CN1342003A - 用于光网络的比特速率检测电路和算法 - Google Patents

Abstract

揭示了光网络中的接收机,它具有用于自动检测输入信号数据比特速率的比特速率检测电路,以便自动调节接收机中的压控振荡器的频率。该接收机具有数据速率检测和频率调节电路,可以自动检测输入信号的数据速率和按照输入信号的数据速率自动调节接收机中的VCO的频率。数据速率检测和频率调节电路通过把输入信号变换成随输入信号的数据速率变化的DC电压值,而检测输入信号的数据速率。

Description

用于光网络的比特速率检测电路和算法

本发明总的涉及用于光网络的比特速率检测电路，具体地，本发明涉及用于自动检测数据比特速率的方法和比特速率检测电路，以便增强端到端的透明性和抑制光网络中的抖动。

在波分复用(WDM)和铒掺杂光纤放大器(EDFA)的光网络系统中，随着传输的数据通过系统中不同的模块，抖动在系统中累积，以及这样的抖动累积会影响WDM系统的端到端透明性。随着抖动在系统中累积，系统的误码率也增加，典型的数字系统只能容忍10^-12的误码率。为了抑制在光网络中出现的抖动，光网络典型地采用时钟和数据恢复(CDR)电路来提取和重新产生时钟信号以及通过使用提取的时钟信号来重新定时数据。

图1显示光网络中用于接收发送的数据信号的现有技术接收机10。接收机10包括：光电二极管11，低噪声放大器12，限幅放大器13和CDR电路15。光电二极管11接收从光纤发出的光输入数据信号，和把输入数据信号中的光能量变换成低电平电流，后者可被使用来产生电信号。低噪声放大器12接收来自光电二极管11的低电平信号电流，以及放大该信号以使得附加的处理将不会很大地施加到信号中的噪声上。低噪声放大器12把低电平信号电流变换成电压信号，用于以后的处理。图2a所示的互阻抗放大器20可被用作为低噪声放大器12。此外，低噪声放大器12降低由光电二极管11输出的信号的带宽。基本上，除了低噪声放大器12具有比典型的低通滤波器高得多的截止频率，例如2.8GHz以外，低噪声放大器12起到类似于低通滤波器的作用。

限幅放大器13接收低噪声放大器12的输出，以及用来隔离接收机10使其免除处理信号强度的偏差和改变。限幅放大器13也执行噪声整形。限幅放大器13包含限幅器或自动增益控制电路来提供适当的信号电平给CDR15，而不管低噪声放大器12的输出功率。如果输入电压电平大于某个门限值Vth，则限幅放大器13输出恒定电平输出电压Vconst，如图2b所示。因此，即使输入信号具有低的幅度和功率，限幅放大器13也将输入信号变成适当的幅度和功率电平。

CDR15从输入数据信号恢复定时信息，以及以适当的定时或时刻采样来自限幅放大器13的输入数据流。图2c显示可被使用于CDR15的典型的CDR30的方框图。CDR30使用锁相环(PLL)31来从输入数据信号中恢复时钟。CDR30包括：边沿检测器35，锁相环(PLL)31，和可以是D触发器的判决电路36。PLL31包括：鉴相器32，环路滤波器33和压控振荡器(VCO)34。PLL31的输出被输入到判决电路36。在CDR30中，边沿检测器35首先接收输入数据信号，然后来自边沿检测器35的输入数据导出的信号被输入到鉴相器32，后者用作为混频器，把边沿检测的输入信号外差到基带。鉴相器32接收来自边沿检测器35的输入数据导出的信号和由VCO34输出的时钟信号，以及产生一个电压，该电压正比于来自边沿检测器35的输入数据导出的信号与来自VCO34的时钟信号之间的相位差。鉴相器32的输出被输入到环路滤波器33，以及环路滤波器33输出控制信号，控制VCO34的时钟。以上处理过程重复进行，直至相位差变成为零为止(即，直至输入数据信号与VCO34的时钟信号之间的频率或相位差接近或等于零为止)。

换句话说，PLL31通过使用鉴相器32产生相位误差信号而基本上跟踪边沿检测信号的相位，用环路滤波器33滤波相位误差信号和通过使用滤波的信号调节VCO34的频率，这样VCO34的频率就同步到输入数据速率(即，输入信号的数据速率或频率)。VCO34的输出，即输入数据信号的再生的时钟信号，被输入到可以是D触发器的判决电路36，以使得输入数据以正确的速率被采样。换句话说，假定判决电路36是D触发器，VCO34的输出被输入到D触发器的CK(时钟)输入端，以使得被D触发器接收的输入数据信号被重新定时或以正确的频率被采样。

虽然如果输入数据速率被固定在某个频率，诸如155Mbps或1.25Gbps，现有技术接收机10可正确地工作，但如果输入数据信号的频率(即，输入数据速率)在很宽的范围内变动，则现有技术接收机10将会在处理输入数据信号上存在问题，因为VCO34的频率需要被设置一个在近似匹配于输入数据信号频率的速率上。例如，如果输入数据速率是2.5Gbps和VCO的频率被设置为155MHz，则接收机10将不能处理输入数据信号，因为PLL31由于VCO的频率完全与输入信号数据速率失配而将不能锁定到输入信号。具有155MHz的时钟频率的VCO将不能产生2.5GHz频率的时钟信号。然而，在今天的通信系统中，信号数据速率在从125Mbps到10Gbps的很宽的范围内变动。因此，如果现有技术接收机10被使用来接收机具有很宽地变动的频率速率的输入数据信号，则VCO34的频率需要每次手工改变，以便在输入信号的频率改变很大时近似匹配于输入信号数据速率，而且，VCO频率的这样的重新设置会是很麻烦的处理过程，它可能妨碍接收机10的平滑运行。

所以，需要一种接收机，能自动检测输入数据信号的频率，相对于输入数据信号的频率的改变而自动调节VCO的频率，以及在抑制抖动的同时保持输入数据的透明性。

本发明的目的是给光网络中的接收机配备以用于自动检测输入信号数据比特速率的比特速率检测电路，以便自动调节接收机中的压控振荡器的频率，它在实际用途上消除了上述的限制。

按照本发明的实施例的接收机具有数据速率检测和频率调节电路，可以自动检测输入信号的数据速率和按照输入信号的数据速率自动调节接收机中的VCO的频率。

接收机首先通过光电二极管接收输入信号。光电二极管输出相应于输入信号的低电平电流，以及低噪声放大器把低电平电流变换成电压信号，用于以后的处理。限幅放大器接收低噪声放大器的输出，以及用来隔离接收机10使其免除处理信号强度的偏差和改变。如果输入电压大于某个门限值的话，限幅放大器就输出恒定电平电压。

数据速率检测和频率调节电路接收限幅放大器的输出，以便确定输入信号的数据速率。低通滤波器首先滤除来自输入信号的高频分量，包括在高频中存在的白噪声和热噪声。AC(交流)功率计把来自低通滤波器的输出变换成DC电压值，该电压值相对于输入信号的数据速率变化。对数放大器接收DC(直流)电压值，以及把DC电压值变换成另一个DC电压值，以使得新的DC电压值相对于输入信号的数据速率的变化是线性的。因此，具有不同数据速率的信号产生不同的输出DC电压。控制器接收来自对数放大器的输出DC电压，以及根据DC电压值确定输入信号的数据速率。因为由对数放大器输出的DC电压值随输入信号的数据速率而变化，所以控制器能够精确地确定数据速率。在确定数据速率后，控制器改变VCO的频率使之与输入信号数据速率相匹配，这样，接收机中的时钟和数据恢复电路能够正确地处理输入数据信号。

通过结合附图从以下的详细说明将明白本发明的其它特性和优点，这些附图通过例子显示本发明的实施例的各种特性。

当结合附图参考以下的详细说明时可以更了解本发明的以上的和其它的目的、特怔和优点，其中：

图1是现有技术光网络接收机的方框图。

图2a是互阻抗放大器的电路图。

图2b显示限幅放大器的输出信号。

图2c是时钟和数据恢复电路的方框图。

图3是按照本发明的实施例的光网络接收机的方框图。

图4显示由限幅放大器产生的NRZ信号。

图4a显示NRZ信号的功率谱密度。

图5a显示按照本发明的实施例的、低通滤波器的归一化功率谱密度和限幅放大器的输出信号。

图5b显示按照本发明的实施例的、低通滤波器的输出信号的功率谱密度。

图5c显示按照本发明的实施例的、低通滤波器的归一化功率谱密度和限幅放大器的输出信号。

图5d显示按照本发明的实施例的、低通滤波器的输出信号的功率谱密度。

图6显示按照本发明的实施例的AC功率计的输出。

图7显示按照本发明的实施例的对数放大器的示意图。

图8显示对数放大器的输出。

图3显示按照本发明的实施例的、光网络接收机100的结构。接收机100包括：光电二极管110，低噪声放大器120，限幅放大器130，数据速率检测和频率调节电路200和CDR180。数据速率检测和频率调节电路200包括：低通滤波器140，AC功率计150，对数放大器160，和控制电路170。

光电二极管110接收从光纤发出的光输入数据信号，和把输入数据信号中的光能量变换成低电平电流，该电流可被使用来产生电信号。低噪声放大器120接收来自光电二极管110的低电平信号电流，以及放大该信号以使得附加的处理将不会很大地施加到信号中的噪声上。低噪声放大器120把低电平信号电流变换成电压信号，用于以后的处理。

图2a所示的互阻抗放大器20可被用作为低噪声放大器120。此外，低噪声放大器120降低由光电二极管110输出的信号的带宽。基本上，除了低噪声放大器120具有比典型的低通滤波器高得多的截止频率以外，低噪声放大器120起到类似于低通滤波器的作用，如以上讨论的。

限幅放大器130接收低噪声放大器120的输出，以及用来隔离接收机100使其免除处理信号强度的偏差和改变。限幅放大器130也执行噪声整形。限幅放大器130包含限幅器或自动增益控制电路来提供适当的信号电平给CDR180和低通滤波器140，而不管低噪声放大器120的输出功率。如果输入电压电平大于某个门限值(Vth)，则限幅放大器130输出恒定电平电压(Vconst)，如图2b所示。

在大多数强度调制-直接检测(IM-DD)光网络系统中，非归零(NRZ)格式被使用于基带信号。图4显示可由限幅放大器130产生的NRZ信号。图4所示的NRZ信号具有“A”的幅度、“T”的周期和“r”＝1/T的数据速率。由限幅放大器130输出的所有信号具有“A”的幅度，因为如果输入电压电平大于某个门限值，则限幅放大器130输出恒定电平电压。图4a显示NRZ信号的功率谱密度，它计量信号相对于频率的功率。NRZ信号的功率谱密度函数由以下方程给出：S(f)＝A²Tsinc²(fT)＝(A²/r)sinc²(f/r)。应当指出，在图4a上，最高功率电平是A²T，所以如果NRZ信号的频率增加，则峰值功率电平会按比例地降低，因为r＝1/T。如图4a所示，绝大多数(约99％)的信号功率被限制在1/T以下的频率。因此，具有大于1/T的频率的所有信号分量对NRZ信号的功率没有很大的作用。

限幅放大器130的输出被输入到低通滤波器140。低通滤波器140具有系统函数h(t)，它在富利叶变换后等于H(f)，即，F(h(t))＝H(f)。

令x(t)＝限幅放大器130的输出；

R_Q(τ)＝x(t)的自相关函数；

F(R_Q(τ))＝S(f)＝x(t)的功率谱密度函数＝A²Tsinc²(fT)；

b(t)＝低通滤波器140的输出的功率谱密度函数＝s(t)*h(t)；其中*＝卷积；

F(b(t))＝B(f)＝S(f)×|H(f)|²。因此，低通滤波器140的输出信号的功率谱密度函数等于S(f)×|H(f)|²。

图5a显示限幅放大器130的输出信号x1(t)的归一化功率谱密度S1(f)和低通滤波器140的系统函数H(f)。曲线200表示功率谱密度S1(f)，以及曲线210表示H(f)，它具有“fcutoff”的截止频率。输出信号x1(t)具有“f1”的数据速率(即，r＝f1)。S1(f)的峰值是A²/f1，以及A²/f1＞1。当S1(f)通过具有系统函数H的低通滤波器140时，低通滤波器140输出B1(f)，它等于S1(f)×H(f)(即，B1(f)是低通滤波器140的输出信号的功率谱密度函数)。图5b显示由曲线220表示的功率谱密度B1(f)。如曲线220所示，低通滤波器140从S1(f)中滤除所有大于fcutoff的频率分量。

图5c显示限幅放大器130的输出信号x2(t)的归一化功率谱密度S2(f)和低通滤波器140的系统函数H(f)。x2(t)具有“f2”的数据速率(r＝f2，和f2＞＞f1)以及用曲线235表示。S2(f)的峰值是A²/f2，以及A²/f2＜1。当S2(f)通过具有系统函数H(f)的低通滤波器140时，低通滤波器140输出B2(f)，它等于S2(f)×H(f)。图5d显示由曲线240表示的功率谱密度B2(f)。如曲线240所示，低通滤波器140从S2(f)中滤除所有大于fcutoff的频率分量。

AC功率计150接收低通滤波器140的输出信号，以及输出代表在低通滤波器140的输出信号中存在的的总的功率的DC电压。AC功率计150首先完成以下函数：

TOTAL_POWER(r)＝在低通滤波器140的输出信号中存在的总的功率 $={\∫}_0^{\mathrm{fcutoff}}B\left(f\right)\mathrm{df}={\∫}_0^{\mathrm{fcutoff}}S\left(f\right)\mathrm{df}={\∫}^0\frac{A^2}{r}\sin c^2\left(\frac{f}{r}\right)\mathrm{df}=\frac{A^2}{r}{\∫}_0^{\mathrm{fcutoff}}\sin c^2\left(\frac{f}{r}\right)\mathrm{df};$ r＝输入数据速率。

TOTAL_POWER等于曲线B(f)下面的面积，表示低通滤波器140的输出信号的总的功率。如上面的公式所示，TOTAL_POWER(r)随输入数据速率“r”增加而减小。

在计算TOTAL_POWER之后，AC功率计150计算代表TOTAL_POWER的Vrms值，以及输出代表Vrms值的DC电压值。在本发明的某些实施例中，Vrms值和输出DC电压是通过使用下式计算的： $\mathrm{TOTAL}\_\mathrm{POWER}=\frac{{\left(\mathrm{Vrms}\right)}^2}{R};$ R＝1Ω，则 $\mathrm{Vrms}=\sqrt{\mathrm{TOTAL}\_\mathrm{POWER}}$

以及输出代表Vrms值的DC电压＝Vrms。

令ACOUT(r)＝代表Vrms值的DC电压值＝AC功率计150的输出；r＝输入数据速率。

ACOUT(r)的数值取决于输入信号的数据速率，如下面的表1所示。例如，如图5b和5d所示，在曲线B1(f)下面的面积(由阴影线区域225表示)大于在曲线B2(f)下面的面积(由阴影线区域245表示)，因为A²/f1＞A²/f2。因此，对于f1的输入数据速率的TOTAL_POWER大于对于f2的输入数据速率的TOTAL_POWER。结果，ACOUT(f1)大于ACOUT(f2)。换句话说，ACOUT(r)的数值按照由接收机100接收的输入信号的数据速率改变。表1列出基于输入数据速率的ACOUT的某些示例值。

输入数据速率	ACOUT(r)
		125Mbps	1612mV
155Mbps	1346mV
		200Mbps	1100mV
622Mbps	459mV
		1200Mbps	276mV
2500Mbps	176mV

               表1

如表1所示，ACOUT值随输入数据速率增加而减小，因为TOTAL_POWER也随输入数据速率增加而减小。所以，数据速率检测和频率调节电路200能够检测输入信号的数据速率，因为ACOUT相对于数据速率而改变。

ACOUT(r)的值相对于输入信号的数据速率是非线性的，如图6所示。曲线250代表相对输入数据速率的AC功率计的输出ACOUT(r)。对数放大器160接收AC功率计160的输出ACOUT，以及把ACOUT相对于输入数据速率线性化。图7显示对数放大器160。对数放大器160通过电阻R1接收ACOUT，以及通过电阻R2被连接到参考电压V_REF。对数放大器的输出VL_OUT被计算如下：

VL_OUT(r)＝KLog(11/12)，其中11＝ACOUT(r)/R1，12＝V_REF/R2，以及K＝常数。

通过调节V_REF、R1和R2的值，对数放大器160的输出VL_OUT可被调节。在本发明的优选实施例中，V_REF、R1和R2的值被调节，以使得VL_OUT对于输入信号的数据速率是线性的。图8显示VL_OUT对于输入数据速率的关系。

控制电路170接收对数放大器160的输出。在本发明的优选实施例中，控制电路170可以是微处理器、CPU或控制器。控制电路170包含预定的数据表，它列出各个VL_OUT数值与相应的输入数据速率。表2列出VL_OUT的某些示例性值和相应的输入数据速率。

输入数据速率	VLOUT(r)
		125Mbps	2140mV
155Mbps	1721mV
		200Mbps	1411mV
622Mbps	1021mV
		1200Mbps	592mV
2500Mbps	152mV

      表2

控制电路170接收对数放大器160的输出，以及通过参照预定的数据表来确定输入信号的数据速率，因为不同的数据速率产生不同的VL_OUT数值。例如，如表2所示，如果对数放大器160的输出是2.0V，则输入信号的数据速率被确定为155Mbps。如果VL_OUT的数值在预定的表内没有被列出，则相应的输入数据速率是通过内插预定表中的数据而被计算的。在确定输入数据速率以后，控制器170通过发送控制信号给VCO相应调节它的频率，而调节CDR180中的VCO的频率，以便匹配到输入信号数据速率。CDR180的功能类似于上述CDR30的功能，这样，接收机100自动确定输入信号数据速率和自动调节CDR180中的VCO的频率，使它匹配到输入信号数据速率，以使得CDR180中的PLL将锁定到输入信号。

本发明的另一个优点在于，按照本发明的优选实施例的数据速率检测和频率调节电路200只需要处理低频信号，因为低通滤波器140滤除了高频信号。所以，本发明的实施例节省了用于数据速率检测和频率调节电路200的设计与制造费用，因为处理高频信号的附加电路不需要被包括在数据速率检测和频率调节电路200中。

另外，数据速率检测和频率调节电路200减小了在输入信号的所有频率中存在的噪声，包括白噪声和热噪声，因为低通滤波器140滤除了大于fcutoff的所有频率，包括在大于fcutoff的频率上的噪声。因此，本发明的数据速率检测和频率调节电路200精确地确定输入信号数据速率，因为低通滤波器140去除了在大于fcutoff的频率上的所有噪声。数据速率检测和频率调节电路200只需要处理在低于fcutoff的频率上的噪声，由此，提高了数据速率检测的精度。虽然本发明是参照本发明的某些优选实施例被显示和描述的，但本领域技术人员将会看到，在不脱离由附属权利要求规定的本发明的精神和范围的情况下，可以作出在形式和细节上的各种变化。

Claims (31)

1.光网络系统中用于处理输入数据信号的接收机，所述接收机包括：

光电二极管，用于接收从光纤发出的输入数据信号，每个输入数据信号具有一个数据速率；

放大器，用于把输入数据信号放大到适当的电压电平；

时钟和数据恢复电路(CDR)，用于通过从输入数据信号提取时钟信息而重新产生输入数据信号；以及

数据速率检测电路，用于通过确定在每个输入数据信号中存在的功率而确定每个输入数据信号的数据速率。

2.权利要求1的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路调节在CDR中的锁相环的输出频率，以使得输出频率近似匹配到每个输入数据信号的确定的数据速率。

3.权利要求1的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路包括：

低通滤波器，用于滤除来自每个输入数据信号的高频分量，以及输出在每个输入数据信号中的低频分量。

4.权利要求3的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路还包括：

AC功率计，用于通过计算在每个输入数据信号的低频分量中存在的总的功率，而确定在每个输入数据信号中存在的功率，

其中AC功率计输出电压信号，它是低频分量中存在的总的功率的函数。

5.权利要求4的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路还包括：

控制电路，用于根据由AC功率计输出的电压信号确定每个输入数据信号的数据速率，以及用于输出控制信号来调节在CDR中的压控振荡器的频率，以便近似匹配确定的数据速率。

6.权利要求5的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路还包括：

对数放大器，用于把由AC功率计输出的电压信号相对于输入数据信号的数据速率线性化。

7.权利要求4的接收机，其特征在于，其中在低频分量中存在的总的功率量依赖于每个输入数据信号的数据速率，以及总的功率通过下式进行计算：

，其中fcutoff＝低通滤波器的截止频率，以及B(f)＝输入信号的低频分量的功率谱密度函数。

8.权利要求7的接收机，其特征在于，其中AC功率计通过计算代表总的功率的Vrms值而计算输出电压信号。

9.权利要求4的接收机，其特征在于，其中由AC功率计输出的电压信号反比于每个输入数据信号的数据速率。

10.权利要求5的接收机，其特征在于，其中控制电路通过把输出电压信号与相应于预定数据速率的预定电压信号进行比较而确定数据速率。

11.光网络中用于处理信号的接收机，所述接收机包括：

光电二极管，用于接收从光纤发出的输入数据信号，每个输入数据信号具有一个数据速率；

放大器，用于把输入数据信号放大到适当的电压电平；

时钟和数据恢复电路(CDR)，用于从输入数据信号提取时钟信号和根据提取的时钟信号重新定时输入数据信号，所述CDR包括带有压控振荡器(VCO)的锁相环(PLL)，用于重新产生提取的时钟信号；以及

数据速率检测电路，用于确定每个输入数据信号的数据速率和调节VCO的频率，以便近似匹配到每个输入数据信号的数据速率。

12.权利要求11的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路包括：

低通滤波器，用于接收来自放大器的输入数据信号和滤除来自每个输入数据信号的高频分量，所述低通滤波器输出每个输入数据信号的低频分量；以及

AC功率计，用于计算在每个输入数据信号的低频分量中存在的总的功率，和用于输出代表总的功率的电压信号。

13.权利要求12的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路还包括：

控制器，用于根据由AC功率计输出的电压信号确定每个输入数据信号的数据速率，以及用于发送控制信号，以便按照确定的数据速率改变VCO的频率，其中电压信号是每个输入数据信号的数据速率的函数。

14.权利要求13的接收机，其特征在于，其中数据速率检测电路还包括：

对数放大器，用于把由AC功率计输出的电压信号相对于输入数据信号的数据速率线性化，以及输出线性化的电压信号。

15.权利要求12的接收机，其特征在于，其中总的功率通过下式进行计算：

其中fcutoff=低通滤波器的截止频率，以及B(f)=输入信号的低频分量的功率谱密度函数。

16.权利要求12的接收机，其特征在于，其中AC功率计通过计算代表总的功率的Vrms值而计算输出电压信号。

17.权利要求12的接收机，其特征在于，其中由AC功率计输出的电压信号反比于每个输入数据信号的数据速率。

18.权利要求14的接收机，其特征在于，其中控制器通过把输出电压信号与相应于预定数据速率的预定电压信号进行比较而确定数据速率。

19.权利要求13的接收机，其特征在于，其中控制器是微处理器。

20.权利要求11的接收机，其特征在于，其中PLL包括鉴相器和环路滤波器。

21.光网络系统中确定输入数据信号的数据速率的方法，所述方法包括以下步骤：

滤除来自输入数据信号的高频分量，以及输出输入数据信号的低频分量；

计算在输入数据信号的低频分量中存在的功率；以及

输出电压信号，它是在输入数据信号的低频分量中存在的功率的函数。

22.权利要求21的方法，其特征在于，其中在低频分量中存在的功率量取决于输入数据信号的数据速率。

23.权利要求21的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

根据输出的电压信号确定输入数据信号的数据速率，

其中输出的电压信号是输入数据信号的数据速率的函数。

24.权利要求23的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

把输出的电压信号相对于输入数据信号的数据速率线性化。

25.权利要求24的方法，其特征在于，其中输入数据信号的数据速率是通过把线性化的输出电压信号与相应于预定数据速率的预定电压信号进行比较而被确定的。

26.权利要求25的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

输出控制信号，以便根据确定的数据速率来调节压控振荡器的频率。

27.用于确定输入数据信号的数据速率的数据速率检测电路，所述数据速率检测电路包括：

低通滤波器，用于滤除来自输入数据信号的高频分量，以及输出在输入数据信号中的低频分量；以及

AC功率计，用于确定在输入数据信号的低频分量中存在的功率和用于输出电压信号，它是输入数据信号的低频分量中存在的功率的函数，

其中在低频分量中存在的功率量取决于输入数据信号的数据速率。

28.权利要求27的数据速率检测电路，其特征在于，还包括：

控制电路，用于根据由AC功率计输出的电压信号确定输入数据信号的数据速率。

29.权利要求28的数据速率检测电路，其特征在于，还包括：

对数放大器，用于把由AC功率计输出的电压信号相对于输入数据信号的数据速率线性化。

30.权利要求29的数据速率检测电路，其特征在于，其中控制电路通过把输出电压信号与相应于预定数据速率的预定电压信号进行比较而确定数据速率。

31.权利要求27的数据速率检测电路，其特征在于，其中由AC功率计输出的电压信号反比于输入数据信号的数据速率。

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