CN1352814A

CN1352814A - 微波传输带交叉耦合控制设备的方法

Info

Publication number: CN1352814A
Application number: CN00806534A
Authority: CN
Inventors: 张达威; 梁济夫; 申成夫
Original assignee: Conductus Inc
Current assignee: Conductus Inc
Priority date: 1999-04-02
Filing date: 2000-03-22
Publication date: 2002-06-05
Also published as: EP1166384A1; US6529750B1; BR0009536A; KR20010112381A; WO2000060693A1; AU3768200A; JP2002541700A; CA2365012A1

Abstract

本发明提供用来控制在微波传输带滤波器中的非相邻交叉耦合的一种方法和设备。在弱交叉耦合的情况下,如在高介电常数基片材料(例如,LaAlO₃,具有24的介电常数)上的滤波器电路,一个闭合环路用来电感性地增强交叉耦合。闭合环路增大传输零电平。对于强交叉耦合情形,如在较低介电常数基片材料(例如,具有9.6介电常数的MgO)上的滤波器电路,引入一种电容性交叉耦合抵消机理,以减小交叉耦合。在后一种情况下,传输零电平向下运动。

Description

微波传输带交叉耦合控制设备和方法

本发明一般涉及用于电信号的滤波器，较具体地说，涉及在窄带滤波器中的交叉耦合控制，及更具体地说，涉及当在窄带滤波器中在非相邻谐振器之间引入交叉耦合时控制传输零点的放置的方法和设备。

窄带滤波器在通信工业中特别有用，并且特别适用于利用微波信号的无线通信系统。时常，无线通信具有操作在相同地理区域内的分离带上的两个或多个服务提供器。在这种情况下，基本上是，来自一个提供器的信号不会干扰其他提供器的信号。同时，在分配频率范围内的信号通过量应该具有非常小的损失。

在单个提供器的分配频率内，希望通信系统能够处理多个信号。几种这样的系统是适用的，包括频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、及宽带CDMA(b-CDMA)。使用多址的最初两种方法的提供器需要滤波器以在多带中划分其分配频率。要不然，CDMA操作器也可以从把频率范围划分成带获得优点。在这样的情况下，滤波器的带宽越窄，通道可以放置在一起越密。因而，以前一直努力建造非常窄的带通滤波器，最好具有小于0.05％的分带宽。

对于电信号滤波器的一种另外的考虑是整体尺寸。例如，随着无线通信技术的发展，单元尺寸(例如在其内单个基站操作的区域)变得越来越小，或许仅覆盖一个街区甚至一个建筑物。结果，基站提供器需要为站购买或租借空间。由于每个站需要多个分离的滤波器，所以滤波器的尺寸在这样一种环境中变得越来越重要。因此，希望在实现具有非常窄的分带宽和高品质因数Q的滤波器的同时使滤波器尺寸最小。然而，在过去，几个因素一直限制减小滤波器尺寸的偿试。

例如，在窄带滤波器结构中，实现弱耦合是一种挑战。在微波传输带配置中的滤波器结构构造容易。然而，还没有实现非常窄带宽的微波传输带滤波器，因为在谐振器之间的耦合作为元件分离的函数仅缓慢地衰减。在微波传输带配置中使用选择性耦合技术减小分带宽的偿试仅获得有限的成功。在微波传输带配置中至今报道的最窄分带宽是0.6％。通过元件分离实现弱耦合最终由微波传输带电路的馈通电平限制。

对于非常窄带宽滤波器已经考虑了两种其他方法。首先，可以使用空腔型滤波器。然而，这样的滤波器通常很大。第二，可以使用在带状态配置中的滤波器，但这样的器件通常难以封装。因此，通过利用这两种器件的任一种，不可避免地增大最终系统尺寸、复杂性及工程成本。

如果希望准椭圆滤波器，则认识到，在通带两侧上的传输零点可以用来提高滤波器裙部拒绝。对于较少的极和较小的Q要求，准椭圆滤波器能实现与切比雪夫滤波器相比类似的裙部拒绝。图5表明与切比雪夫滤波器相比准椭圆滤波器的模拟响应。

实现准椭圆滤波器响应的一种方法是在两个或多个特定非相邻谐振器之间引入交叉耦合。在微波传输带滤波器结构中，非相邻谐振器的分离和基片的介电性质确定交叉耦合的强度。如果建造滤波器的布置布局，从而希望的非相邻谐振器靠近在一起，那么这样的非相邻谐振器的交叉耦合能在滤波器传输两侧引入传输零点。这导致在准椭圆滤波器响应中提供有益寄生效应的布局。

然而，在过去不容易控制这样的非相邻交叉耦合的引入。例如，根据要求的滤波器尺寸，传输零点不可能提供在适当位置处。因而，时常交叉耦合不可能足够长，从而传输零点在非常低的电平下。在其他时刻，交叉耦合太大，从而传输零点在非常高的电平下-这干扰通带性能。

因此，存在对这样一种超窄带宽滤波器的需要，该滤波器具有微波传输带滤波器的便利构造优点，同时在小滤波器中实现引入传输零点所必需的、提供滤波器的一种优化传输响应的适当非相邻交叉耦合。

本发明提供一种控制在微波传输带滤波器中的非相邻交叉耦合的方法和设备。在弱交叉耦合的例子中，如在高介电常数基片材料(例如具有24介电常数的LaAlO₃)上的一个滤波器电路，一个闭合环路用来感应增强交叉耦合。闭合环路增大传输零点电平。对于强交叉耦合情形，如在较低介电常数基片材料上的滤波器电路(例如具有9.6介电常数的MgO)，引入一种电容性交叉耦合抵消机构以减小交叉耦合。在以后的例子中，传输零点电平向下运动。

在最佳实施例中，联系一种使用频率依赖L-C元件的超窄带滤波器使用本发明(如在Zhang等的US.Ser.No.08/706,974中描述的那样，该专利由此包括在这里，并且参考其一部分)。滤波器利用一个对于作为频率函数的电感器值具有正斜率k的频率依赖L-C电路。正k值允许非常窄带滤波器的实现。尽管该滤波器环境和其布局用来描述本发明，但这样的环境通过例子使用，而本发明可以用在其他环境中(例如，具有非相邻谐振器器件的其他滤波器器件，如集总元件准椭圆滤波器)。而且，这里通过例子使用通信和无线技术的环境。本发明的原理也能在其他环境中采用。因而，本发明不应该理解成由这样的例子限制。

如以上提到的那样，以前已经偿试利用非相邻寄生耦合在滤波器中引入传输零点。然而，这样的努力一般纯粹作为没有控制的寄生效应提供。这样一种偿试的一个例子在S.Ye和R.R Mansour的DESIGN OFMANIFOLD-COUPLED MULTIPLEXERS USINGSUPERCONDUCTIVE LUMPED ELEMENT FILTERS，p.191，IEEEMTT-S Digest(1994)中描述。还已经开发了其他技术以便人为地添加非相邻交叉耦合。这里一般已经努力引入使用一根适当定相传输线的传输零点。这些以后努力的例子可以在S.J.Hedges和R.G.Humphreys的ESTRACTED POLE PLANAR ELLIPTICAL FUNCTION FILTERS，p.97；和授予Hey-Shipton等的美国专利No.5,616,539中找到。然而，这些努力都没有提供精确的交叉耦合控制和优化滤波器性能的灵活性。

更具体地参照在Hey-Shipton专利中公开的器件，公开在多元件集总元件滤波器中在非相邻电容器垫之间的电容性元件(见例如该参考资料的图13)。谐振器的线性布置限制可在小基片上实现的元件数量，而连接线的相位要求限制交叉耦合。另外，Hey-Shipton专利没有公开或讲授任何抵消手段。

因此，本发明的一个特征在于，提供一种用于抵消技术以控制传输零点的位置(或减小交叉耦合)的方法和设备。另一种特征在于，提供闭合环路的使用以增强交叉耦合。通过提供增大或减小交叉耦合的装置，完成对非相邻谐振器器件交叉耦合的控制，并且优化滤波器的传输响应。

在本发明的一个最佳实施例中，为了增大非相邻元件的交叉耦合，在其之间提供一个闭合环路耦合元件。在本发明的一个第二最佳实施例中，为了减小非相邻元件的交叉耦合，提供串联电容性元件以抵消(或控制)过分感应交叉耦合。

因此，根据本发明的一个方面，提供有一种用于电信号的滤波器，包括：在微波传输带布局中的至少一对非相邻谐振器器件；和一个在至少一对非相邻谐振器器件之间的交叉耦合控制元件，其中优化滤波器的传输响应。

根据本发明的另一个方面，提供有一种带通滤波器，包括：多个L-C滤波器元件，所述L-C滤波器元件的每一个包括一个电感器和一个与电感器并联的电容器；多个Pi电容性元件，插入在L-C滤波器元件之间，其中一个集总元件滤波器借助于彼此非相邻的L-C滤波器元件的至少两个形成；及用来控制在非相邻L-C滤波器元件之间的交叉耦合的装置，其中实现准椭圆滤波器传输响应。

根据本发明的又一个方面，提供有一种控制在一个电信号滤波器中的交叉耦合的方法，包括步骤：连接多个L-C滤波器元件，L-C滤波器元件的每一个包括一个电感器和一个与电感器并联的电容器；在L-C滤波器元件的每一个之间插入一个Pi电容性元件，其中一个集总元件滤波器借助于彼此非相邻的L-C滤波器元件的至少两个形成；及在非相邻L-C滤波器元件之间插入一个用来控制在非相邻L-C滤波器元件之间的交叉耦合的装置，其中实现准椭圆滤波器传输响应。

根据本发明的又一个方面，提供有一种用于电信号的滤波器，包括：在微波传输带布局中的至少一对非相邻谐振器器件，其中在至少一对非相邻谐振器器件之间只有一个谐振器器件；和一个在至少一对非相邻谐振器器件之间的交叉耦合元件，其中优化滤波器的传输响应。

根据本发明的另一个方面，提供有一种控制在一个电信号滤波器中的交叉耦合的方法，包括步骤：连接多个L-C滤波器元件，L-C滤波器元件的每一个包括一个电感器和一个与电感器并联的电容器；在L-C滤波器元件的每一个之间插入一个Pi电容性元件，其中一个集总元件滤波器借助于彼此非相邻的L-C滤波器元件的至少两个和借助于在至少两个非相邻L-C滤波器元件之间的仅一个L-C滤波器元件形成；及在至少两个非相邻L-C滤波器元件之间插入一个交叉耦合元件，其中优化滤波器的传输响应。

借助于附属于本发明和形成其另外部分的权利要求书中的特殊性，指出其特征在于本发明的这些和其他优点及特征。然而，为了更好地理解本发明、通过其使用获得的优点和目的，应该参考形成其另外部分的附图和参考附属描述性材料，其中表明和描述本发明的最佳实施例。

在附图中，其中类似标号和字母在几个视图中指示对应元件：

图1是一种第n阶集总元件带通滤波器的电路模型，表示使所有电感器变换成相同电感值的管状结构。

图2是一种带有表示为L′(ω)的L-C滤波器元件设备的第n阶集总元件带通滤波器的电路模型。

图3是频率依赖电感器实现的布置的一个例子。

图4表明没有交叉耦合的集总元件滤波器的实现。

图5a表明用于切比雪夫实现和准椭圆实现的十二(12)极滤波器的模拟响应。

图5b是曲线图，表示增强滤波器裙部拒绝的准椭圆性能。

图6表明一个通过在非相邻谐振器器件之间提供一个串联电容性器件包括交叉耦合抵消的器件的示意表示。

图7a是在利用交叉耦合抵消的MgO基片上的HTS准椭圆滤波器的举例布局布置。

图7b是表明性曲线图，表示具有用来抵消(控制)交叉耦合的电容性器件的图7a的传输响应。

图8a和8b分别表明在没有交叉耦合抵消和带有交叉耦合抵消的MgO基片上的滤波器性能。

图9是利用一种具有交叉耦合抵消的集总元件滤波器的举例布置，该布置不包括并联的L-C频率指示器。

图10a表明在利用交叉耦合增强的LaAlO₃基片上的HTS滤波器的布局。

图10b是图10a的一个放大区域，表明在非相邻谐振器元件之间的闭合环路。

图10c是基于测量的曲线图，表明具有至-30dB的交叉耦合闭合环路增强的图10a的滤波器的传输响应。

图11a是在高侧具有两个传输零点和在低侧具有一个传输零点的10极滤波器的示意图。

图11b表明图11a中所示滤波器的HTS布置的布局。

图12a是在每侧具有两个传输零点的10极滤波器的示意图。

图12b表明图12a中所示滤波器的HTS布置的布局。

图13a是具有用于HTS微波传输带Pi谐振器的正交叉耦合的三联体的示意图。

图13b是具有用于HTS微波传输带Pi谐振器的负交叉耦合的三联体的示意图。

图14a-c表明用于微波传输带Pi谐振器的三种可能交叉耦合结构。

图15a-c分别表明图14a-c中所示三种可能交叉耦合结构的物理结构。

图16a-c表明对于一个具有传输线两部分的理想导纳转换器的Pi电容器网络的转换。

图17a表明能用于图14a中实际交叉耦合结构的等效网络。

图17b表明能用于图14b中实际交叉耦合结构的等效网络。

图17c表明能用于图14b-c中实际交叉耦合结构的等效网络。

图17d表明从图17a-c的等效网络变换的等效网络。

图18a表明6极准椭圆功能滤波器的交叉耦合方案。

图18b是基于测量的曲线图，表明图18a的滤波器的传输响应。

图19a表明10极准椭圆功能滤波器的交叉耦合方案。

图19b是曲线图，表明图19a的滤波器的模拟传输响应。

图19c是基于测量的曲线图，表明图19a的滤波器的传输响应。

图20a表明10极非对称滤波器的交叉耦合方案。

图20b是基于测量的曲线图，表明图20a的滤波器的传输响应。

图21a表明由四联体实现的6极准椭圆功能滤波器的交叉耦合方案。

图21b表明由三联体实现的6极准椭圆功能滤波器的交叉耦合方案。

图22是曲线图，表示图21a、图21b的及具有精调节交叉耦合的三联体的滤波器的传输响应。

本发明的原理应用于电信号的滤波。本发明的最佳设备和方法为传输零点的放置的控制而提供，以提供较大的裙部拒绝并且优化滤波器的传输响应曲线。提供增大或减小在非相邻谐振器元件之间的交叉耦合的装置，以便控制零点。

如以上提到的那样，本发明的最佳使用是在通信系统中，并且更具体地说是在无线通信系统中。然而，这种使用仅表明其中可以采用按照本发明原理建造的滤波器的方式。

其中可以采用本发明的最佳环境滤波器包括频率依赖L-C元件和相对于频率的正电感斜率的利用。就是说，有效电感随增大频率而增大。图1和2表示一个Pi电容器网络10，其中可以使用这样的频率依赖L-C元件。这样的网络由熟悉本专业的技术人员认识到，并因此在这里不再更详细地讨论。一般参照图1，表明示意Pi电容器建造块10。电路由在其之间布置一个电感元件11的电容性元件12组成。一个电容性元件13用在输入和输出处，以匹配适当的电路输入和输出阻抗。图1表明其中在一个类似的电感L处建立电感元件的每一个情形。在图2中，利用一个频率依赖的电感器器件30。因而电感成为L(ω)，而生成的L-C滤波器元件(在图2中表示得最好)是L′(ω)。

图3表明由叉指电容性元件36和一个半环路电感性元件34组成的L-C滤波器元件20。图4表明一种带-线布局，其中Pi电容器网络25由L-C滤波器元件20和电容器器件21形成。在本发明的最佳实施例中，然后可以改进这种布局，以彼此靠近地布置非相邻元件，如下面更详细描述的那样。

本发明的滤波器器件最好由能够产生高电路Q滤波器的材料建造，电路Q为至少10,000较好，电路Q为至少40,000更好。超导材料适用于高Q电路。超导体包括某些金属和金属合金，如铌以及某些钙钛矿氧化物，如Yba₂Cu₃O_7-*(YBCO)。超导体在基片上沉积的和构造器件的方法在先有技术中是熟知的，并且类似于在半导体工业中使用的方法。

在钙钛矿型高温氧化物超导体的情况下，沉积可以是任何已知的方法，包括溅射、激光烧蚀、化学沉积、或共蒸发。基片最好是与超导体晶格匹配的单晶体材料。在氧化物超导体与基片之间的中间缓冲层可以用来改进膜的质量。这样的缓冲层在先有技术中是已知的，并且例如在授予Newman等的美国专利No.5,132,282中描述，该专利由此通过参考包括在这里。用于氧化物超导体的适当介电基片包括蓝宝石(单晶Al₂O₃)、铝酸镧(LaAl₂O₃)、氧化镁(MgO)及钇稳定的锆(YSZ)。

现在转到图5b，表明表示改进滤波器裙部拒绝的准椭圆性能增强的曲线表示。图5b表明传输零点(或凹槽)提供带有需要的少数个极的较灵敏裙部拒绝。另外，这样的性能要求较低的损失或较小的Q。

利用在微波传输带设计中的这些原理，非相邻谐振器器件的交叉耦合可以有益地提供引入准椭圆性能的零点。然而，通过控制零点的放置，改进传输响应以进一步优化滤波器性能。

图6表明在太大交叉耦合的情况下，然后可以在非相邻谐振器器件之间采用电容性交叉耦合技术。在图6中，示意表明布置在非相邻谐振器器件71与72之间的串联电容器73。熟悉本专业的技术人员将认识到，在图6中有五对非相邻谐振器。然而，只有一对非相邻谐振器器件71和72、以及一个串联电容73特别标有数字指示。

图7a更具体地表明在其中可以采用交叉耦合抵消的MgO基片上的HTS准椭圆滤波器的布局。该MgO基片可以具有9.6的介电常数。根据在器件之间的距离，在非相邻器件之间以抵消交叉耦合的另外电容可以改进滤波器性能。

谐振器元件71和72通常包括由于其彼此邻近造成的交叉耦合。为了抵消(或控制)交叉耦合，把串联电容器73插入在布置在元件71与72之间的区域中。图7b表明具有交叉耦合的PCS D-Block(5MHz)滤波器的输出。用于这样一种滤波器的代表性参数包括1865-1870MHz滤波器通带频率，在离带裙部1MHz处有60dB的拒绝。

作为一个举例电路，所有电感器在具有100微米线宽的滤波器内都是相同的。所有叉指电容器指状物是50微米宽。该电容加载电路的等效电感在1.6GHz下是约12纳亨。整个滤波器结构可以构造在具有约10的介电常数的MgO基片上。基片是约0.5毫米厚。也用在这种滤波器中的其他基片能是铝酸镧和蓝宝石。

YBCO典型地使用反应共蒸发沉积在基片上，但也能使用溅射和激光烧蚀。一个缓冲层可以用在基片与YBCO层之间，特别是如果蓝宝石是基片的话。光刻用来摹制滤波器结构。

图8a和8b表明在不带有交叉耦合抵消(图8a)和带有交叉耦合抵消(图8b)的MgO基片上的滤波器性能。

如对于熟悉本技术的专业人员显然的那样，交叉耦合的原理可以用在其中不采用频率转换电感性元件的的环境中。例如，图9表明利用交叉耦合抵消的集总元件滤波器的代表性布置(不带有频率依赖电感器)。

现在转到图10a和10b，表明放置在LaAlO₃基片上的HTS滤波器。由于该基片呈现高介电常数，交叉耦合一般较低(部分基于在器件之间的距离)。因此，在这种类型的布置中，交叉耦合增强可能是必需的以优化滤波器性能。

图10b表示带有表明的非相邻谐振器器件61和62的放大区域。将理解，这样的器件61和62可以包括诸如图3中指示为20的元件之类的集总电容性感应元件。谐振器元件61和62在其之间包括一个其中由于在基片上的元件布置弱交叉耦合发生的区域。为了增强交叉耦合，一个环路器件63布置在其之间(例如，在以前没有元件驻留的区域中)。该闭合环路增强在器件61与62之间的交叉耦合。而且，因为以前没有器件布置在该区域内，所以辅助元件不要求在布置上的不动产，也不会干扰其他器件。要理解，能进行环路的多种选择，包括圆形、矩形、弧形、三角形及其组合。

图10c表明闭合环路器件63把传输零点电平增强到-30dB。这样一种滤波器在使用传输零点增强之前具有-70dB传输电平。

用于非相邻谐振器的交叉耦合的第二实施例

在以上讨论的四联体结构中有一些问题。对于四联体部分，第二阶交叉耦合，如在谐振器一与三、在谐振器一与五及在谐振器一与六之间的寄生交叉耦合干扰零点的布置，并且导致一种非对称滤波器。这些问题借助于一可选择实施例的使用克服，特别是在高温超导体(HTS)中的三联体(tri-section)交叉耦合。

当在交叉耦合非相邻谐振器之间仅有一个谐振器时，三联体交叉耦合产生。在三联体交叉耦中的交叉耦合值比对称四联体的大得多，并因而能显著减小寄生非相邻耦合的影响。另外，在利用三联体交叉耦合的滤波器中的每个零点独立地由一种交叉耦合控制，这种交叉耦合提供一种基本解决方案以补偿寄生非相邻耦合和非对称谐振器的影响，并因而使具有多个传输零点的HTS薄膜滤波器和对称频率响应是可能的。

图11a-b和12a-b是利用三联体交叉耦合的滤波器的举例示意和布局图。图11a表示一个在高侧具有两个传输零点而在低侧具有一个传输零点的10极滤波器。数字在他们中的圆，每个表示一个谐振器。图11b表明图11a中所示滤波器的HTS布局。在图11b中，交叉耦合元件100把谐振器元件102交叉耦合到谐振器元件104上。在交叉耦合谐振器102与104之间仅有一个谐振器103存在。交叉耦合元件110把谐振器104交叉耦合到谐振器106上。交叉耦合元件111把谐振器107交叉耦合到谐振器109上。交叉耦合元件100、110及111的示意表示也标识在图11a中。

图12a表明在每侧具有两个传输零点的10极滤波器。图12b表明图12a中所示滤波器的HTS布局。

图13a表示一个具有用于由一个理想导纳转换器实现的HTS微波传输带Pi谐振器的正交叉耦合的三联体。图13b表示一个具有用于由一个理想导纳转换器实现的HTS微波传输带Pi谐振器的负交叉耦合的三联体。一个带有一个正交叉耦合元件的三联体在滤波器高侧停止带上实现一个零点，而负交叉耦合元件在低侧上实现一个零点。由于微波传输带电路的平面结构的限制，对于交叉耦合结构需要一条辅助延伸线。图14a-c表示用于对微波传输带Pi谐振器的三联体交叉耦合结构的三种可能配置。这些耦合结构应该转换成一个能包括在滤波器结构中的等效网络。

图15a-c表示分别与图14a-c的结构相对应的三种可能物理结构。

如果元件尺寸比感兴趣的波长小得多(＜30°)，则能把交叉耦合元件模型化为Pi电容网络。该Pi电容网络对于窄带用途能由一个在其输入和输出处有辅助传输线的理想导纳转换器近似，如图16a-c中所示。图14a-c中所示的实际耦合结构然后能分别转换成图17a-c中的等效网络。在图17a、b及c中的等效网络能转换成图17d中的等效网络。过程是通过串级各个部分(即转换器、传输线或分路导纳)的矩阵计算每个网络的[ABCD]矩阵，并且匹配图17d中的网络的矩阵。结果总结如下：

由图17a至17d

J_{eff} = 1 / (- Jsi n^{2} \frac{θ_{c}}{2} / Y_{c}^{2} + co s^{2} \frac{θ_{c}}{2} / J);

B = \sin \frac{θ_{c}}{2} \cos \frac{θ_{c}}{2} (J / Y_{c} + Y_{c} / J) / (- Jsi n^{2} \frac{θ_{c}}{2} / Y_{c}^{2} + co s^{2} \frac{θ_{c}}{2} / J);

由图17b至17d

J_{eff} = \frac{J_{a} J_{b}}{Y_{c} \sin θ_{c}};

B_{1} = - J_{eff} (J_{a} / J_{b}) \cos θ_{c} = - \frac{J_{a}^{2}}{Y_{c}} \cot θ;

B_{2} = - J_{eff} (J_{b} / J_{a}) \cos θ_{c} = - \frac{J_{b}^{2}}{Y_{c}} \cot θ;

假定谐振器的电纳斜率参数是b，在谐振器与分路电纳的耦合k表示为：

k = \frac{1}{\sqrt{Q_{a} Q_{b}} \sin θ_{c}} = \frac{\sqrt{g_{a} g_{b}}}{\sin θ_{c}};

\frac{B_{1}}{b} = \frac{\cot θ_{c}}{Q_{a}};

\frac{B_{2}}{b} = \frac{\cot θ_{c}}{Q_{b}};

其中Q_a和Q_b是从传输线Y_c观察谐振器的外部Q，并且g_a和g_b是分别从耦合(通过谐振器)呈现给谐振器Y_c的输出导纳(对于b正交化)。

由图17c至17d

J_{eff} = \frac{J}{\cos θ_{C}};

B_{1} = \frac{- J_{2}^{2}}{Y_{C}} \tan θ_{C}; B_{2} = - Y_{C} \tan θ_{C}

用于利用三联交叉耦合的滤波器的滤波器结构/合成过程非常类似于全极滤波器的情形，如在Qiang Haung、Ji-Fuh Liang、Dawei Zhang及Guo-Chur Liang的“带有频率依赖电感器的管状带通滤波器的直接合成(Direct synthesis of tubular bandpass filters with frequency-dependentinductors)”，in 1998 IEEE Int.Microwave Symp.Dig.，1992年6月中表示的那样。把它总结如下：

1.使用耦合谐振器分析/合成技术以得到用于特定频率响应要求的要求耦合矩阵，

2.选择一种能是频率依赖的适当电感器L(W)，

3.按照在文章“带有频率依赖电感器的管状带通滤波器的直接合成”中的过程，得到谐振器和相邻耦合电容的LC值，

4.选择交叉耦合结构和计算非相邻耦合电容，

5.通过附近的谐振器吸收寄生电容，

6.使用以上结果以构造LC滤波器网络并且计算滤波器响应，

7.如有必要细微调节非相邻耦合电容以重新定位传输零点，撤回优化以恢复返回损失。

令人并不惊奇的是，从步骤1至6发现结构的初始响应通常相对于由理想耦合谐振器模型给出的原始响应具有一些差异。主要影响在于，在“带有频率依赖电感器的管状带通滤波器的直接合成”中计算耦合的导出公式是一种窄带近似，并且不考虑电感器的频率依赖。然而，初始响应足够靠近优化的一个，并且调谐/优化能用来恢复响应而没有任何麻烦。

值得注意的是，减小对薄膜电路的这种影响的努力仍然需要强调。基片材料的选择、谐振器结构及认真的布置是确定寄生耦合强度的主要因素。

下面提供的是在HTS中利用三联体谐振器的概念的滤波器的工作例子。

例I：六极准椭圆功能滤波器

在停止带每侧上有一个传输零点的6极准椭圆功能滤波器和测量结果的示意图表示在图18中。有数字在其中的圆表示谐振器。谐振器1至谐振器3的耦合通过Pi谐振器的分路电容器的直接耦合实现，而谐振器4至谐振器6的负交叉耦合由图14c中所示的结构实现。该例子和其他都基于一个20密耳厚LAO(er＝24.0)基片。

例II：具有对称和非对称传输零点的10极滤波器

在每侧有两个传输零点的10极准椭圆功能滤波器的交叉耦合方案、模拟响应及测量数据表示在图19中。在图19b中有两个模拟响应，一个来自LC模型，另一个来自各个物理结构的计算散布矩阵的串级。对于图19c中的测量响应，在低侧有一个辅助零点，这是由于微波传输带谐振器的寄生交叉耦合。在这种情况下，它不会显著影响滤波器的拒绝斜率。否则，稍微调节交叉耦合能恢复在通带边缘上的拒绝裙部的对称。有两个零点在停止带的高侧和一个零点在低侧的10极滤波器的交叉耦合方案和测量响应分别表示在图20a和b中。

例III：基于使用(a)一个四联体和(b)两个三联体的非对称Pi-谐振器的6极准椭圆功能滤波器

用来建造滤波器的HTS集总元件谐振器的电容器加载电感器具有一个谐振频率，该谐振频率比滤波器中心频率高，并且在滤波器停止带的高侧产生一个传输零点。因而，谐振器的响应相对于滤波器中心频率是非对称的。

由于该谐振器的非对称本质，用于对称传输实现的四联体将产生非对称拒绝裙部。图21a表明使用四联体部分的6极滤波器。图21b表明使用两个三联体的6极滤波器以实现在每个停止带中的单个传输零点。发现初始结构的滤波器响应对于四联体(CQ结构)或CT-I(直接从理想耦合矩阵转换的三联体结构I)方法是不对称的。然而，能调节CT-I结构的交叉耦合(并且指示为结构CT-II)以重新定位传输零点以恢复响应的对称。滤波器通过四联体、CQ、及三联体、CT-I及CT-H的响应表示在图22中。类似的原理能用来校正由于寄生或非理想非相邻耦合造成的滤波器与设计响应的拒绝偏差。

如对于熟悉本专业的技术人员显然的那样，这种样式交叉耦合的原理也可以用在其中不采用频率转换元件的环境中(例如，集总元件滤波器)。

要理解，本发明的原理适用于控制在非相邻谐振器件之间的交叉耦合以便改进滤波器性能。在这里提供的例子中，这以两种方式实现，即添加电感性或电容性元件。例子也表明控制可以基于利用的基片。

要理解，即使本发明的多个特征和优点、以及本发明的结构和功能的细节，已经在以上描述中叙述，但公开仅是说明性的，并且在细节上可以进行变化。其他修改和变化都在熟悉本专业技术人员的知识范围内，并且包括在附属权利要求书的宽广范围内。

Claims

1.一种用于电信号的滤波器，包括：

a.至少一对非相邻谐振器器件，在一种微波传输带布局中；和

b.一个交叉耦合控制元件，在至少一对非相邻谐振器器件之间，其中优化滤波器的传输响应。

2.根据权利要求1所述的滤波器，其中交叉耦合控制元件包括一个布置在非相邻谐振器器件对之间的电容性元件。

3.根据权利要求2所述的滤波器，其中电容性元件是连接到非相邻谐振器器件对每一个上的一个串联电容器元件。

4.根据权利要求1所述的滤波器，其中用来控制交叉耦合的装置包括一个布置在非相邻谐振器器件对之间的环路元件。

5.根据权利要求4所述的滤波器，其中闭合环路元件是一个通过非相邻谐振器器件对近似每一个的电感性环路。

6.根据权利要求1所述的滤波器，其中用来控制交叉耦合的装置包括一个电容性元件或一个电感性元件。

7.根据权利要求1所述的滤波器，其中微波传输带布局包括MgO、LaAlO₃、Al₂O₃或YSZ的一个介电基片。

8.根据权利要求6所述的滤波器，其中非相邻谐振器器件对的每一个包括一个电容性器件和一个电感性器件，以便形成一个集总元件器件。

9.根据权利要求8所述的滤波器，其中电容性器件、电感性器件及电容性或电感性元件由在介电基片上的一个导电材料形成。

10.根据权利要求9所述的滤波器，其中电容性器件由电感性器件的叉指化指状物形成。

11.根据权利要求1所述的滤波器，其中谐振器器件包括一种超导材料。

12.一种带通滤波器，包括：

a.多个L-C滤波器元件，所述L-C滤波器元件的每一个包括一个电感器和一个与电感器并联的电容器。

b.多个Pi电容性元件，插入在L-C滤波器元件之间，其中一个集总元件滤波器借助于是彼此非相邻的至少两个L-C滤波器元件形成；及

c.用来控制在非相邻L-C滤波器元件之间的交叉耦合的装置，其中实现准椭圆滤波器传输响应。

13.根据权利要求12所述的滤波器，其中用来控制交叉耦合的装置包括一个布置在非相邻L-C滤波器元件之间的电容性元件。

14.根据权利要求13所述的滤波器，其中电容性元件是连接到L-C滤波器元件上的一个串联电容器元件。

15.根据权利要求12所述的滤波器，其中用来控制交叉耦合的装置包括一个布置在L-C滤波器元件之间的闭合环路。

16.根据权利要求15所述的滤波器，其中闭合环路元件是一个通过L-C滤波器元件近似每一个的电感性环路。

17.根据权利要求12所述的滤波器，其中用来控制交叉耦合的装置包括一个电容性元件或一个电感性元件。

18.一种控制在电信号滤波器中的交叉耦合的方法，包括步骤：

a.连接多个L-C滤波器元件，L-C滤波器元件的每一个包括一个电感器和一个与电感器并联的电容器；

b.把一个Pi电容性元件插入在L-C滤波器元件的每一个之间，其中一个集总元件滤波器借助于是彼此非相邻的至少两个L-C滤波器元件形成；及

c.在非相邻L-C滤波器元件之间插入一个用来控制在非相邻L-C滤波器元件之间的交叉耦合的装置，其中实现准椭圆滤波器传输响应。

19.一种用于电信号的滤波器，包括：

a.至少一对非相邻谐振器器件，在微波传输带布局中包括一种超导材料，其中在至少一对非相邻谐振器器件之间仅有一个谐振器器件。

b.一个交叉耦合元件，在至少一对非相邻谐振器器件之间，其中优化滤波器的传输响应。

20.一种控制在电信号滤波器中的交叉耦合的方法，包括步骤：

a.连接多个L-C滤波器元件，L-C滤波器元件包括一种超导材料，L-C滤波器元件的每一个包括一个电感器和一个与电感器并联的电容器；

b.把一个Pi电容性元件插入在L-C滤波器元件的每一个之间，其中一个集总元件滤波器借助于是彼此非相邻的至少两个L-C滤波器元件和仅借助于在两个非相邻L-C滤波器元件之间的一个L-C滤波器元件形成；及

c.在至少两个非相邻L-C滤波器元件之间插入一个交叉耦合元件，其中优化滤波器的传输响应。

21.根据权利要求1所述的滤波器，其中在非相邻谐振器器件之间仅有一个谐振器器件。

22.根据权利要求12所述的带通滤波器，其中在非相邻L-C滤波器元件之间仅有一个L-C滤波器元件。

23.根据权利要求18所述的方法，其中在非相邻L-C滤波器元件之间仅有一个L-C滤波器元件。