CN1370364A - 在慢变化干扰中检测二进制信息的方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种无线电通信系统,对可能影响信号的直流偏移和其它慢变化进行了抑制。本发明的实施例中将一个差分电路,例如一个FIR滤波器,与一个最大似然序列估测器例如一个维特比检测器相组合,将抑制技术应用于二进制信号上。

Description

在慢变化干扰中检测二进制信息的方法和系统

发明背景

本发明涉及用于无线电通信系统的系统和方法，具体而言，涉及采用幅度已知的二进制信号流的系统，其中的二进制信号流受到叠加在所需二进制信号上的例如直流偏移、漂移和其它慢变化干扰的干扰。这里描述的技术特别适合于存在这种干扰信号的情况下对二进制调频或者是二进制频移键控调制信号的检测，当然它也能够用于其它类型的调制。

蜂窝电话工业在美国和全世界其它地方的商业运营已经取得了长足的进展。在人口稠密地区的增长已经超过了预期，并且正在迅速地超过系统容量。如果这种趋势继续下去，蜂窝电话工业的增长会迅速地蔓延到甚至最小的市场。需要新的解决办法来满足这些不断增长的容量需求，同时保持高质量的服务，避免价格增长。

图1画出了能够采用本发明的传统蜂窝无线电通信系统100的一个实例。这个无线电通信系统100包括多个无线电基站170a～n跟多个对应的天线130a～n连接。无线电基站170a～n和天线130a～n跟多个小区110a～n内的多个移动终端(例如终端120a、102b和120m)进行通信。从基站到移动终端的通信链路叫作下行链路，从移动终端到基站的通信链路叫作上行链路。

基站跟移动电话交换局(MSC)150连接。除了其它任务以外，移动电话交换局还要协调这些基站的工作，比如移动终端从一个小区切换到另外一个小区的时候。移动电话交换局能够跟为几个通信装置180a、180b和180c提供服务的公共交换电话网160连接。

在图1所示的传统蜂窝无线电通信系统里，通过空中接口发射的信号不是通过一条单独的直线路径。辐射出的能量会受到反射，在许多方向上传播，因此辐射出来的能量的不同部分在不同的时刻到达接收机(也就是终端120或者是基站170)。结果，接收机收到一个失真信号，它跟原始信号很不相同。这个失真问题，常常叫做多径衰落问题，可以被看作发射脉冲的拖尾问题。

在这样的传统系统中，试图正确地确定原来发射的信息的时候，对无线电信道的影响进行测量，并且在接收机中考虑在内。在通过无线电信道周期性地发射给接收机的已知信息的基础之上，计算信道估计。由于无线电信道可能会快速变化，例如由于终端120的运动，因此信道估计可以经常性地更新。

可以将信道估计跟维特比算法一起用来确定原来发射的信息，如图1(b)所示。其中收到的信号在方框200中被用来产生信道估计。信道估计被提供给维特比检测器220，在那里它们被用来确定各种状态变化的似然性。本领域中的技术人员已经明白维特比检测器220是如何工作的，因此在这里不对这个装置进行详细讨论。也可以在维特比检测器220的前面采用滤波器240来白化接收信号中的噪声(图中没有画出)，因为维特比检测器在白噪声中而不是在有色噪声中才具有最佳性能。

虽然在传统蜂窝系统中信道影响是主要的干扰来源，但是在其它类型的系统中，发射信号的干扰主要来源于其它源。例如，有人提出一种新的低成本、小范围无线传输系统(也就是最新开发的“蓝牙”技术)用于局部的双向数据传输。蓝牙系统被看作2.45GHz频带范围内的一种通用无线电接口，它使得便携式电子装置能够以无线方式跟近距离的特别是网络进行连接和通信。对蓝牙技术的具体细节感兴趣的读者可以参考标题是“蓝牙-特别是无线连接的通用无线电接口”的文章，它的作者是Jaap Haartsen，发表在1998年第3期电信技术杂志上的爱立信评论里，在这里将它的内容引入作为参考。这一讨论最让人感兴趣的地方是蓝牙空中接口的信道影响有可能不是这种系统中发射信号的主要干扰来源，因为它的空中接口链路距离很短。因此，在这种系统中其它的慢变化干扰比信道影响问题更严重。

这些干扰可能有几个来源。在许多情况下，当所需信号本身具有低频分量的时候这一干扰不可能被滤除掉。这种干扰的实例包括零差接收机中的直流偏移、本振频率不精确引起的调频鉴频器中的偏移、温度和老化引起的漂移(否则信号电平就不会发生变化)，这一切都说明需要特别注意对所需信号进行无差错恢复。

有几种方法进行直流偏移抑制。最简单的方法是用隔直电容器对信号进行高通滤波。但是，这些滤波器具有很长的响应时间，它会导致在打开接收机以后需要很长的稳定时间。在时分多址接收机中接收机要反复开关，这样长的稳定时间是不可接受的。抑制直流偏移的另外一种技术是先差分然后积分。差分能够消除所有直流分量，因为直流分量的差分为0。积分运算对差分信号进行反滤波。差分和积分可以用自适应德尔塔调制(ADM)技术很方便地实现，例如Paul W.Dent于1990年9月提交的，标题是“直流偏移补偿”的第07/578251号美国专利申请描述了这样一种技术。但是，这种技术需要很高的过采样频率，并且只能用于抑制直流偏移。漂移和其它不需要的慢变化信号不能被抑制掉。其它的抑制技术是在数字域中进行的，但是要求模数转换器具有很高的动态范围，因为在数字处理之前没有进行任何抑制。

因此，需要一种方案来解决慢变化干扰问题，比如直流偏移、漂移等等问题。

发明简述

本发明能够克服补偿慢变化干扰的传统技术中的这些缺点、局限性和问题以及其它缺点、局限性和问题，消除叠加在间隔已知的二进制码元上面的慢变化干扰。根据一个方法实例，首先以码元速率对信号进行采样。稍后将这些码元输入一个离散的有限冲击响应(FIR)滤波器来消除干扰。滤波器对所需二进制信号的影响(例如码元间干扰)在采用维特比算法，像均衡器一样的译码器中消除。维特比算法利用二进制信号的恒定幅度分离信息，并且为可能的不同数据输入序列形成滤波器响应估计。

本发明的示例性系统的复杂性取决于有限冲击响应滤波器的长度。有限冲击响应滤波器越长，维特比算法就需要越多的状态。系统的性能取决于有限冲击响应滤波器的系数。本发明的示例性实施方案描述了如何在有限冲击响应滤波器的噪声性能和抑制性能之间进行折中。

附图简述

通过阅读以下详细描述，同时参考附图，将会更加了解本发明的上述目的、特征和优点以及其它特征，在这些附图中：

图1(a)画出了一个传统的无线电通信系统，它包括多个基站和一个移动电话交换局；

图1(b)画出了传统接收机的一部分，它包括信道估计器、维特比检测器和滤波器；

图2说明任意噪声环境中的一个二进制信号；

图3(a)～(d)更加具体地说明通信接收机中受到干扰的信息信号的各种类型；

图3(a)说明开关事件引起的信息信号的阶越响应；

图3(b)说明零拍检测器中由相邻干扰源引起的另外一个阶越；

图3(c)说明连续波干扰源对信息信号的影响；

图3(d)说明漂移本振对信息信号的影响；

图4是存在噪声的情况下采样二进制序列的一个实例；

图5是采用两抽头有限冲击响应滤波器的双状态维特比译码器的网格图；

图6是本发明中接收机的一个示例性实施方案；

图7说明以自适应方式抑制干扰的本发明的一个示例性实施方案；和

图8是模拟域中离散有限冲击响应滤波器的一个实例。

发明详述

在以下说明中，为了进行说明而不是进行限制，给出了具体细节，比如特定的电路、电路元件、技术等等，以便读者全面地理解本发明。但是对于本领域中的技术人员而言，本发明显然可以用不同于这些具体细节的其它实施方案来实践。在其它情形中，省去了对众所周知的方法、装置和电路的详细描述，以免喧宾夺主。

这里讨论的示例性的无线电通信系统能够用于采用蓝牙技术的系统，比如具有跳频码分多址、发射功率低等等这样的特征。但是，本领域中的技术人员会明白这里公开的概念也能够用于其它协议和系统，包括但不限于频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)或者以上协议的某种组合。

具体而言，本发明中示例性的实施方案能够提供一些技术，用于对付跟二进制信号有关的干扰。图2画出了一个一般的二进制信号。其中，有两个可能的码元，+A和-A。由于有噪声，在无噪声值+A和-A之间有一个信号概率分布。通过在这两个可能值之间提供一个门限可以进行比特判决，然后按照检测到的样本相对于门限的位置进行比特判决。如图2所示，最佳的门限位置位于两个概率分布函数的交点。在+A和-A之间，这些函数常常是镜像对称的，于是可以将门限放在两个信号值的中间位置。

如果在二进制信号上叠加一个干扰信号，信号值+A和-A随着干扰情况的不同在X方向上平移。图3(a)～(d)给出受到直流偏移或者其它慢变化信号干扰的信号的一些实例。在这些图中，将原始信号画在顶部，像是一个或者多个干扰信号，原始信号加干扰信号得到的组合在每个图的底部画出。例如，在图3(a)中，原始信号300受到直流偏移310的干扰，得到的是复合信号320。接收机的电路接通电源的时候就会产生这些直流偏移。于是，在这种情况下是不可能隔离直流的，因为接收机需要快速响应，从而使接收机可以检测例如跟接收机信道有关的信号脉冲的开始。

在图3(b)中，在复合信号370中看到脉冲串的中间有另外一个直流阶越响应360，这另外一个直流阶越响应可以在例如零拍接收机中由于接收链路的交叉调制而出现。如图3(a)所示，图3(b)中的原始信号380也受到直流偏移390的影响。图3(c)画出了一个连续波干扰信号392叠加在所需信号394上，形成一个复合信号396。另外，图3(d)画出了被检测信号398中的一个漂移398，这个漂移可能是因为温度发生了变化、老化或者不平衡问题。

信号除了碰到这些类型的变化和干扰以外，比特值的确定门限通常都保持不变(假设没有干扰的任何先验知识，而这种先验知识能够用来改变门限)。结果，出现了比特差错，因为固定门限不能维持位于信号值之间的最佳位置上。但是，由于二进制信号的幅度是固定的(例如在二进制调频信号中，调制指数表示在调频检波器的输出端最终检测信号的幅度，它是固定不变的)，信号码元之间的间距Δ保持固定不变，而不管是否有干扰叠加在信号上。

因此，受到慢变化信号干扰的二进制信号的一种更好的检测技术是抛弃门限技术，而使用两个可能码元之间的差Δ。为了能够利用这种技术，两个码元之间的信号间距必须是固定的。因此，这种差技术只能用于间隔恒定不变而且不受传播效应影响的系统。这种差技术包括例如二进制相位或者频率调制方案(例如连续相位频移键控，CPFSK)，它们被广泛用于无线通信，因为信号变化很少受到传播效应的影响。

利用两个相邻码元之间的差的一种已知技术是差动键控。在差动键控技术中，1用两个相邻码元之间有变化来表示，0用两个相邻码元之间没有任何变化来表示(或者是反过来)。差动键控主要是用在相位调制方案(DPSK)中，但是也可以用于其它调制方案。例如，调频也可以用这种方式来实现，例如DFSK方案(差动频移键控)，其中对于二进制1，两个相邻的码元使用f₀+Δf和f₀-Δf，而对于二进制0，这些码元都使用f₀+Δf或者是都使用f₀-Δf。在时刻k的原始信号d(k)是在检波器中通过以码元速率对输入信号进行采样，然后比较两个相邻样本来提取出来的。这可以通过从当前码元x(k)减去前一个码元x(k-1)来获得：

               d(k)＝x(k)-x(k-1)            (1)

本领域中的技术人员会明白，这种差分调制方案能够消除所有直流偏移。另外还能够消除一些低频信号，只要相邻样本之间干扰电平的差小于Δ/2。但是实际上很少使用DFSK，因为跟频移键控比较它的信噪比(SNR)性能下降。这种下降是因为为了确定一个比特，差分过程考虑了两个样本的噪声。因此，DFSK调制高斯白噪声性能比频移键控调制的差3dB。

按照本发明中示例性的实施方案，可以通过考虑两个以上相邻样本的差信号来提高性能。也就是说，传统DFSK调制只利用相邻两个样本的信息来确定一个比特值，而本发明的示例性实施方案则利用两个以上相邻样本的信息来进行比特判决。为此，一个比特的判决被延迟，未来一些比特的差信息被用来进行更加准确的判断。一个实例能够更好地说明本发明的一个示例性方法。

考虑如图4所示有噪声的二进制码元。对于更加熟悉二进制字母表是{+1，-1}的那些读者，0对应于-1，而1则对应于+1。在这个实例中信号间隔Δ是2，所需要的序列是x＝{100001}。但是由于噪声，在这个实例中采样值y_1～y_6是{0.9，-1.2，-0.1，-0.5，-0.7，0.7}，如图4所示。

如果检测器只是考虑相邻样本之间的差，在这个实例中这个差信号就是{-2.1，1.1，-0.4，-0.2，1.4}。假设第一个比特x_1是1，利用差大于1的时候就认为是1，当差小于-1的时候就认为是0，当差在-1.0和1.0之间的时候就认为跟前一个比特相比没有任何变化，这样一个框架，传统的DFSK检测器将给出输出序列{101111}。

但是本申请人已经认识到更加有智能的方案能够识别采样值中的其它特征，从而更加准确地检测收到的比特。例如，注意差序列中最后一个差的幅度，就是1.4，说明很有可能是从0过渡到1。因此，x_6必定是1，x_5必定是0。考虑到采样值x_5、x_4、x_3和x_2之间的差相对较小，可以认为所有这些比特都跟x_5比特有相同的值，也就是0。在x_2和x_1之间的差说明很可能从1过渡到0。既然已经假定它等于1，x_2必定等于0，这跟从上面描述的根据x_5、x_4和x_3之间的相似性得到的x_2的值相吻合。因此，按照这种经验检测技术所得到的译码序列是{100001}，它跟原始信号相同。

为了对这些特性进行评估，一个示例性的实施方案采用这样的算法，它结合了跟未来的比特或者码元有关的信息，例如著名的维特比算法(VA)。在维特比算法中，检查所有可能的过渡，并且记录假设过渡和实际过度之间的误差。可能的过渡的一种实现方式形成通过维特比译码器的栅格图的一条路径。误差信号被积累起来，代表路径度量。在每个节点上，具有最低度量的路径保留下来，其它的被删除。检查了足够多的未来码元以后，在路径开头端对码元进行比特判决。测试过的未来码元的个数叫作判决深度。本领域中的技术人员明白这这里没有描述维特比算法本身及其相关细节。

本发明示例性的实施方案将通信装置，例如移动电话或者基站，收到的输入信号输送给一个前置滤波器，去掉直流偏移和低频分量。这个前置滤波器采用上面的等式1给出的差分方程。前置滤波器的输出随后通过维特比译码器(见图6)。维特比译码器从这些差信号提取出原始信号，其中去掉了干扰。对于等式1的前置滤波器，其中只是将相邻码元之间的差考虑在内，对应的维特比栅格图在图5中画出。图5中维特比栅格中的每个状态都用一个圆表示，状态过渡箭头指向它。

在这个栅格图中，状态过渡的瞬时误差用E(c/p)表示，其中c是假设的当前比特，p是假设的前一个比特。对于距离是Δ的二进制信号，时刻k的误差信号是：

E_k(0/0)＝d(k)²

E_k(1/0)＝(d(k)-Δ)²

E_k(0/1)＝(d(k)+Δ)²

E_k(1/1)＝d(k)²其中d(k)＝x(k)-x(k-1)是当前样本和前一个样本之间的差。将这个瞬时误差加到路径度量上去。路径中的假设比特形成路径历史。有足够的比特被结合进路径历史的时候，也就是到达判决路径的时候，通过比较所有路径的累积度量并且选择具有最小度量的路径，对第一个比特作出判决。这条路径的路径历史中最旧的比特被选作判决比特。

在差分电路60以后用维特比译码器62而不是仅仅一个门限检测(也就是传统DFSK中的检测)，能够将信噪比改善大约1分贝。另外，存在干扰信号的时候的性能远远好于传统DFSK情形。因为相邻样本之间的干扰跃变可能远远大于Δ/2。但是，信噪比性能仍然没有能赶上传统频移键控检测器，本领域中的技术人员从以下讨论中就能够看到这一点。

可以将差电路看成具有频率响应G(ω)的一个离散高通滤波器：

G(ω)＝sin(ω)           -π＜ω＜π

其中ω是归一化频率。这不是一个理想的高通滤波器，因为理想的高通滤波器有一个平坦的频谱，只有在ω＝0的地方频率响应为零。由于G(ω)不是一个理想滤波器，这个滤波器出来的噪声不是白噪声，而是有色噪声，还意味着在相邻差样本噪声之间有一个相关。这一点会降低维特比检测的性能，维特比检测是针对白噪声优化的。

高通滤波器特性可以通过提高差分方程的阶数来加以改善。考虑到差分电路可以被看作系数是a(m)的有限冲击响应滤波器，从而使：

d(k)＝a(0)*x(k)+a(l)*x(k-1)+a(2)*x(k-2)...

上面讨论过的等式1的一阶滤波器只有两个抽头a(0)＝1和a(1)＝-1，也就是说它只在两个相邻样本之间给出一个差。这个有限冲击响应滤波器的其它系数等于0。对于高阶滤波器，要使用更多的抽头，也就是要利用其它样本的信息。为了保证这个滤波器的直流偏移抑制质量，这个有限冲击响应滤波器的系数和应该等于0： $\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}a\left(m\right)=0-----\left(2\right)$

为了校正高阶有限冲击响应滤波器中引入的码元间干扰(ISI)，必须增加维特比译码器62采用的状态数。对于一个N抽头有限冲击响应滤波器，维特比译码器所需要的状态数是2^(N-1)。维特比译码器中的瞬时误差可以从滤波器响应获得：

                 E_k(c|p₁p₂p₃p₄p₅...pN)    (3)

＝(d(k)-[a(0)c+a(1)p₁+a(2)p₂+...+a(N)p_N]-Δ/2)²其中c是假设的当前比特，p₁p₂...p_N是路径历史(p_N是最旧的比特)，d(k)是这个有限冲击响应滤波器的当前输出。可以针对所有2^N条可能路径确定E_k。于是在每个维特比状态，最差路径(也就是具有最高路径度量的路径)被抑制，并且从方案中消除。

根据本发明中示例性的实施方案，为了抑制直流偏移和其它低频干扰，滤波器60的有限冲击响应滤波器系数应该被选择为具有阶数预定的高通滤波器特性，这种特性将代表信噪比性能和干扰抑制能力之间的折中(在无干扰情况下)。信噪比性能越好，对低频干扰的抑制能力就越差。如果跟其它类型的慢变化干扰相比，在本发明的某个实施方案中只需要抑制直流偏移，那么不同于对等式2给出的系数的和的要求，还有另外一个要求，那就是滤波器冲击响应的自相关要尽可能地接近Dirac脉冲。

图6所示有限冲击响应滤波器60和维特比检测器62的组合是更一般地可以被看作一个前置滤波器来消除不需要的信号分量，后面跟一个均衡器来提取所需信号的一个实例。这样，其它类型的滤波器(例如有限冲击响应滤波器)和其它类型的均衡器(例如线性、非线性、判决反馈等等)也可以用于本发明。但是，采用滤波器系数被设置成抑制带内干扰(和例如跟相邻信道干扰相对应)的有限冲击响应滤波器60，使这个滤波器输出中的噪声变成了有色噪声，并且在所需信号中带来了码元间干扰。这样，均衡器系数(或者是维特比检测器62中使用的度量)应该考虑滤波器60中采用的滤波器系数，来优化对所需信号中码元的检测。

由于图6所示的有限冲击响应滤波器60具有固定系数，因此维特比均衡器的参数也是固定的。前面的示例性实施方案集中在直流偏移和低频干扰的抑制上。但是，也可以将有限冲击响应滤波器60配置成抑制其它种类的干扰，例如利用等式3，重新计算VA中使用的度量，提供图7所示的自适应抑制。在这个实例中，周期性地给检测器70提供一个测试序列，例如一个已知码元序列。滤波器72是自适应的，系数用优化函数74加以调整，从而使测试序列获得最佳检测，也就是尽可能地抑制干扰。本邻域中的技术人员会明白这可以通过确定干扰的参数，并且以例如最小均方差方法使它们最小来做到。从优化函数74计算出来的有限冲击响应滤波器系数，可以用等式3获得维特比均衡器76使用的度量，获得最优检测链。

为了降低输入中有大偏移的情况下系统中模数转换器的动态范围，滤波器60或者72实现的有限冲击响应滤波可以在模拟域中进行。通过这种方式，在模数转换之前消除干扰。在图8中给出了在模拟域中进行差分的一个电路实例，它可以用来实现有限冲击响应滤波器60或者72。在输入端提供的采样数据用一个缓冲样本和保持电路80、82、84和86构成的开关模拟延迟线延迟。将缓冲器输出送给一个运算放大器(OPAMP)88，它被配置成象加法器和减法器一样工作。滤波器系数可以用适当值的电阻器R1、R2、R3、R_f和R_s来实现，实现方法对于本领域中的技术人员而言是很清楚的。如果这个滤波器是自适应的，就可以将这些电阻器中的一个或者多个换成可变电阻。OPAMP88反相输入端的输入信号乘以一个负系数，而OPAMP88的同相输入端的输入信号则乘以一个正系数。运算滤波器的输出是滤波以后的信号，它的动态范围比原始信号要小得多。然后按照码元速率对输出信号进行采样，转换成数字格式，输入维特比均衡器62或者76。

上面描述的示例性实施方案是为了对本发明进行说明，而不是为了进行限制。因此本发明的许多具体实施方案可以不同于这里描述的。所有这些变化和改进都属于以下权利要求中给出的本发明的范围和设置。

Claims (31)

1.一种抑制二进制信号中带内干扰的方法，包括以下步骤：

接收信号；

用一个滤波器处理所述信号，抑制所述带内干扰；和

利用均衡器处理所述滤波器的输出确定跟所述信号有关的值。

2.权利要求1的方法，其中的滤波器是一个有限冲击响应滤波器。

3.权利要求2的方法，其中的有限冲击响应滤波器是一个离散时间模拟滤波器。

4.权利要求2的方法，其中有限冲击响应滤波器的系数是用来提供自适应干扰抑制的可编程系数。

5.权利要求2的方法，其中所述有限冲击响应滤波器系数的和等于0。

6.权利要求5的方法，其中有限冲击响应滤波器的滤波器冲击响应具有接近Dirac脉冲的一个自相关值。

7.权利要求1的方法，其中所述滤波器的输出包括有色噪声。

8.权利要求1的方法，其中确定值的步骤还包括：

利用采用了维特比算法的一个最大似然序列估计器来确定所述值。

9.权利要求1的方法，其中的带内干扰包括直流偏移。

10.处理接收信号的一种接收机，包括：

一个滤波器，它的系数被设置成抑制带内干扰，产生一个失真输出；和

一个均衡器，接收所述失真输出，确定跟接收信号样本有关的值。

11.权利要求10的接收机，其中的滤波器是一个有限冲击响应滤波器。

12.权利要求1的接收机，其中的有限冲击响应滤波器是一个离散时间模拟滤波器。

13.权利要求11的接收机，其中有限冲击响应滤波器的系数是用来提供自适应干扰抑制的可编程系数。

14.权利要求10的接收机，其中的均衡器是一个最大似然序列估计器。

15.权利要求11的接收机，其中所述有限冲击响应滤波器的系数和等于0。

16.权利要求15的接收机，其中有限冲击响应滤波器的滤波器冲击响应具有接近Dirac脉冲的一个自相关值。

17.权利要求11的接收机，其中所述有限冲击响应滤波器的输出包括有色噪声。

18.能够抑制二进制信号中直流偏移的一种接收机，包括：

接收信号的装置；

用差分电路处理所述信号产生所述信号中样本之间的差的装置；和

用其中的直流偏移被抑制的所述差确定跟所述信号有关的值的装置。

19.权利要求18的接收机，其中的处理装置包括一个有限冲击响应滤波器。

20.权利要求19的接收机，其中的有限冲击响应滤波器是一个离散时间模拟滤波器。

21.权利要求19的接收机，其中有限冲击响应滤波器的系数是用来提供自适应干扰抑制的可编程系数。

22.权利要求18的接收机，其中确定值的装置是采用维特比算法的一个最大似然序列估计器。

23.权利要求19的接收机，其中所述有限冲击响应滤波器的系数和等于0。

24.权利要求23的接收机，其中有限冲击响应滤波器的滤波器冲击响应具有接近Dirac脉冲的一个自相关值。

25.权利要求19的接收机，其中所述有限冲击响应滤波器的输出包括有色噪声。

26.一种方法，用于从所需信号对所需信息码元进行译码，同时抑制不需要的干扰信号，这个不需要的干扰信号的频谱在所需信号频谱的范围之内，包括以下步骤：

接收一个信号，包括所需信号加所述干扰信号和噪声；

利用具有第一组系数的一个滤波器对接收信号进行滤波，抑制所述干扰信号的频谱分量，同时抑制所需信号的所需频谱分量，导致码元间干扰；

确定描述所述干扰抑制滤波器导致的所述码元间干扰的多个信道系数；和

利用所述信道系数的均衡器对所需信息进行译码，补偿所述码元间干扰。

27.权利要求26的方法，其中的滤波器是一个数字滤波器。

28.权利要求26的方法，其中的滤波器是采用跟所述第一组系数一样的多个有限冲击响应滤波器系数的一个有限冲击响应滤波器。

29.权利要求28的方法，其中的信道系数基本上跟所述有限冲击响应滤波器的相同。

30.权利要求26的方法，其中确定所述信道系数的步骤还包括以下步骤：

将滤波以后的信号跟所需信号中包括的已知码元序列进行相关处理。

31.权利要求26的方法，其中的均衡器是一个维特比最大似然序列估计器。

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