CN1332502C - 具有柔性切换的三相功率因数补偿转换器 - Google Patents

Abstract

本发明揭露了一种三相功率因数补偿转换器，该转换器包含：三个升压式电感、六个主开关、二个辅助开关、一个共振电感、二个输出电容、与两个二极管，其中每一主开关进一步包含一开关元件、一二极管与一共振电容，该转换器与一控制电路电连接，该控制电路是根据六阶波的方法，将六个正弦脉波调制信号加上零电压检测以柔性切换方式作合成，产生该第一至该第六主开关、该第一与该第二辅助开关的驱动信号，并通过驱动该六个主开关及该两个辅助开关以达成功率因数的补偿。

Description

具有柔性切换的三相功率因数补偿转换器

技术领域

本发明为一种三相功率因数补偿转换器，尤指一种具有柔性切换的三相功率因数补偿转换器。

背景技术

有关本发明的现有技术一，请参见图1，该电路由三个滤波电容Crt、Crs、Cst，三个升压式电感Lr、Ls、Lt，六个二极管Dr、Ds、Dt、Du、Dv与Dw及一个输出电容Cb彼此并联电连接所构成，为一传统改善三相整流器功率因数的装置。虽然该装置具有架构简单的优点，但其功率因数的改善也只能做到接近0.93的地步，且其使用的电感材质为硅钢片，以致该电感不但尺寸较大且重量极重。因为有上述的缺点，此种被动式功率因数补偿的方法，目前己被主动式功率因数补偿的方法所取代。

有关现有技术二，请参见图2，该装置即是为了解决现有技术一的缺点而提出的。其与现有技术一的差异在于多加了一个主动开关S及一个二极管Db，如此则通过控制此开关S的开与关，可以获得高功率因数，且总谐波失真率(total harmonic distortion：THD)也较被动式功率因数改善的方法来得好。但本现有技术仍有几个显著的缺点，现分述如下：

(1).此主动开关因所采用的二极管的逆恢复时间(time of reverse recovery：trr)造成很大的切换损失，尤其是当输出为高压时更为严重，例如当输出电压为800VDC(voltage direct current，即直流高压)时。

(2).磁性元件的小型化不易，其原因是为了小型化必需提高切换频率，但如提高切换频率后，却因此会造成高切换损失，因而导致不可行。

(3).此架构无法满足总谐波失真率(THD)小于5％的需求。

因此，发明人提出了一种具有柔性切换的三相功率因数补偿转换器，其可同时具有如下优点：即改善输入功率因数，使功率因数(power factor)接近1、降低总谐波失真率，使THD＜5％、磁性元件尺寸小型化、提高功率因数补偿转换器的效率、以及降低主开关电压变化率(dv/dt)、降低辅助开关电流变化率(di/dt)及降低电磁干扰等。

发明内容

本案的主要目的在于提供一种具有柔性切换(soft-switching)的三相功率因数补偿转换器(three-phase power factor correction converter)，并根据六阶(six steps)波的方法来做调整，自一控制电路将六个正弦脉波调制信号(SPWM)加上零电压检测以柔性切换方式作合成以获得该转换器各开关的驱动信号，据以推动该转换器并改善其功率因数。

本案的另一主要目的在于提供一种三相功率因数补偿转换器，该转换器包含：一第一电感；一第二电感；一第三电感；一第一电容，其一端与该第一电感一端电连接，其另一端与该第二电感一端电连接；一第二电容，其一端与该第二电感该一端电连接，其另一端与该第三电感一端电连接；一第三电容，其一端与该第一电感该一端电连接，其另一端与该第三电感该一端电连接；一第一主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第一电感另一端电连接；一第二主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第二电感另一端电连接，且该第二端与该第一主开关模块该第二端电连接；一第三主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第三电感另一端电连接，且该第二端与该第二主开关模块该第二端电连接；一第四主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第二端与该第一电感该另一端电连接；一第五主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第四主开关模块该第一端电连接，且该第二端与该第二电感该另一端电连接；一第六主开关模块，具一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第五主开关模块该第一端电连接，且该第二端与该第三电感该另一端电连接；一第一辅助开关，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第二端与该第三主开关模块该第二端电连接；一第二辅助开关，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第六主开关模块该第一端电连接，且该第二端与该第一辅助开关该第一端电连接；一第四电感，其一端与该第一辅助开关该第一端电连接；一第四电容，一端与该第四电感另一端电连接；一第五电容，一端与该第四电感该另一端电连接；一第一二极管，其阳极端与该第一辅助开关该第二端电连接，其阴极端与该第四电容另一端电连接；以及一第二二极管，其阳极端与该第五电容另一端电连接，而其阴极端与该第二辅助开关该第一端电连接，其中，该转换器的一负荷的两端分别与该第四电容该另一端及该第五电容该另一端电连接，且该转换器透过该第一电感至该第三电感的该一端与一市电电连接，另外该转换器通过该第一主开关模块至该第六主开关模块、该第一辅助开关及该第二辅助开关的该控制端与一控制电路电连接以输入一驱动信号，利用该驱动信号驱动该六个主开关模块及该两个辅助开关，达成功率因数的改善。

根据上述构想，该第一主开关模块至该第六主开关模块的每一均进一步包含一开关元件、一二极管元件与一电容元件，该开关元件具一控制端、一第一端及一第二端即分别为该第一主开关模块至该第六主开关模块该控制端、该第一端及该第二端，且该二极管元件一阳极端与该开关元件该第一端电连接，该二极管元件一阴极端与该开关元件该第二端电连接，另外，该电容元件的两端分别与该二极管元件的阳极端和阴极端电连接。

根据上述构想，该开关元件、该第一辅助开关与第二辅助开关选自一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)及一连接组合的其中之一，该连接组合由一绝缘栅双极晶体管(IGBT)与一二极管并联电连接所构成，另外该电容元件为一共振电容。

根据上述构想，该电容元件为一内建电容及一外加电容二者之一。

根据上述构想，该第一电感、该第二电感与该第三电感均为一升压式电感。

根据上述构想，该第一电容、该第二电容与该第三电容均为一滤波电容。

根据上述构想，该第四电感为一共振电感。

根据上述构想，该第四电容与该第五电容均为一电解电容。

根据上述的构想，该第一辅助开关及该第二辅助开关还可为一单向性的绝缘栅双极晶体管。

根据上述构想，该第一二极管及该第二二极管亦可为一同步整流二极管。

根据上述构想，该同步整流二极管进一步包含一二极管元件以及一同步整流开关，其中该二极管元件具有一阳极端与一阴极端，且该同步整流开关具有一控制端、一第一端与一第二端，该二极管元件的阳极端与该同步整流开关的第一端电连接，该同步整流开关的第二端与该二极管元件的阴极端电连接。

根据上述构想，该控制电路进一步包含：一第一差动放大电路，电连接于该市电；一第一精密全波整流电路，其输入端电连接于该第一差动放大电路的输出端；一零交越检测电路(zero-crossing detector)，其输入端电连接于该第一差动放大电路的输出端；一输入电流；一霍尔电流传感器(Hall CTsensor)，其输入端电连接于该输入电流；一第二精密全波整流电路，其输入端电连接于该霍尔电流传感器的输出端；一输出电压；一第二差动放大电路，其输入端电连接于该输出电压；一数字信号处理器(DSP)，具有一内建的交/直流(A/D)转换器，电连接于该第一精密全波整流电路的输出端、该零交越检测电路的输出端、该第二精密全波整流电路的输出端与该第二差动放大电路的输出端，以通过该交/直流转换器读取该市电一输入电压、该输入电流与该输出电压并依据该六阶波方法输出六个正弦脉波宽度调制信号；一直流环节电压(dc-link voltage)；一零电压检测电路，其输入端电连接于该直流环节电压；一复式可编程逻辑装置(CPLD)，与该数字信号处理器和该零电压检测电路电连接，并依据该六个正弦脉波宽度调制信号与该零电压检测电路以柔性切换(soft-switching)方式作合成，以获得并输出该驱动信号；以及一隔离驱动器，具有一驱动芯片与多个输出端，与该复式可编程逻辑装置和该数字信号处理器电连接，其中，该隔离驱动器输出该驱动信号，并通过该驱动芯片以推动该第一至该第六主开关模块及该第一与该第二辅助开关模块。

通过下面的实施例配合下列图式详细说明，将对上述叙述与本案的优点与特征有一更深入的了解。

附图说明

图1为现有的三相功率因数改善转换器的电路示意图；

图2为现有的另一种三相功率因数改善转换器的电路示意图；

图3为本发明的一较佳实施例的三相功率因数补偿转换器的电路示意图：

图4为本发明的三相功率因数补偿转换器的第一至第三主开关模块、第一与第二辅助开关的驱动信号、共振电感电流与第二至第五共振电容电压的波形示意图；

图5至图12为本发明三相功率因数补偿转换器各电路运作模式的等效电路图；

图13为本发明三相功率因数补偿转换器的控制电路的电路示意图；

图14为本发明另一较佳实施例的三相功率因数补偿转换器的电路示意图；

其中，附图标记说明如下：

1控制电路

101第一差动放大电路

102精密全波整流电路

103零交越检测电路

104霍尔电流传感器

105精密全波整流电路

106第二差动放大电路

107数字信号处理器

108零电压检测电路

109复式可编程逻辑装置

110隔离驱动器

具体实施方式

请参见图3，其为本发明的一较佳实施例的电路示意图，现将其架构与运作原理分述如下。此一具有柔性切换的三相功率因数补偿转换器，是由三个升压电感Lr、Ls与Lt，三个滤波电容Crs、Cst与Crt(用以滤去输入市电电压的高频谐波)，六个主开关模块Sr、Ss、St、Su、Sv与Sw，二个辅助开关Sx1与Sx2，1个共振电感Lri，二个主二极管Db1与Db2(采用顺向电压较低的整流元件组成)及二个输出(电解)电容Cb1与Cb2等电子元件所构成。其中，第一至第六主开关模块的每一主开关模块均含一二极管及一共振电容与其并联电连接，依第一至第六主开关模块的顺序分别为二极管Dr、Ds、Dt、Du、Dv与Dw及电容Cr、Cs、Ct、Cu、Cv与Cw。其彼此间采用图3所示方式并联电连接而成。该转换器按照六阶波的方法(在每一阶波时只有三个主开关模块激活另三个主开关模块则为关闭：例如，第一阶波时Sr、Ss与St激活，第二阶波时Su、Sv与Sw激活，第三阶波时Ss、Sr与St激活，第四阶波时Sv、Su与Sw激活，第五阶波时St、Ss与Sr激活，第六阶波时Sw、Su与Sv激活)与柔性切换(即零电压时切换第一至第六个主开关模块，与零电流时切换第一至第二辅助开关)。通过这些元件的运作，可以获得如前述的诸多优点；即：改善输入功率因数，使功率因数接近1、降低总谐波失真率，使总谐波失真率(THD)＜5％、磁性元件尺寸的小型化、提高功率因数补偿转换器的效率、以及降低主开关模块电压变化率(dv/dt)，降低辅助开关电流变化率(di/dt)及降低电磁干扰等。

以下则针对本发明上述较佳实施例的架构，依各开关切换的动作原理与顺序将其区分为模式0至模式8(其中模式8与模式0相同)，并按图4至图12的顺序说明本发明的工作原理。

其中图4为本发明中三组主开关模块Sr、Ss与St、第一辅助开关、第二辅助开关等的驱动信号波形、流经共振电感Lri的电流iLri的波形与跨接共振电容Crt、Cru、Crv与Crs的电压值VCrt、VCru、VCrv与VCrs波形。其中按横轴所标示的时间区隔，则在T0以前者为模式0(Mode 0)，在T0-T1之间为模式1(Mode 1)，在T1-T2之间为模式2(Mode 2)，在T2-T3之间为模式3(Mode 3)，在T3-T4之间为模式4(Mode 4)，在T4-T5之间为模式5(Mode5)，在T5-T6之间为模式6(Mode 6)，在T6-T7之间为模式7(Mode 7)，在T7-T8之间为模式8(Mode 8)。因模式8等同于模式0，故自模式8，亦即是模式0起又开始一个新的循环。

请参见图5，其为模式0的动作原理的等效电路图。在此Mode的动作模式下，升压式电感Lr处于放电模式，其引导电感Lr、Ls与Lt及市电Vr、Vs与Vt的能量经由二极管Dr，Db1，Db2，Dv，Dw释放至输出电容Cb1，Cb2及负载。

请参见图6，其为模式1的动作原理的等效电路图。此模式始于辅助开关Sx1(或Sx2)的激活(turn on)，当Sx1激活时，由于共振电感Lri的关系，所以辅助开关Sx1得以在零电流的情况下激活，故无切换损失。而在此模式运作期间，共振电感Lri上的电流(iLri)则呈线性上升，其方程式可以如下表示：

$(V_0-\frac{1}{2}{V}_0)=\mathrm{Lri}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lri}}}{\mathrm{dt}},$ 亦即

$i_{\mathrm{Lri}}=\frac{\frac{1}{2}{V}_0}{\mathrm{Lri}}t.$

请参见图7，其为模式2的动作原理的等效电路图。此模式始于i_Lr＝i_Lri时，此时因二极管D_b1很平稳(smooth)的关闭(turn off)，是以在二极管D_b1上没有产生任何的切换损失。而在二极管D_b1关闭的同时，共振电感Cu、Cs与Ct与升压电感Lr之间产生共振，此模式终止于三个主开关模块Sr、Ss与St激活的那一时点。

请参见图8，其为模式3的动作原理的等效电路图。模式3在当Vct或其Vdc-link(第三主开关模块St第二端的电压值)接近零时，因主开关模块Sr、Ss与St的激活，而开启了这个模式的运作。当主开关模块Sr、Ss与St激活时升压式电感Lr、Ls与Lt处于储能的状态，而共振电感Lri则以下列的式子进行放电：

$i_{\mathrm{Lri}}=\frac{-\frac{1}{2}{V}_0}{\mathrm{Lri}}t$

当流经共振电感Lri的电流释放至0时，其自然地被二极管Db2给锁住(blocking)，因二极管Db2正处于逆偏，而此模式便于此时结束。

请参见图9，其为模式4的动作原理的等效电路图。此模式始于于iLri放至0时，在本模式期间去执行第一辅助开关Sx1(或第二辅助开关Sx2)的关闭，可以获致第一辅助开关Sx1(或第二辅助开关Sx2)于零电流时切换，故无切换损失的优点。此期间升压式电感Lr、Ls与Lt仍处储能模式。

请参见图10，其为模式5的动作原理的等效电路图。在主开关模块St关闭于零电压之时，开启了此一模式5的运作。由于共振电容Cu，Cv与Ct关系主开关模块St关闭于零电压的状况，而Vct则以线性充电上升，其间的关系式可以如下表示：

$V_{\mathrm{ct}}=\frac{i_{\mathrm{LT}}}{\mathrm{Cu}+\mathrm{Cv}+\mathrm{Ct}}t$

请参见图11，其为模式6的动作原理的等效电路图。模式6开始于共振电容C_t的电压Vc_t等于输出电压V₀时，此时因Vc_t电压被输出电压V₀所箝制(clanp)，是以流经升压式电感L_t的电流i_Lt将因而流入输出电容C_b1、C_b2及负载。

请参见图12，其为模式7的动作原理的等效电路图。此模式开始于主开关模块Ss关闭时，流经升压式电感Ls的电流i_Ls对主开关模块Ss及Sv中所包含的共振电容Cs与Cv进行线性充放电。当主开关模块Sv的共振电容Cv的电压降至零，且主开关模块Sv的二极管元件Dv导通时，此模式即告结束。

至于模式8，因模式8等同于模式0，故自模式8起又开始一个新的循环。即升压式电感Lri处于放电模式，其引导电感Lr、Ls与Lt及市电Vr、Vs与Vt的能量经由二极管Dr，Db₁，Db₂，Dv，Dw释放至输出电容Cb₁，Cb₂及负载。

图13则为本发明所提出三相功率因数补偿转换器的控制电路1的方块图，该控制电路1包含一第一差动放大电路101，其与一市电的输入电压Vr、Vs与Vt电连接、一精密全波整流电路102，其与该第一差动放大电路电连接、一零交越检测电路103，其与该第一差动放大电路101电连接、一霍尔电流传感器104，其与一经测量所得的流经升压式电感Lr、Ls与Lt的电流i_Lr、i_Ls与i_Lt电连接，一精密全波整流电路105，其与该霍尔电流传感器104电连接、一第二差动放大器106、一数字信号处理器107，其与该精密全波整流电路102、该零交越检测电路103、该精密全波整流电路105与该第二差动放大器106(其输入的Vo为该转换器的输出端电压值)电连接、一复式可编程逻辑装置(Programmable logic device：CPLD)109，其与该数字信号处理器107及一零电压检测电路108(其输入的V_dc-link为各主开关模块的第二端电压值)电连接、一隔离驱动器110，其与该数字信号处理器107及该复式可编程逻辑装置109电连接，其并与该第一至第六主开关模块(未显示)、第一辅助开关与第二辅助开关(未显示)的控制端电连接以输出驱动信号驱动该三相功率因数补偿转换器。该控制电路1是以数字信号处理器为中心的处理单元，而DSP的主要功能是通过由内建的交/直流转换器(A/D converter)读取输入电压Vr、Vs与Vt，输入电流i_Lr、i_Ls、i_Lt及该三相功率因数改善转换器的一输出电压Vo的信号，来执行数字锁相环(digital phase-locked loop，简称DPLL)，电流参放信号，电流反馈补偿，正弦脉波宽度调制(SPWM)信号及电压反馈补偿功能。而DSP其输出的6个正弦脉波宽度调制(SPWM)信号则输出至CPLD，CPLD再采用六阶(six steps)波的方法及柔性切换，即在该第一至第六主开关模块该第二端电压值Vdc-link为零时启动关闭该第一至第六个主开关模块，且在流经该第一与第二辅助开关的电流为零(即i_Lri＝0)时，启闭该第一与第二辅助开关；将该六个正弦脉波宽度调制(SPWM)的信号加上零电压检测以柔性切换作合成而获得六个主开关模块及二个辅助开关的驱动信号，该信号通过由隔离驱动器的驱动IC(可以是光藕合驱动IC)去推动六个主开关模块及二个辅助开关。

请参见图14，其为本发明的另一较佳实施例的架构。此一架构与前述较佳实施例的不同处在于两个辅助开关Sx1与Sx2，可以采用单向性的IGBT，而在两个主二极管上可以使用同步整流二极管(Db₁+Sb₁)与(Db₂+Sb₂)的模式。如此可以大幅降低传导损失，而这两个同步整流开关可以在金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)内部二极管导通后才激活，以确保无切换损失。

由上述的说明可知，本发明的三相功率因数补偿转换器的特点为以六阶波的方法调整六个正弦脉波宽度调制信号产生各开关的驱动信号并利用主开关模块处于零电压与辅助开关处于零电流的状态时予以启闭，同时采用顺向电压较低的整流元件组成整流电路，且因降低切换损失而可采用较小的磁性元件。因此，本案的功率因数补偿转换器可获得一较低的传导损失与切换损失、较小的磁性元件尺寸、改善输入功率因数、降低总谐波失真率、提高功率因数补偿转换器的效率以及降低主开关电压变化率、降低辅助开关电流变化率及降低电磁干扰等优点。

因此，本领域技术人员通过上述的实施例的详细叙述而做的修饰与变化，皆应属于本发明的权利要求书的保护范围。

Claims (10)

1.一种三相功率因数补偿转换器，其特征在于包含：

一第一电感；

一第二电感；

一第三电感；

一第一电容，其一端与该第一电感一端电连接，其另一端与该第二电感一端电连接；

一第二电容，其一端与该第二电感该一端电连接，其另一端与该第三电感一端电连接；

一第三电容，其一端与该第一电感该一端电连接，其另一端与该第三电感该一端电连接；

一第一主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第一电感另一端电连接；

一第二主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第二电感另一端电连接，且该第二端与该第一主开关模块该第二端电连接；

一第三主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第三电感另一端电连接，且该第二端与该第二主开关模块该第二端电连接；

一第四主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第二端与该第一电感该另一端电连接；

一第五主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第四主开关模块该第一端电连接，且该第二端与该第二电感该另一端电连接；

一第六主开关模块，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第五主开关模块该第一端电连接，且该第二端与该第三电感该另一端电连接；

一第一辅助开关，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第二端与该第三主开关模块该第二端电连接；

一第二辅助开关，具有一控制端、一第一端及一第二端，其中该第一端与该第六主开关模块该第一端电连接，且该第二端与该第一辅助开关该第一端电连接；

一第四电感，其一端与该第一辅助开关该第一端电连接；

一第四电容，一端与该第四电感另一端电连接；

一第五电容，一端与该第四电感该另一端电连接；

一第一二极管，该第一二极管的阳极端与该第一辅助开关该第二端电连接，其阴极端与该第四电容另一端电连接；以及

一第二二极管，其阳极端与该第五电容另一端电连接，而其阴极端与该第二辅助开关该第一端电连接；

其中，该转换器的一负荷的两端分别与该第四电容该另一端及该第五电容该另一端电连接，且该转换器通过该第一电感至该第三电感的该一端与一市电电连接，另外该转换器通过该第一主开关模块至该第六主开关模块、该第一辅助开关及该第二辅助开关的该控制端与一控制电路电连接以输入一驱动信号，利用该驱动信号驱动该六个主开关模块及该两个辅助开关，达成功率因数的改善。

2.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该第一主开关模块至该第六主开关模块的每一开关模块均进一步包含一开关元件、一二极管元件与一电容元件，该开关元件具有一控制端、一第一端及一第二端即分别为该第一主开关模块至该第六主开关模块该控制端、该第一端及该第二端，且该二极管元件一阳极端与该开关元件该第一端电连接，该二极管元件一阴极端与该开关元件该第二端电连接，另外该电容元件的两端分别与该二极管元件的阳极端和阴极端电连接。

3.如权利要求2所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该开关元件、该第一辅助开关与该第二辅助开关中的每一个选自一金属氧化物半导体场效应晶体管及一连接组合的其中之一，该连接组合由一绝缘栅双极晶体管与一二极管并联电连接所构成，另外该电容元件为一共振电容。

4.如权利要求2所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该电容元件为一内建电容及一外加电容二者之一。

5.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该第一电感、该第二电感与该第三电感均为一升压式电感。

6.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该第一电容、该第二电容与该第三电容均为一滤波电容。

7.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该第四电感为一共振电感。

8.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该第四电容与该第五电容均为一电解电容。

9.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中：

该第一辅助开关及该第二辅助开关为一单向性的绝缘栅双极晶体管；

该第一二极管及该第二二极管为一同步整流二极管；及/或

该同步整流二极管进一步包含一二极管元件以及一同步整流开关，其中该二极管元件具有一阳极端与一阴极端，且该同步整流开关具一控制端、一第一端与一第二端，该二极管元件的阳极端与该同步整流开关的第一端电连接，该同步整流开关的第二端与该二极管元件的阴极端电连接。

10.如权利要求1所述的三相功率因数补偿转换器，其特征在于，其中该控制电路进一步包含：

一第一差动放大电路，电连接于该市电；

一第一精密全波整流电路，其输入端电连接于该第一差动放大电路的输出端；

一零交越检测电路，其输入端电连接于该第一差动放大电路的输出端；

一输入电流；

一霍尔电流传感器，其输入端电连接于该输入电流；

一第二精密全波整流电路，其输入端电连接于该霍尔电流传感器的输出端；

一输出电压；

一第二差动放大电路，输入端电连接于该输出电压；

一数字信号处理器，具有一内建的交/直流转换器，电连接于该第一精密全波整流电路的输出端、该零交越检测电路的输出端、该第二精密全波整流电路的输出端与该第二差动放大电路的输出端，以通过该交/直流转换器读取该市电一输入电压、该输入电流与该输出电压并依据一六阶波方法输出六个正弦脉波宽度调制信号；

一直流环节电压；

一零电压检测电路，其输入端电连接于该直流环节电压；

一复式可编程逻辑装置，与该数字信号处理器和该零电压检测电路电连接，并依据该六个正弦脉波宽度调制信号与该零电压检测电路以柔性切换方式作合成以获得并输出该驱动信号；以及

一隔离驱动器，具一驱动芯片与多个输出端，与该复式可编程逻辑装置和该数字信号处理器电连接，

其中，该隔离驱动器输出该驱动信号，并通过该驱动芯片以推动该第一至该第六主开关模块及该第一与该第二辅助开关模块。

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