CN1333381C - 具有能量恢复的矩阵显示驱动器 - Google Patents

Abstract

在具有能量恢复电感器(L1)的矩阵显示驱动电路中，开关电路(S3、D3、S6、D9)与电感器(L1)并联，从而在环路中保持尽可能小的电感电流(IL1)，并且使电感器(L1)两端的电压尽可能低。因此，存储在电感器中的能量较低，同时由具有寄生电容Cj的电感器(L1)的寄生谐振所引起的EMI将会被有效降低。

Description

具有能量恢复的矩阵显示驱动器

技术领域

本发明涉及一种能量恢复矩阵显示驱动电路，以及具有这种驱动电路的矩阵显示设备。

背景技术

在矩阵显示器的电极间需要交变电压，此类显示器如LCD、等离子显示屏(PDP)、等离子寻址液晶显示器(PALC)、和电致发光显示板(EL)。由于在电极间存在电容，而且需要交变电压的陡斜率，这就需要较大的充电或放电电流以反转电容电压的极性。为了使极性反转时的功耗最小化，我们从EP-A-0548051和EP-A-0704834中了解到包含能量恢复电路的驱动电路，在其中，外部电感形成了具有电容的谐振电路。这两种已有技术公开了一种用于PDP的能量恢复电路。

我们可以在子场(sub-field)模式中驱动PDP，其中在将要显示的视频信息的一场或一帧期间，会出现多个连续的子场或帧。子场包含寻址阶段和持续阶段。在寻址阶段，通常是逐个选择等离子行，并在所选行的像素中写入与将被显示的视频信息一致的数据。在持续阶段，根据子场的权重产生若干持续脉冲。为了在持续阶段产生光而在寻址阶段预先充电的像素将在该持续阶段发出与该子场的权重相对应的光量。在视频信息的场或帧周期中，由一个像素产生的光的总量一方面依靠子场的权重而定，另一方面则依靠为了产生光而在其中预充电像素的子场而定。

在PDP中，电极可以是扫描电极和公用电极。扫描电极和公用电极合作形成成对的电极，每一对电极与等离子通道之一相关联。在持续阶段，这些电极对由完全桥式电路生成的反相方波电压驱动。完全桥式电路包括第一和第二可控开关的第一串联排列，第三和第四可控开关的第二串联排列。第一和第二开关的主电流路径的结点连接到扫描电极。第三和第四开关的主电流路径的结点连接到公用电极。第一串联排列和第二串联排列并联于电源终端之间。第一开关的主电流路径在扫描电极和第一个电源终端之间，第三开关的主电流路径在公用电极和上述的第一个电源终端之间。在持续周期的第一阶段，当两个开关闭合时另两个开关断开，因此由电源提供的电源电压可用于合作的电极间的第一极性，并且因此将此电压加在电容上。在持续周期的第二阶段，在第一阶段断开的开关现在闭合，同时，在第一阶段闭合的开关现在断开，因此电源提供的电源电压可用于合作的电极间的反转极性。

图1和图2给出了这个已有技术的电路及其操作的详细说明。

尽管已有技术的能量恢复电路提供了有效的能量恢复，但是此电路产生了大量的电磁干扰(EMI)。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种电磁干扰较小的有效的能量恢复电路。

为此，本发明的第一方面提供了能量恢复矩阵显示驱动电路，用以在电容负载(CL)两端产生具有周期性变化的极性的电压(Vc)，所述驱动电路包括：耦合到电容性负载(CL)的电感器(L1)，第一开关(S1)，用于在谐振周期(Tr)生成包括电感器(L1)和电容性负载(CL)的谐振电路，从而使所述电压(Vc)从第一极性变为第二极性；第二开关(S2)，在谐振周期之后，使电容性负载(CL)与具有第二极性的电源电压(Vcc)耦合，与电感器(L1)并联的开关电路(S3、D3、S6、D9)，用于使电流(IL1)在所述开关电路和所述电感器(L1)构成的环路中的电感器(L1)中循环，所述环路的闭合不迟于所述电流(IL1)在谐振周期(Tr)末改变极性的时刻，以及控制电路(CC)，用于控制第一开关(S1)、第二开关(S2)和开关电路进行周期性地开关。本发明的第二方面提供包含这种能量恢复矩阵显示驱动电路的矩阵显示设备，其中包括具有与交叉电极相关的像素矩阵的平板矩阵显示器、能量恢复矩阵显示驱动电路，用于在电容负载(CL)两端产生具有周期性变化的极性的电压(Vc)，所述驱动电路包括：与电容性负载(CL)耦合的电感器(L1)，第一开关(S1)，用于在谐振周期(Tr)生成包括电感器(L1)和电容性负载(CL)的谐振电路，从而使所述电压(Vc)从第一极性变为第二极性；第二开关(S2)，在谐振周期(Tr)之后，使电容性负载(CL)与具有第二极性的电源电压(Vcc)耦合，与电感器(L1)并联的开关电路(S3、D3、S6、D9)，用于使电流(IL1)在所述开关电路和所述电感器(L1)构成的环路中的电感器(L1)中循环，所述环路的闭合不迟于所述电流(IL1)在谐振周期(Tr)末改变极性的时刻，以及控制电路(CC)，用于控制第一开关(S1)、第二开关(S2)以及开关电路进行周期性地开关。各个优选实施例在从属权利要求中定义。

在谐振周期末，当通过电感器的电流改变极性时，此电流必须沿着一个路径而行，此路径始于电感器的一端，止于电感器的另一端。在已有技术中，此电流必须流经几个二极管和其中的一个完全桥式开关(它在以下的说明书和权利要求中被称作第二开关)。因此，此电流将流经一个大范围的环路并且因此产生一个大电磁场。在一个实际实施方案中，由于该第二开关必须耐高压，所以其阻抗相当高。因此，加在电感器上的电压将会相当高，因而电感器中存储的能量也相当高。由于用以连接电感器和电容以形成谐振电路的开关(此开关在下面的说明书和权利要求中被称作第一开关)在谐振周期末或之后必须断开，以在下一个谐振周期开始时允许将电容性负载两端的电压极性改变为与第一谐振周期相反的方向，因此，在连接到第一开关的电感器的一端，存储在电感器中的能量将利用寄生电容产生高频振荡。

本发明是基于以下的认识，即此高频振荡是产生EMI的主要因素。实际上，已有技术中的问题在下述情况下更为严重，即经过第二开关的环路中的电流必须流经两个或三个二极管，从而在电感器两端产生一个电压，此电压是两个或三个二极管的正向电压和第二开关两端电压之和。

在根据本发明的电路中，一个额外的开关电路与电感器并联，以使上面所提到的环路中的电流保持尽可能的小。此外，在实际操作中，该开关电路必须比第二开关经受低的电压，并且将具有较低的阻抗。但最重要的是，那两个或三个二极管并不在环路中。即使需要单向开关电路，在环路中也只有一个而不是两个或三个二极管。因此，在根据本发明的电路中，与已有技术相比，电感器两端的电压显著降低。因此，存储在电感器中的能量更低，而且，可以显著降低由寄生谐振引起的EMI。

在本发明的一个实施例中，开关电路包括一个二极管和一个可控开关的串联排列。与只有一个可控开关相比，其优势在于：对该开关接通时间的定时的要求并不高。当该开关在经过电感器的电流具有使二极管截止的极性时闭合时，也不会有问题。

在本发明的另一个实施例中，已使上述实施例的能量恢复电路变得对称，从而在两个谐振阶段均获得最佳效率。

在本发明的再一个实施例中，由于存在开关电路，因此可在稍后的时刻闭合第二开关，以防止电流从电源电压经第二开关流到电容性负载。在此方法中，电源提供较少的功率而效率进一步提高。

本发明的这些和其它方面参照下述实施例将会变得更加清晰并将被阐述。

附图说明

图1是具有能量恢复的一种已有技术的矩阵显示驱动电路的详细电路图，

图2显示了图1所示电路中出现的信号的波形图，

图3是根据本发明的矩阵显示驱动器的一个实施例的详细电路图，

图4显示了图3所示电路中出现的信号的波形图，

图5显示了一种矩阵显示器和驱动该矩阵显示器的电路的方框图。

图1是具有能量恢复的一种已有技术的矩阵显示驱动电路的详细电路图。

具体实施方式

该驱动电路包括位于节点Nb和地线间的缓冲电容CB。在节点Nb和节点N1间串联着理想开关S1和电阻R1。在节点Nb和节点N2间串联着理想开关S4和电阻R4。理想开关和相应电阻的所有串联排列表示了实际开关(例如，MOSFET)，它具有等于电阻值的闭合阻抗。谐振电感器L1排列在节点Nj和节点Nc之间。通过电感器的电流IL1被定为从节点Nj流向节点Nc。电感器上的电压VL1是节点Nj和节点Nc之间的电压差。节点Nj经二极管D1连接到节点N1，并经二极管D6连接到节点N2。二极管D1的阴极和二极管D6的阳极连接至节点Nj。二极管D13的阳极接地，阴极连接节点N1。二极管D11的阳极连接节点N2，阴极连接提供电源电压Vcc的电源PS的正极。电源PS的另一极接地。电容器Cp与电源PS并联。在节点Nc和电源PS的正极之间，理想开关S2、电阻R2、以及可选二极管D2串联。二极管D2的阴极连接节点Nc。在节点Nc和地线之间，理想开关S5、电阻R5、以及可选二极管D8串联。二极管D8的阳极连接节点Nc。已有技术中并未公开两个二极管D2和D8。电容性负载CL连接在节点Nc和地线之间。电容性负载CL上的电压表示为Vc，同时也是节点Nc和地线间的电压差。Vj表示节点Nj和地线间的电压。电流IR2流经电阻R2。

此电路的实质就是在作为蓄能池的缓冲电容CB中存储盲能量(blind energy)，而且将能量往复传送到负载电容CL。这种往复传送通过构建两条方向相反的并行切换的单向电流路径(S1和D1，S4和D6)并在其间使用无损耗电感器L1来实现。电感器L1的功能就是保证在一旦经过电感器的电流方向反转而停止电流之前把适当的能量传送给负载CL。这种情况出现在电感器L1和负载电容CL构成的串联谐振环路的一半谐振周期之后。为了能有效操作，缓冲电容CB的值比负载电容CL高得多，以保证缓冲电压保持相对稳定，而与电荷是从负载CL中流入还是流出无关。因此，环路电容值近似等于负载CL。假定谐振环路的总串联阻抗主要是由开关阻抗和并联二极管阻抗构成，而且谐振环路具有谐振频率fres。这就意味着一个周期后的盲能量的因数为：

允许的开关时间Tsw由气体击穿时间确定。此环路中的Q值高，意味着变固有频率不受衰减的影响，因此有：

因此可得出结论，L1和CL在此电路中成反比。此外，通过替换以上方程式中的L，一个周期后所保持的盲能量可以写为：

设定谐振环路的高品质因数Q，“R*CL″项相对于Tsw来说较小，因此，上式可以近似表述为：

$1-\left(\frac{{\mathrm{\π}}^2\mathrm{RCL}}{2\mathrm{Tsw}}\right)$

因此，盲能量损耗因数可近似表述为：

$\left(\frac{{\mathrm{\π}}^2\mathrm{RCL}}{2\mathrm{Tsw}}\right)$

电感器-开关可并联放置而不会相互干扰。一方面，负载就可分布在更多电路中，或电路阻抗并联。另一方面，把n个此类电路并联的效果是给出以下的近似盲能量损耗因数：

$\left(\frac{{\mathrm{\π}}^2\mathrm{RCL}}{2\mathrm{nTsw}}\right)$

基于以上内容，可得出以下结论：

1.屏幕尺寸的增大使负载CL增加，并因此会等量增加损耗因数。

2.并联电路数量增多时使损耗因数按双曲线降低。

3.用于较高扫描频率下的气体越快且来自较快元素(prime)的光越多均意味着Tsw越低，并因此会等量增加损耗因数。

4.分辨率越高并且屏幕尺寸(HDTV/SVGA)越大则意味着Tsw越低且电容负载CL越高，并因此会四倍地增加损耗因数。

例如，在真实的21英寸等离子显示器中，28nF的负载CL分布在两个电路中。通过在每一电路中使用0.7H大的电感器L1可将Tsw设定为300ns。每个开关的阻抗约为200mOhms。持续周期约为9.6μs。

图2显示了图1电路中出现的信号的波形图。横轴表示时间t，左侧的纵轴表示以安培为单位的电流，右侧的纵轴表示电压V。沿轴显示的值仅仅是例子。

假定电路已经工作足够长的时间，从而使缓冲电容CB上的电压Vb的值为电源和地电位的一半(即，Vb为Vcc/2)。假定负载CL相对于持续侧而位于地电位(因为在此电路的工作阶段负载的扫描侧接地，因此扫描侧形成有效地电位)。在开始时，所有开关断开。当开关S1在时刻t1闭合，循环开始。之后，能量以谐振方式从缓冲器CB经电感器L1送到负载CL。当开关S1闭合，电感器L1的浮动端(节点Nj)经二极管D1钳位到缓冲电压Vb。在时刻t2，电流经电感器L1后增大，直到负载电压Vc等于缓冲电压Vb。此后，电感器L1的电压反转，而且流经L1的电流IL1因此而减弱。开关S2是通过其在气体击穿之后提供用于产生弧光的电流的开关，它就在能量恢复循环结束前闭合(在时刻t3)。在此刻，同时从电源PS和缓冲器CB提供剩余的能量至负载电容CL。二极管D2处于导通状态。电感电流IL1在时刻t4为0。如果二极管D1为理想二极管，则在此刻通过电感器L1和开关S1的电流IL1将会停止。然而，二极管具有反转恢复时间，这意味着在二极管D1进入反转状态之前，小的反转电流(从负载CL到缓冲器CB的能量)能够在电感器L1上增大。然而，当二极管D1停止导通时，经过电感器L1的电流IL1必须是连续的，而且电容Cj因此必须在节点Nj充电，直到二极管D6和D11由于正向偏压而闭合为止，根据两条路径中阻抗的不同，电感电流IL1的其余部分经过电源PS和/或电容Cp、和/或二极管D2流回电感器L1。电感器L1上的电压VL1现在大致为3个二极管(D6、D11、D2)的压降加上开关S2的阻抗R2的压降。这意味着流经L1的反向电流减弱，直到二极管D6和D11停止导通(正向偏压太低)。在电感器L1中的剩余能量利用在节点Nj的杂散电容Cj而往复振荡，此节点的平均电压等于负载电压Vc。在没有可选二极管D2的情况下，电感器L1将大致为两个二极管的压降加上开关S2两端的压降。

当负载电压Vc恢复为0，而且能量回到缓冲电容CB时，此时会出现一组类似的事件。开关S4闭合，二极管D6导通，以及节点Nj钳位于缓冲电压Vb。这会在电感器L1两端产生反转电压，同时，从负载CL到缓冲器CB经过L1的电流IL1增大。在谐振结束时，开关5闭合以耗尽负载CL上的电荷。流经电感器L1的电流IL1改变方向(正向)。当二极管D6停止导通时，位于节点Nj的电容Cj放电，直到二极管D1和D13被正向偏压。同时，电感电流IL1流经这些二极管和D8。电感上的反转电压VL1现在大致为三个二极管(D1、D13、D8)压降加上开关5的阻抗R6两端的压降。这意味着流经电感器L1的正向电流减弱，直到二极管D1和D13停止导通。电感器L1中的剩余能量随后在节点Nj利用杂散电容Cj往复振荡，并且节点Nj的平均电压等于负载电压Vc(即，地电位)。

在此电路与能量恢复相关的功耗的六个主要区域被认为是主要的：

1.包括开关和二极管的电路阻抗(见盲能量损耗因数)。

2.在开关S1和S4的支路导通时的二极管正向压降。

3.在开关S1和S4的支路中的二极管反转恢复耗散。

4.在二极管反转恢复期间，电感器L1上增加的能量。

5.直接从电源PS经开关S2提供至负载CL的不能补充的能量。

6.从负载CL经开关S5直接传到地的没有剩余能量的能量。

图3是根据本发明的矩阵显示驱动器中的一个实施例的详细电路图。在此图中与图1相同的参考符号表示相同的元件、信号、或节点。图3的电路不同于图1的电路，图3中删除了二极管D11和D13，增加了与电感器L1并联的开关电路。根据如图3所示的本发明的实施例，该开关电路包含两个在节点Nj和Nc间的串联排列。第一个串联排列包含二极管D3、理想开关S3和电阻R3。二极管D3的阴极连接节点Nc。第二个串联排列包含二极管D9、理想开关S6和电阻R6。二极管D9的阴极连接节点Nj。

控制电路CC提供开关信号以控制开关S1到S6。

图4显示了图3电路中出现的信号的波形图。图4中显示的电压与图2中所显示的一样，并且因此做了同样的标示。

假设图3的电路已经工作足够长的时间，从而使缓冲电容CB上的电压Vb的值为电源和地电位的一半(即，Vb为Vcc/2)。假定负载CL相对于持续侧而位于地电位(因为在此电路的工作阶段负载的扫描侧接地，因此扫描侧形成有效地电位)。在开始时，所有工作开关断开。

当开关S1在时刻t1′闭合时，循环开始。之后，能量从缓冲器CB送到负载CL。当开关S1闭合时，电感器L1的浮动端(节点Nj)经二极管D1钳位到缓冲电压Vb。电流经电感器L1后增大，直到在时刻t2 ′负载电压Vc等于缓冲电压Vb为止。此后，电感器L1两端的电压VL1反转，而且电流IL1因此而减弱。在电感器L1两端的电压反转后的任意时刻(从时刻t2′到时刻t3′)，开关3(使续流二极管D3导通)在能量恢复循环结束前闭合。在时刻t3′，电感器电流IL1变为0。如果是理想二极管，则在此刻通过电感器L1和开关S1的电流IL1将会停止。然而，二极管具有反转恢复时间，这意味着在二极管D1进入反转状态之前，小的反转电流(从负载CL到缓冲器CB的能量)能够在电感器L1上增大。然而，当二极管D1停止导通时，经过电感器L1的电流IL1必须是连续的，而且电容Cj因此必须在节点Nj充电，直到续流二极管D3由于正向偏压而闭合并且剩余的电感电流IL1经过该二极管D3流回电感器L1为止。现在，电感器L1两端的电压VL1大致增加了1个二极管的压降。这意味着流经L1的反向电流减弱。电感器L1上的该压降VL1远小于已有技术电路中的情况，因此，流经电感器L1的电流IL1减弱的速度要低于已有技术电路中的情况。一旦二极管D3停止导通而在电感器L1中剩余的能量(远低于第一个电路中的情况)利用杂散电容Cj往复振荡。在能量恢复循环之后(在时刻t5′)，开关S2(经过此开关，用于产生弧光的电流在气体击穿之后提供)闭合。在此刻，剩余的能量从电源PS提供给负载电容CL。

当负载电压Vc恢复为0，而且能量回到缓冲器CB时，在时刻t6′会出现一组类似的事件。开关S4闭合，二极管D6导通，以及节点Nj钳位于缓冲电压Vb。这将在电感器L1两端产生反转电压，同时，从负载CL到缓冲器CB经过L1的电流IL1增大。在这个例子中，开关S6闭合150到300ns多，从而激活第二续流二极管D9。流经电感器L1的电流IL1改变方向(正向)。当二极管D6停止导通时，在节点Nj，电容Cj放电，直到续流二极管D9被正向偏压为止。同时，电感电流IL1流经该二极管D9。电感器L1两端的电压VL1现在大致减去一个二极管的压降。这意味着流经电感器L1的正向电流减弱，直到二极管D9停止导通为止。电感器L1中的少量能量随后利用杂散电容Cj往复振荡，并且节点Nj的平均电压等于负载电压Vc(即，地电位)。开关5在这个例子中闭合300ns多，从而有助于负载CL放电。

由于电流较小且感应器的残留能量较低，因此，与已有技术的电路相比，图3中所示的本发明实施例提供了改进的EMI行为。

现在，根据本发明的驱动电路可以有一些节省，但是，如果循环时间减少并且/或者肖特基续流二极管变得可用(当前的击穿电压不足，并且等离子电压过高)，这些节省将变得更显著。

相应地，由于从电源PS经开关S2直接向负载CL提供的不需补充的能量的原因，并且由于经开关S5从负载CL直接到地消除了能量而没有剩余能量的原因，因此，在开关S2和S5闭合直到能量恢复支路已经停止导通(例如，在开关S1和S4后，开关S2和S5各自闭合400ns)之后的时刻的延迟将会消除损耗。尽管这个开关闭合延迟提高了效率，但这并不是本发明的实质。

如果电源VB与一个电容去耦，则在二极管反转恢复期间在电感器L1中增加的能量可被降低。这个效果是由于以下的事实，即该电感电流IL1不得不对电源去耦电容Cp充电，并且该能量随后被再次使用。另一方面，该相同的电荷被从负载电容CL中抽取，以降低其电压Vc，这将在开关S5中使补充损耗增加。假定损失大约50％的补充能量，这意味着，如果执行电源去耦，该损耗并不会有什么变化(否则它们增加)。使用此方法的真正问题在于，如果没有与电感器L1并联的额外开关电路，如果存在相同的气体击穿时间，那么为了在开关S2和开关S5闭合之前结束能量恢复，则必须使电感器L1的值略比以前要低。由于电路阻抗包括开关和二极管，因而这将会产生更差的性能。

图5显示了一种矩阵显示器以及驱动该矩阵显示器的电路框图。所示的矩阵显示器是PDP类显示器，其中n个等离子通道PC1，...，PCn在水平方向展开，并且m个数据电极DE1，...，DEm在垂直方向展开。等离子通道PC1，...，PCn和数据电极DE1，...，DEm的交叉与像素相关。一对合作的选择电极SEi和公用电极Cei与相应的一个等离子通道Pci相关。选择驱动器SD提供扫描脉冲至n个选择电极SE1，...，SEn。公用驱动器CD提供公用脉冲至n个公用电极CE1，...，CEn。数据驱动器DD接收视频信号Vs并提供m个数据信号至m个数据电极DE1，...，DEm。定时电路TC接收属于视频信号Vs的同步信号S，以提供控制信号Co1、Co2、和Co3至数据驱动器DD、选择驱动器SD、和公用驱动器CD，以控制由这些驱动器提供的信号的脉冲的定时。

在PDP的寻址阶段，等离子通道PC1，...，PCn通常被逐个点亮。点亮的等离子通道PCi具有低阻抗。数据电极上的数据电压确定与数据电极和低阻抗等离子通道Pci相关的每个等离子列(像素)的电荷量。为了在该寻址周期之后的持续周期产生光而由该电荷预处理的像素将在该持续周期被点亮。具有低阻抗的等离子通道还被称作(像素)的所选行。在寻址阶段，存储在所选行像素中的数据信号被逐行提供给数据驱动器DD。在持续阶段，选择驱动器和公用驱动器分别对所有行提供选择脉冲和公用脉冲，其中，数据在之前的寻址阶段已经被存储。无论相关的等离子列是否被点亮，被预充电以便点亮的像素都将发光。等离子体预先充电后被点亮，同时，由相关选择电极和公用电极提供的在等离子列两端的持续以足够的量来变化。该点亮数将决定由像素产生的总光量。在一个实际的实施方案中，持续电压包含交替极性的脉冲。正脉冲和负脉冲间的电压差被选择用于点亮预充电的等离子体，从而产生光，并且也可以不点亮预充电的等离子体以便不产生光。

本发明在持续阶段特别有用，其中在持续阶段很多等离子体将被同时点亮。所有这些等离子体在选择电极和公用电极间形成一个大电容。实际上，这个电容甚至会更大，因为这些电极与平板显示器的其他部分间存在电容耦合。在此情况下，电容CL由上文提到的电容构成。电容CL可以由一个或一组选择电极的像素构成。开关S1到S6是选择驱动器SD或公用驱动器CD的一部分。

尽管图5示出了特定的PDP，但本发明也与其他PDP有关。例如，等离子通道可以在垂直方向展开，相邻的等离子通道可以共用一个电极。总之，本发明与所有的其电容两端的电压必须有规律地改变极性的平板显示器有关，如PDP，LCD，或EL显示器。

应该指出，上述实施例是用于描述本发明而非对其进行限制的，而且，在不背离所附权利要求的范围的情况下，本专业技术人员将能够设计很多另选的实施例。

该电路是根据等离子显示器(PDP)中的持续功能进行描述的。此电路适用于在PDP的扫描电路和列中使用，并且用作等离子寻址液晶显示器中的阳极开关和斜波生成函数，并可用作LCD的驱动电路。

在图中，负载电容CL接地。实际上，举例来说，对于等离子显示器来说，负载电容CL通常可连接在扫描和持续电极之间。之后，负载电容CL的两端随即可接收脉冲。

在权利要求中，括号中的任何标号并不意味着限制权利要求。动词“包括”及其动词变化的使用并不意味着排除在权利要求中所述的元件或步骤之外的元件或步骤。本发明可通过包括几个不同元件的硬件，并通过适当编程的计算机来实施。在列举几个装置的设备权利要求中，这些装置中的一些可通过相同的硬件项来体现。

Claims (5)

1.一种能量恢复矩阵显示驱动电路，用以在容性负载(CL)两端产生具有周期性变化的极性的电压(Vc)，所述驱动电路包括：

耦合到容性负载(CL)的电感器(L1)，

第一开关(S1)，用于在谐振周期(Tr)生成包括电感器(L1)和容性负载(CL)的谐振电路，从而使所述电压(Vc)从第一极性变为第二极性；第二开关(S2)，在谐振周期之后，使容性负载(CL)与具有第二极性的电源电压(Vcc)耦合，

与电感器(L1)并联的开关电路(S3、D3、S6、D9)，用于使电流(IL1)在由所述开关电路和所述电感器(L1)构成的环路中的电感器(L1)中循环，所述环路的闭合不迟于所述电流(IL1)在谐振周期(Tr)末改变极性的时刻，以及

控制电路(CC)，用于控制第一开关(S1)、第二开关(S2)和开关电路进行周期性地开关。

2.如权利要求1中所述的能量恢复矩阵显示驱动电路，其特征在于开关电路包括串联排列的二极管(D3)和控制开关(S3)，所述串联排列与电感器(L1)并联，所述控制开关(S3)的闭合不迟于所述电流(IL1)在谐振周期(Tr)末改变极性的时刻，所述二极管(D3)用于导通改变极性之后的电流(IL1)。

3.如权利要求2中所述的能量恢复矩阵显示驱动电路，其特征在于开关电路还包括另一个二极管(D9)和另一个控制开关(S6)的串联排列，所述另一个串联排列与电感器(L1)并联，所述另一个控制开关(S6)的闭合不迟于所述电流(IL1)在另一个谐振周期(Tr′)末改变极性的时刻，其中容性负载(CL)两端的电压在与所述谐振周期(Tr)相反的方向上改变极性，所述另一个二极管(D9)相对于所述的二极管(D3)而反转极性。

4.如权利要求1中所述的能量恢复矩阵显示驱动电路，其特征在于控制电路(CC)适于在所述环路闭合的时刻之后闭合第二开关(S2)。

5.一种矩阵显示设备，包括具有与交叉电极相关的像素矩阵的平板矩阵显示器、能量恢复矩阵显示驱动电路，用于在容性负载(CL)两端产生具有周期性变化的极性的电压(Vc)，所述驱动电路包括：

与容性负载(CL)耦合的电感器(L1)，

第一开关(S1)，用于在谐振周期(Tr)生成包括电感器(L1)和容性负载(CL)的谐振电路，从而使所述电压(Vc)从第一极性变为第二极性；第二开关(S2)，在谐振周期(Tr)之后，使容性负载(CL)与具有第二极性的电源电压(Vcc)耦合，

与电感器(L1)并联的开关电路(S3、D3、S6、D9)，用于使电流(IL1)在由所述开关电路和所述电感器(L1)构成的环路中的电感器(L1)中循环，所述环路的闭合不迟于所述电流(IL1)在谐振周期(Tr)末改变极性的时刻，以及

控制电路(CC)，用于控制第一开关(S1)、第二开关(S2)以及开关电路进行周期性地开关。

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