2的I & Q输入端)的控制信号(权)值：

W_I(n+1)＝W_I(n)+KΔ_I(n)

W_Q(n+1)＝W_Q(n)+KΔ_Q(n)

式中：

W_I(n)和W_Q(n)为到正交调节器(M1，M2)的控制信号。

Δ_I(n)和Δ_Q(n)为每个轴的斜率估计。

K对应环路增益。

信号抵消环路中的斜率估计方法

在信号抵消环路中，根据下述表达式估计斜率： $\frac{\∂}{\∂W_I}\left\{E\right[\mathrm{\ϵ}{\left(t\right)}^2\left]\right\}={\mathrm{\Δ}}_I\left(t\right)\≅X_I\left(t\right)\mathrm{\ϵ}\left(t\right)$     斜率的同相分量 $\frac{\∂}{\∂W_Q}\left\{E\right[\mathrm{\ϵ}{\left(t\right)}^2\left]\right\}={\mathrm{\Δ}}_Q\left(t\right)\≅X_Q\left(t\right)\mathrm{\ϵ}\left(t\right)$     斜率的正交分量

式中X_I(t)为原始信号而X_Q(t)为X_I(t)的90°移相形式，ε(t)为环路输出端的误差。斜率信号利用一个正交解调器M1由误差产物和原始信号生成。在M1的同相和正交输出端生成的斜率信号包括一个与斜率的均值和附加宽带“噪声”成比例的DC分量。

自适应算法通过调整控制信号W1_I和W1_Q的值(“加权”)强制DC值为0。

这些信号在该算法的每个迭代中被滤波、采样和平均。

用作反混叠滤波器的低通滤波器F1和F2满足下述的特定要求：

(1)  带宽：  1KHz(在3db点)

(2)  拒斥：  在2KHz为20dB

(3)  波纹：  最大±0.2dB

在2KHz 20dB的拒斥确保测量值的混叠噪声为1％。

滤波器输出端的信号由控制器以足够的采样速率(例如2KHz)采样。测量的斜率信号包括由正交解调器中的混频器产生的DC偏置分量。应周期性测量并应从斜率信号的测量中扣除DC分量。

斜率估计基于下述的斜率近似： $\frac{\∂P_e}{\∂W}\≅\frac{P_e(W+\mathrm{\ΔW})-P_e\left(W\right)}{\mathrm{\ΔW}}$

式中P_e＝E[ε(t)²]为误差信号的平均功率。

导频用于在误差抵消环路中为正交调制器生成控制信号。

一个导频被注入主放大器的输入端并通过信号抵消环路的下面路径的增益和相位匹配在第二环路(点5)的输出端抵消。应通过对控制信号W2_I和W2_Q进行小扰动估计斜率，测量导频信号的生成功率变化并由下述公式计算斜率： ${\mathrm{\Δ}}_I\left(n\right)=\frac{P_I\left(n\right)-P_o\left(n\right)}{\mathrm{\ΔW}}$     斜率的同相分量 ${\mathrm{\Δ}}_Q\left(n\right)=\frac{P_Q\left(n\right)-P_o\left(n\right)}{\mathrm{\ΔW}}$     斜率的正交分量

式中：

P_O(n)＝P_e(W2_I(n)，W2_Q(n))--在迭代n剩余导频功率的功率。

P_I(n)＝P_e(W2_I(n)+ΔW，W2_Q(n))--在W2_Q中有一个小扰动ΔW后，在迭代n剩余导频功率的功率。

P_Q(n)＝P_e(W2_I(n)+ΔW，W2_Q(n)+ΔW)：在W2_I中有一个小扰动ΔW后，在迭代n剩余导频功率的功率。

接着根据下述关系计算控制信号：

W2_I(n+1)＝W2_I(n)+KΔ(n)

W2_Q(n+1)＝W2_Q(n)+KΔ(n)

导频的测量是通过图25中所示的使用正交解调器M2的校正检测器2500实现的。在点7的导频为校正检测器用作一个LO，并如下所述为校正器的RF输入端提供测量的功率：

参考图25，校正器V1的同相输入满足下述表达式：

以及正交输出V_Q满足：

对于恒定幅度-A，导频功率与V_I和V_Q的平方和成正比，即

。由此，剩余导频功率通过：P_O＝I²+Q²计算。

M2产生的信号在每个扰动被滤波、采样和平均。测量的信号包括由正交解调器中的混频器生成的DC偏置分量。该DC分量周期性地被测量并从测量中扣除。

该控制器可包括一个基于PIC17C756微控制器的多用途处理器(MPP)以及一个基于模拟设备ADSP 2186组件的16位定点DSP。MPP可为LPA和PC之间提供通信功能。DSP可提供自适应算法。

虽然本发明是通过实施例描述的，但应理解的是这些语句在此是用于描述而不是限制。在所附权利要求书的范围内可进行改进而不偏离本发明广义上的范围和精神。尽管本发明在此是参考特定结构、材料以及实施例描述的，但应理解的是本发明并不局限于所公开的特定条件。

Claims (4)

1.一种蜂窝网络基站辐射分系统包括：在各个模块化座架内安装的一个多辐射器子单元组件，每个所述辐射器子单元包括至少一个RF信号放大器，和一个与所述RF信号放大器串联的RF信号带通滤波器；一个用于耦合电功率到所述RF信号放大器的结构；以及一个天线单元装置，所述装置包括至少一个耦合到每个所述辐射器子单元的天线单元。

2.根据权利要求1的蜂窝网络基站辐射分系统，其中每个辐射器子单元包括一个发射线性化功率放大器以及一个发射信号带通滤波器。

3.根据权利要求1的蜂窝网络基站辐射分系统，其中每个所述辐射器子单元包括一个接收低噪声放大器以及一个接收信号带通滤波器。

4.根据权利要求1的蜂窝网络基站辐射分系统，其中每个所述辐射器子单元包括一个发射路径部分和一个接收路径部分，所述发射路径部分与所述接收路径部分电气分路，所述发射路径部分包括一个发射线性化功率放大器以及一个与该发射线性化功率放大器串联的发射信号带通滤波器，还包括一个接收低噪声放大器以及一个与该接收低噪声放大器串联的接收信号带通滤波器。

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