CN1331866A - Cdma通信系统中的伪随机扩展方法和设备 - Google Patents

Abstract

使用截短的PN序列对SCMA信号进行PN扩展的方法。产生所述截短的PN序列的方法。通过掩蔽第一截短序列产生第二截短的PN序列的方法。产生截短的PN序列的相移形式的方法。

Description

CDMA通信系统中

背景技术

本发明涉及扩展频谱通信。尤其是，本发明涉及直接序列码分多址(CDMA)通信系统中的伪随机扩展的改进新方法和设备。

技术领域

随着无线通信技术的发展，在无线环境中对高速度数据业务的需要急剧增长。使用码分多址(CDMA)调制是提供适用于发送数字数据的几个数字无线发送技术之一。其它数字无线发送方法包括时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)。

然而，CDMA的扩展频谱调制技术明显地优于其它数字调制技术。在4,901,307号名为“使用卫星或地面转发器的扩展频谱多址通信系统”的美国专利中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。在5,103,459号名为“在CDMA蜂窝式电话系统中产生信号波形的系统和方法”的美国专利中进一步揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。电信行业协会(TIA)在TIA/EIA/IS-95-A双模式宽带频谱扩展蜂窝式系统的移动站-基站兼容性标准(以下为IS-95)中对使用CDMA调制来提供数字无线通信的方法进行了标准化。

地上信道的多路径特性在接收机处产生已行进了几个不同传播路径的信号。多路径信道的一个特征是在通过该信道发送的信号中引入的时间扩展。假若路径延迟之差超过PN的码片持续时间，则CDMA系统中所使用的扩展频谱伪噪声(PN)调制允许区分和组合同一信号的不同传播路径。如果在CDMA系统中使用近似于1MHz的PN码片速率，则整个扩展频谱处理增益等于扩展带宽与系统数据速率之比，可利用该增益来对抗延迟差别不止一微秒的路径。一微秒的路径延迟差对应于近似于300米的差别路径距离。城市环境通常提供超过一微秒的差分路径延迟。

多路径信道的另一个特征是通过该信道的每个路径可引起不同的衰减因子。例如，如果在一多路径信道上发送一理想脉冲时，接收到的脉冲流的每个脉冲一般具有与其它接收到的脉冲不同的信号强度。

多路径信道的又一个特征是通过该信道的每个路径可引起不同的信号相位。例如，如果在一多路径信道上发送一理想脉冲，则接收到的脉冲流中的每个脉冲一般具有与其它接收到的脉冲不同的相位。这可导致信号衰落。

衰落是在破坏性地相加多路径矢量时发生的，从而使接收到的信号小于任一独立矢量。例如，如果通过一具有两个路径的多路径信道发送一正弦波，其中第一路径具有衰减因子X dB、时间延迟为d且相移为Q弧度，而第二路径具有时间因子X dB、时间延迟为d且相移为Q+_弧度，则在该信道的输出处将不会接收到信号。

如上所述，在传统的CDMA解调器结构中，PN码片间隔限定了两个路径为了组合而必须具有的最小分离度。在可对不同路径进行解调前，必须首先确定接收到的信号中路径的相对到达时间(或偏移)。解调器通过“搜索”一系列偏移并测量每个偏移处接收到的能量来执行此功能。如果有关一潜在偏移的能量超过某一阈值，则可把一解调元件或“指(finger)”分派给该偏移。然后，可把该路径偏移处所存在的信号与其它指在其各个偏移处的贡献相加。

在1993年提交的5,490,165号名为“能接收多个信号的系统中的指分派”的美国专利中揭示了基于搜索器和指能级的指分派方法和设备，该专利己转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。在示例实施例中，依据题为“双模式宽带扩展频谱蜂窝式系统的移动站-基站兼容性标准”的电信行业协会TIA/EIA/IS-95来发送CDMA信号。这里把从基站向移动站发送的信号叫做前向链路信号，而把从移动站向基站发送的信号叫做反向链路信号。

在5,764,592号名为“扩展频谱多址系统的移动解调器体系结构”的美国专利中详细地描述了能对IS-95前向链路信号进行解调的电路的一个示例实施例，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。在5,654,979号名为“扩展频谱多址体系系统的区站解调器体系结构”的美国专利中详细地描述了能对IS-95反向链路信号进行解调的电路的一个示例实施例，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。

图1示出从一基站到达移动站的示例的一组信号。本领域内的技术人员可理解，图1可等价地应用于从一移动站到达基站的信号。竖轴代表以标度分贝(dB)接收到的功率。横轴代表因多路径延迟而引起的信号到达时间的延迟。进入纸面的轴(未示出)代表时间段。共面信号沿不同路径行进而同时到达接收机，但它们是在不同时间发送的。

在一共面中，基站以比左面的峰早的时间发送右面的峰。例如，最左面的尖峰2对应于最近发送的信号。每个信号尖峰2-7都已行进了不同的路径，延迟表现出不同的时间延迟和不同的幅度响应。

由尖峰2-7所表示的这六个信号尖峰代表严重的多路径环境。典型的城市环境产生较少的有用路径。由具有较低能级的峰和谷(dip)来表示系统的噪声底限。

搜索器的任务是为潜在指分派而识别由信号尖峰2-7的横轴所测得的延迟。指的任务是为把一组多路径峰组合成单个输出而对这组多路径峰中的一个进行解调。指的任务还在于，一旦被分派给一多路径峰，则及时地跟踪可能移动的峰。

也可把横轴看作具有PN偏移的单位。在任何给定的时间，移动站接收来自基站的各种信号，每个信号已行进了不同的路径并可能具有互不相同的延迟。以—PN序列对基站的信号进行调制。在移动站处还产生PN序列的本地拷贝。在移动站处，也以与其接收到的时间偏移对准的PN序列代码对每个多路径信号进行单独地解调。可把横轴坐标看作对应于用来对该坐标处的信号进行解调的PN序列代码偏移。

注意，如每个多路径峰的不平坦边缘(ridge)所示，每个多路径峰的幅度以时间的函数而改变。在所示的有限时间中，多路径峰没有大的变化。在一更加延长的时间范围内，多路径峰消失，且随时间的推移而产生新的路径。当移站相对于基站移动时，这些峰还可能随路径距离的变化而滑到较早或较晚的偏移。每个指跟踪分派给它的信号中的这些小变化。

在窄带系统中，在无线电信道中存在多路径可能导致所使用的窄频带上的严重衰落。这些系统的容量受到克服深度衰落所需的额外发送功率的约束。如上所述，可在解调过程中区分和分集组合CDMA信号路径。

有三大类型的分集：时间分集；频率分集和空间/路径分集。利用重复、时间交织及引入冗余的纠错和检错编码，可最好地获得时间分集。一系统可利用这些技术中的每一种作为时间分集的形式。

CDMA由于其所固有的宽带性质，通过在一宽的带宽上对信号能量进行扩展提供了频率分集的形式。可在窄带系统的频率带宽上引起深度衰落的频率选择性衰落通常仅影响CDMA扩展频谱信号所利用的频带的一部分。

瑞克接收机通过其组合多路径延迟信号的能力提供了路径分集；被分派了指的所有路径必须在组合信号降级前一起衰落。通过公知的“软越区切换(hand-off)”获得了附加的路径分集，在软越区切换中可由移动站建立来自两个或更多基站的多个同步冗余链路。这支持了小区边界区域处复杂环境中的稳健链路。在1992年3月21日公开的5,101,501号名为“CDMA蜂窝式电话系统中的软越区切换”的美国专利以及在1992年4月28日公开的5,109,390号名为“CDMA蜂窝式电话系统中的分集接收机”的美国专利中示出了路径分集的例子，这两个专利已转让给本发明的受让人。

对于不同于零的所有时间偏移，不同PN序列之间的互相关及一PN序列的自相关都具有几乎为零的平均值。这使得可在接收时区分不同的用户信号。自相关和互相关需要逻辑“0”取值为“1”，逻辑“1”取值为“-1”，或类似的映射，以便获得平均值零。

然而，这些PN信号不正交。虽然互相关实质上在一较短时间间隔(诸如一信息位时间)的整个序列长度上平均到零，所以互相关是具有二项式分布的随机变量。这样，信号的相互干扰大致上就象它们是同一功率谱密度处的宽带宽高斯噪声。

在本领域内众所周知，可构成一组n个正交的二进制序列，每个长度为n，n为2的任意次幂(见S.W.Golomb等人在Prentice-Hall Inc.的具有空间应用的数字通信的第45-64页，1964年)。实际上，对于四的倍数且小于二百的大多数长度而言，正交二进制序列组也是已知的。容易产生的一类这样的序列叫做Walsh函数；可如下递归地定义第n阶Walsh函数： $W\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}W(n/2)& W(n/2)\\ W(n/2)& W^{\′}(n/2)\end{array}\right]---\left(1\right)$

这里W′代表W的逻辑补码，W(1)＝|0|。

Walsh序列或代码是一Walsh函数矩阵的各行之一。第n阶Walsh函数矩阵包含n个序列，每个长度包含n个Walsh码片。一n阶Walsh函数矩阵(以及其它长度为n的正交函数)具有这样的特性，即在n位的间隔上，该组内所有不同序列之间的互相关为零。该组内的每个序列刚好一半的位互不相同。还应注意，总是有一个包含所有的零的序列，所有其它的序列包含一半的一和一半的零。

在′459专利中所述的系统中，呼叫信号作为一每秒9600位的信息源而开始，然后被1/2速率前向纠错编码器转换成每秒19,200码元的输出流。来自一小区的每个呼叫信号广播用六十四个正交Walsh序列之一覆盖，每个序列的持续时间为六十四个Walsh码片或一个码元。与被覆盖的码元无关，所有Walsh序列的正交性保证了在码元积分期间抵销来自该小区中其它用户信号的所有干扰。来自于其它小区以及多路径的非正交干扰限制了前向链路上的容量。

在IS-95中，使用同一同相(I)信道PN序列和正交(Q)信道PN序列对一基站所发送的所有用户信号进行正交相移键控(QPSK)扩展。一CDMA系统中的每个基站使用同一PN序列在同一频带中发送，但具有相对于与一通用时间基准对准的未偏移PN序列的独有偏移。PN扩展速率与Walsh覆盖速率相同，为1.2288MHz或每码元64个PN码片。在较佳实施例中，每个基站发送一导频基准。在本发明的说明书中，在I和Q信道上发送不同的信息，这实质上增加了系统的容量。

导频信道为发送一恒定的零码元并以话务承载信号(traffic bearingsignal)所使用的同一I和Q PN序列扩展的“信标(beacon)”。在较佳实施例中，导频信道被覆盖了所有的零Walsh序列0。在初始系统采集期间，移动站搜索PN序列的所有可能的偏移，一旦移动站发现一基站的导频，则该移动站可使它自己与系统时间同步。如下详细所述，导频在移动解调器瑞克接收机体系结构中所起到的基础作用完全超出其在初始同步中的用途。

图2示出一无线电的通用瑞克接收机解调器10，它用于接收到达天线18的前向链路信号20并进行解调。模拟发射机和接收机16包含在基带输出数字化I和Q信道样本32的QPSK下变频器链。从压控温度补偿本机振荡器(TCXO)得到用来对接收波形进行数字化的采样时钟CHIPX8 40。

由微处理器30通过数据总线34来监督解调器10。在解调器内，把I和Q样本32提供给多个指12a-c和一搜索器14。搜索器14搜索出可能包含适用于指12a-c的分派的多路径信号峰的偏移的窗口。对于该搜索窗中的每个偏移，搜索器14把它在该偏移处发现的导频能量报告给微处理器。然后调查指12a-c，由微处理器30把那些未分派或跟踪较弱路径的指分派给由搜索器14识别到的包含较强路径的偏移。

一旦指12a-c被锁定到对其所分派的偏移处的多路径信号上，则该指独立地进行跟踪，直到该路径衰落掉或直到使用其内部时间跟踪回路而重新分派该指。该指时间跟踪回路测量当前指正在进行解调的偏移处的峰两侧上的能量。这些能量之差形成了一量度，然后将对该量度进行滤波和积分。

积分器的输出控制从一码片间隔上的输入样本中选出一个以用于解调的抽取器(decimator)。如果一个峰移动，则该指调节其抽取器位置以随该峰移动。然后，以与被分派该指的偏移一致的PN序列对抽取的样本流进行解扩展。在一码元上对解扩展的I和Q样本求和，以产生一导频矢量(P_I，P_Q)。使用移动用户所独有的Walsh码分派对这些相同的解扩展I和Q样本进行Walsh去覆盖(uncover)，在一码元上对这些去覆盖的解扩展I和Q样本求和，以产生一码元数据矢量(_DI，D_Q)。把点积运算定义为

P(n)·D(n)＝P_I(n)D_I(n)＋P_Q(n)D_Q(n)，    (2)

这里P_I(n)和P_Q(n)分别是码元n的导频矢量P的I和Q分量，D_I(n)和D_Q(n)分别是码元n的数据矢量D的I和Q分量。

由于导频信号矢量比数据信号矢量强得多，所以可把导频信号矢量用作相干解调的准确相位基准；此点积计算与导频矢量同相的数据矢量分量的大小。如名为“导频载波点积电路”并已转让给本发明受让人的5,506,865号未决美国专利中所述，点积对指的贡献进行加权以进行有效组合，实际上通过该指接收到的导频的相对强度对每个指的码元输出42a-c进行定标。因而，该点积执行相干瑞克接收机解调器中所需的相位投影(projection)和指码元加权的双重作用。

每个指具有一锁定检测器电路，该电路在其长期平均能量不超出最小阈值时把码元输出到组合器42。这保证了只有跟踪一可靠路径的指才将对组合的输出有贡献，继而增强解调器的性能。

由于被分派每个指12a-c的路径的到达时间的相对差别，所以每个指12a-c具有一抗扭斜缓冲器，该缓冲器使指的码元流42a-c如此对准，从而码元组合器22可把它们加起来，以产生一“软决策”解调码元。由于相信可正确地识别原始发送的码元，所以对此码元进行加权。把这些码元发送到去交织器/解码器电路28，该电路首先对码元流进行帧去交织，然后使用最大似然Viterbi算法对码元流进行前向纠错解码。然后，使微处理器30或其它部件(诸如语音声码器)可获得此经解码的数据以进行进一步处理。

为了正确地解调，需要一机构把本机振荡器频率与小区处所使用的时钟对准，以对数据进行调制。每个指通过使用叉积矢量运算符来测量导频矢量在QPSK I、Q空间中的旋转速率，从而进行频率误差的估计：

P(n)×P(n－1)＝P_I(n)P_Q(n－1)＋P_I(n－1)P_Q(n)    (3)

在频率误差组合器26中对来自每个指44a-c的频率误差估计进行组合并积分。然后把积分器输出LO_ADJ36馈送到模拟发射机和接收机16中的TCXO的电压控制，以调节CHIPX8时钟40的时钟频率，继而提供补偿本机振荡器的频率误差的闭环机构。

如果基站对移动站所发送的信号的发送功率太大，可能会产生诸如与其它移动站干扰等问题。或者，如果基站所发送的信号的发送功率太低，则移动站可能接收到多个错误的帧。地上信道衰落和其它公知的因素可能影响基站所发送的信号的接收功率。结果，每个基站必须快速而准确地调节发送到移动站的信号的发送功率。

在一控制基站发送的信号的发送功率的有用方法中，在一接收到的数据帧的功率偏离阈值或错误地接收到该数据帧的功率，则移动站把一信号或消息(message)发送到基站。响应于此消息，基站增加基站所发送的信号的发送功率。在5,056,109号名为“用于控制CDMA蜂窝式电话系统中的发送功率的方法和设备”的美国专利中揭示了控制发送功率的方法和设备，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。

近来，对在无线通信链路上提供高速度数字数据的兴趣大大增长。为了提供这些高速度的数据链路，已开发使用更大带宽的系统。提供高速度数据的一个方法涉及使用紧密依靠IS-95系统的配置中所进行开发的CDMA技术。电信行业协会提出的在无线通信系统上提供高速度数据的系统叫做“cdma2000”。

在发送CDMA信号时，想要通过无线通信器件的功率放大器来减小发送功率的峰值与平均值比。减小峰值与平均值比的一个方法是通过使用1996年4月9日提交的名为“在CDMA无线通信系统中减小峰值与平均值发送功率高数据速率”的08/856,428号美国专利申请中所述的复数PN扩展，该申请已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。在复数PN中，依据以下公式对信息信号I′和Q′进行PN扩展：

I＝I′PN_I－Q′PN_Q，    (4)

Q＝I′PN_Q＋Q′PN_I，    (5)

这里，PN_I和PN_Q为不同的PN扩展码。此复数PN扩展在信息信号信道(I′或Q′)上的信息数量可显著地高于其它的情况下是非常有用的。复数PN扩展用于平衡负载，因而减小峰值与平均值比。上述08/856,428号美国专利申请还描述了一种对复数PN扩展数据进行解扩展的方法。

cdma2000利用正交代码信道，这些信道随后被伪噪声序列扩展。把该系统设计成对预定的一组码片速率(包括1.2288Mcps、3.6864Mcps、7.3728Mcps和11.0592Mcps)提供扩展。给每个码片速率提供不同的一组PN发生器需要附加的硬件，并抬高设备的成本。此外，希望该设备能在每个码片速率处起作用。此外，希望搜索提供快速而有效的采集的导频信号的方法。

发明内容

本发明是一种用于对CDMA信号进行PN扩展的改进的新方法。本发明揭示了一种产生截短(truncate)的PN序列的方法。此外，本发明揭示了通过掩蔽第一截短序列来产生第二截短序列的方法。一种用于产生截短PN序列的相移形式的方法。

附图概述

从以下结合附图所提出的详细描述，将使本发明的特征、目的和优点变得明显起来，图中相同的标号指示相应的部分，其中：

图l是一CDMA环境中的多路径信号的示意图；

图2是用于接收CDMA信号的RAKE(瑞克)接收机的示意图；

图3是第三代CDMA通信系统中的CDMA信号的初始处理的方框图；

图4是第三代CDMA通信系统中的CDMA信号的最终处理的方框图；

图5是示出产生IS-95系统中所使用的掩蔽PN序列的方框图；

图6是一通用PN发生器的示意图；

图7是一截短PN序列的状态和一偏移截短PN序列的状态的示意图；

图8是用来产生一截短PN序列的示例实施例的方框图；

图9是图8的LFSR中所使用的寄存器的一个示例实施例；

图10是使用单个PN发生器来产生截短PN序列和第二截短PN序列的电路的一个示例实施例的方框图；

图11a-11b是在尝试对一截短PN序列进行相移时所产生的问题的示意图；

图12是提供一截短PN序列的相移形式的电路的方框图；以及

图13示出本发明的较佳实施例，从而PN序列的初始相位相同的，而与获得的码片速率无关。

本发明的较佳实施方式

虽然诸如IS-95中所规定的那些频谱有效多址系统(叫做cdmaOne系统)能应付今天的容量需求，但由于对无线数据通信的兴趣以及无线电话流行程度的增长，制造商和操作人员预见到对其系统不断增长的需求。在预见到此不断增长的需求时，国际电信同盟(ITU)开创了对第三代无线通信系统进行标准化的程序。

电信行业协会向ITU提交了名为“cdma2000 ITU-R候选提议(0.18)”(以下为cdma2000提议)的无线电发送技术(RTT)候选。cdma2000提议提供了允许系统发展以满足容量需要的一组不同码片速率处的操作。CDMA系统的码片速率决定了一系统通过与所需扩展增益因子的关系而可发送的数据的量。尤其是，cdma2000提议提供了1.2288Mcps(当前cdmaOne系统的码片速率)、3.6864Mcps、7.3728Mcps、11.0592Mcps以及14.7456Mcps处的操作。

在cdmaOne中，如cdma2000系统中所预想的，每个基站使用与其附近的其它基站偏移一预定量的公共PN扩展码来扩展其前向链路发送。基站之间所需的偏移量是系统设计者所预期的最大传播路径的函数。

如上述5,764,592号美国专利中所述，为了对接收到的信号进行解扩展，CDMA接收机产生该PN序列的本地形式。接收机中所产生的PN序列将与用来在基站处执行扩展的PN序列偏移，因为需要时间把该信号从基站传播到移动站接收机。如果一给定区域中的基站处的PN偏移相互太接近，则对移动而言基站PN扩展看上去不是独有的，而且将阻止移动站区分从不同基站接收的信号。因而，基站之间的PN偏移量是一信号到达移动站的最大预期传播时间的函数。

由于所需的PN偏移是传播时间的函数，所以基站之间的最小PN码片偏移量是最大传播时间与PN扩展速率的积。此外，PN扩展需要产生的状态的数目等于基站之间的最小PN码片偏移量以及可与一移动站通信或在一移动站处相互干扰的基站的数目。因而，较短的PN码需要以1.2288Mcps操作的系统，而不是以3.6864Mcps操作的系统。

图3示出cdma2000提议中提出的下行链路(前向链路)发送方案。把数据的帧提供给CRC和尾标位发生器102，发生器102对该帧产生一组一致校验(parity)位，叫做循环冗余位。循环冗余校验位的产生方法在本领域内是公知的，在5,504,773号名为“数据格式化以进行发送的方法和设备”的美国专利中详细地描述产生CRC位的方法，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。然后，CRC和尾标位发生器102把一组尾标位添加到用来清除解码器和接收机的存储器的帧上。

然后，把这一数据分组提供给编码器104。编码器104可以是卷积编码器或特伯(turbo)编码器。卷积编码器在本领域内是公知的。卷积编码器允许在接收机处使用网格(trellis)解码器，这大大减少了把数据准确地发送到远程站所需的能量。或者，编码器4可以是特伯编码器，其设计在本领域内是公知的，在5,466,747号名为“具有至少两个平行的系统卷积编码的纠错编码方法、相应的迭代解码方法、解码模块和解码器”的美国专利中描述了它的一个例子，在这里引用该专利作为参考。

由编码器104把经编码的码元提供给交织器106。交织器106对这些码元重新排序，以提供时间分集，这防止了无线环境中常见的突发型误差。在示例实施例中，交织器106为块交织器，其中按行把数据读入存储元件并按列读出。

把经重新排序的码元提供给加扰元件112。加扰元件112依据抽取的长PN序列对经交织的数据进行加扰。加扰是通过对交织器的输出码元与长PN码片的二进制值进行模-2加法来实现的。该长码是由线性反馈移位寄存器(LFSR)经过一掩蔽(masking)函数产生的。该掩蔽函数是用户身份的函数，通常以用户的电子序号(ESN)为基础。把抽取的序列提供给加扰元件112，加扰元件112为用户提供了附加的呼叫安全程度。

把经加扰的码元提供给多路复用器和序号点映射元件114。在示例实施例中，把两位构成的每一组提供给多路复用器和信号点映射元件114，多路复用器和信号点映射元件114把这组二进制位映射为点(1，1)、(1，-1)、(-1，1)和(-1，-1)构成的构象。此构象映射中的一个点置于数据信道增益元件116的第一输出上，此构象中的第二点置于数据信道置于元件118的第二输出。

把经增益调节的分组提供给穿插(puncture)元件122和28，穿插元件122和28调节这些分组的发送增益。然后，把经增益调节的分组提供给穿插元件122和124。把控制远程站(未示出)的发送功率的功率控制位提供给功率控制信道增益元件120。

功率控制增益元件120调节功率控制位的增益，并把经增益调节的功率控制位提供给穿插元件122和124。穿插元件122和124把功率控制位穿插入该分组中的预定位置。然后把这些分组提供给覆盖元件128和130。

分组构成±1值的码元。把这些码元提供给覆盖元件128和130，覆盖元件128和130把这些码元乘以由±1值构成的正交序列。此正交序列专用于对特定远程站用户的话务发送。本示例实施例中的正交序列为Walsh序列，其产生在本领域内是公知的且在5,103,459号名为“在CDMA蜂窝式电话系统中产生信号波形的系统和方法”的美国专利中进行了详细地描述，该专利已转让给本发明的受让人并这里引用作为参考。

然后，把经Walsh覆盖的序列提供给前向链路信道求和器，该求和器把来自覆盖元件128和130的数据与发送到其它用户的其它经类似调制的数据分组以及公共信道数据求和。

转到图2，然后把获得的求和数据提供给PN扩展元件134、136、138和140。由位于每个基站附近的这组基站中对每个基站所独有的PN偏移来识别每个基站。在本发明中，使用两个PN序列来扩展该数据(PN_I和PN_Q)。每个PN序列由一±1值的序列构成。执行图2所示的PN扩展运算，以提供结果：

I＝I′PN_I-Q′PN_Q，     (6)

Q＝I′PN_Q＋Q′PN_I，    (7)

把数据序列I′提供给乘法器134和138。乘法器134把数据(I′)乘以伪噪声序列PN_I，并把结果提供给减法器142的求和输入。乘法器138把数据(I′)乘以伪噪声序列PN_Q，并把结果提供给求和器144的第一求和输入。

把数据序列Q′提供给乘法器136和140的第一输入。乘法器140把数据(Q′)乘以伪噪声PN_I，并把结果提供给减法器142的减法输入。乘法器136把数据(Q′)乘以伪噪声序列PN_Q，并把结果提供给求和器144的第二求和输入。

减法器142从乘法器134的输出中减去乘法器140的输出，并把结果提供给基带滤波器(BBF)146。求和器144把乘法器138的输出加到乘法器136的输出，并把结果提供给基带滤波器(BBF)148。基带滤波器146和148对PN扩展序列进行滤波，并把经滤波的序列分别提供给上变频器150和152。

上变频器150和152依据本领域内公知的正交相移键控(QPSK)调制对输入数据进行上变频。上变频器150依据载波调制cos(2_f_c)对信号(I)进行上变频以发送。上变频器152依据载波调制sin(2_f_c)对信号(Q)进行上变频。然后，在求和元件154中对这两个正交信号求和，放大并发送。

在本发明中，提出了使用单个PN发生器以I和Q信道所独有PN序列对数据进行扩展的方法。为了使用单个PN发生器提供I和Q信道所独有的扩展，用来对Q信道数据进行扩展的PN序列是从用来对I信道数据进行扩展的PN序列偏移而得。

通常使用线性反馈移位寄存器(LFSR)来产生CDMA扩展的PN序列。LFSR的输出在返回其初始状态前通过预定数目的独有状态循环，然后输出的循环再次开始。在一最大长度LFSR序列中，移位寄存器在返回其初始状态前通过其存储器的所有可能状态。这在选择多项式从而使反馈为最大长度时是正确的。LFSR的输出是LFSR的状态的函数。

PN序列(PN_I和PN_Q)可通过不同多项式(即，PN发生器)或通过同一PN发生器的不同相位而产生。在I和Q信道的PN产生的第一示例实施例中，使用同一PN发生器以相互偏移的序列来产生I和Q信道。

如本领域内所公知的，可使用对LFSR的输出状态所执行的掩蔽运算来改变PN发生器输出的相位。图5示出在IS-95系统中所使用的长码PN发生器。LFSR 175把最大长度序列提供给掩蔽元件177。掩蔽元件177是改变输出相位的一系列与门。此情况下的掩蔽为接通和断开LFSR的抽头(tap)输出的42位输入序列。掩蔽运算改变输出序列的相位。然后，把经掩蔽的序列提供给模-2求和器179，该求和器179输出长码序列。

图6示出具有依据以下多项式确定的反馈路径的LFSR的一般形式：

G＝g₀＋g₁x＋g₂x²＋...＋g_rx^r－1，    (8)

这里，g₀为最右反馈且总是等于“1”，g_n为使能或阻止LFSR中的相应反馈路径的二进制值，x代表该反馈的位置。本领域内的技术人员将理解，反馈多项式(G)可以是不需要任何与门的硬连线的。LFSR 206由一组求和器202、寄存器200和与门204构成。LFSR的状态由进入求和器202的值来确定。LFSR在通过给寄存器200加载而设定的初始状态处启动。

在管理电路的时钟时，把存储在寄存器200中的值输出到求和器202的第一输入。寄存器200a输出的值是LFSR 206的输出，该值还在反馈线208上作为至与门204的一个输入被反馈。至与门204的其它输入为二进制值(g₀，g₁...g_r)。

在第一实施例中，用于对I和Q信道进行扩展而产生的序列是一较大PN序列的相移形式。为了允许单个PN发生器产生不重叠的PN序列，PN发生器必须产生这样一个序列，该序列至少是用来扩展I和Q信道的序列的至少两倍长，该序列必须被截短。

图7在一圆圈的外围上示出LFSR的状态或相位。圆圈使LSFSR的输出非常直观，因为就象圆圈一样，LFSR的状态在出现状态循环处开始，通过所有的输出状态，返回初始状态并重复。

在本发明的第一实施例中，使用被截短的PN序列来产生用来扩展I和Q信道的序列。在图7中，把LFSR示作具有N个独有的状态。把用来扩展I信道的序列(PN_I)截短到k个状态(k＜N/2)。因而，一旦达到第k＋1个状态时其后将被迫使回到初始状态，被设计成循环过所有N个可能状态的PN发生器将被截短。

在第一实施例的较佳形式中，使用来扩展Q信道的序列与用来扩展I信道的序列偏移一定的量，从而这两个序列不重叠。如图7所示，用来扩展Q信道的序列(PN_Q)由m和m＋k(这里，m＜k且m＋k＜N)之间的状态构成。在示例实施例中，PN_Q是通过掩蔽PN_I序列产生的。

在另一个实施例中，可通过不同多项式产生PN_I和PN_Q作为截短的PN序列。使用单个多项式的描述完全使人能实现使用两个不同多项式的实施例。使用多个多项式的不同PN序列的产生在本领域内是公知的。

图8示出用于产生一截短的PN序列的本发明的PN发生器306。本领域内的技术人员将理解，反馈多项式(G)可以是不需要任何与门的硬连线的。在总线线路312上把PN发生器306的初始状态(S_I)提供给寄存器300。虽然可等价地应用其它存储器结构且在本发明的范围内，但在示例实施例中，把寄存器300揭示为D触发器。PN发生器308的输出是来自寄存器300a的输出。此外，在线路308上把来自寄存器300a的输出反馈到与门304的第一输入。在输入线路314上提供多项式G作为与门304的第二输入。

多项式G使能或阻止线路308上所提供的反馈。如果从输入线路314至与门304的输入为高，则使能至相应模-2求和器302的反馈，并把输出位反馈到该求和器。如果从输入线路314至与门304的输入为低，则阻止至相应模-2求和器302的反馈，且阻挡输出位到达该求和器。把寄存器300b到300r中每一个的输出提供给相应模-2求和器302a到302(r－1)的第一输入。至模-2求和器302a到302(r－1)的第二输入为来自寄存器300a的反馈输出位，该寄存器300a位于反馈路径被多项式G使能的位置上。

为了截短PN序列，利用状态识别元件310把LFSR的状态与截短PN序列的最终状态相比较。可使用各种方法来实现状态检测元件310，最简单的预想由多个异或门构成，每个异或门具有接收当前状态的一位的一个输入以及接收来自最终状态的一位的第二输入。把每个异或门的输出提供给一r输入与门，在线路318上输出此运算的结果。

暂时返回图7中的I序列的产生，PN发生器306最初被设定为初始状态(以0表示)。在到达截短序列的最终状态(状态k＋1)时，状态识别元件310把一信号发送到寄存器300，该信号迫使寄存器加载初始状态(S_I)。在状态检测元件310检测到最终状态S_f时，状态检测元件310输出一表示识别最终状态的二进制信号。线路318上的该信号迫使每个寄存器300从输出由前一求和元件获得的和切换到输出初始状态S_i。

例如，在大多数情况下，寄存器300c将取得来自求和器302c的输出，并把该输出提供给模-2求和器302b。然而，当线路318上的信号变高时，即表示已检测到最终状态时，寄存器300c把Si₂输出到模-2求和器302b。在下一时钟间隔处，状态检测元件310将检测PN发生器的状态与最终状态之间的差别，并把线路318上的信号设定为低，这将使操作重新开始，其中寄存器300c将把求和器302c的输出提供给求和器302b的第一输入。

图9示出使用可加载的D型触发器320的寄存器300的示例实现。A输入接收相应求和器的输出。B输入接收这一位初始状态S_i。把线路318上的值提供给LD，LD确定输出(Q)提供输入A还是输入B。时钟以PN码片速率运行。

图10示出用于产生相互相移的两个伪噪声序列PN_I和PN_Q的设备。伪噪声序列PN_I是由PN发生器426以与针对图9中的PN发生器306所述的相同方式产生的。本领域内的技术人员将理解，掩蔽(M)和反馈(G)多项式可以是不需要AND门的硬连线的。把PN发生器426的状态提供给掩蔽元件428，掩蔽元件428使输出PNQ相对于序列PN_I发生相移。

本发明的PN发生器426产生一截短的PN序列。在总线线路412上把PN发生器426的初始状态(S_I)提供给寄存器400。虽然可等价地应用其它存储器结构且它们在本发明的范围内，但在示例实施例中，把寄存器400揭示为D触发器。PN发生器426的输出是来自寄存器400a的输出。此外，在线路408上把来自寄存器400a的输出反馈到与门404的第一输入。在输入线路414上提供多项式G作为与门404的第二输入。

多项式G使能或阻止线路408上所提供的反馈。如果从输入线路414至与门404的输入为高，则使能至相应求和器402的反馈，并把输出位反馈到该求和器。如果从输入线路414至与门404的输入为低，则阻止至相应求和器402的反馈，且阻挡输出位到达该求和器。把寄存器400b到400r中每一个的输出提供给相应求和器402a到402(r－1)的第一输入。至求和器402a到402(r－1)的第二输入为来自寄存器400a的反馈输出位，该寄存器400a位于反馈路径被多项式G使能的位置上。

为了截短PN序列，利用状态识别元件410把LFSR的状态与截短PN序列的最终状态相比较。可使用各种方法来实现状态检测元件410，最简单的构想由多个异或门构成，每个异或门具有接收当前状态的一位的一个输入以及接收来自最终状态的一位的第二输入。把每个异或门的输出提供给一r输入与门，在线路418上输出此运算的结果。

暂时返回图7中的I序列的产生，PN发生器426最初被设定为零状态。在到达截短序列的最终状态(状态k)时，状态识别元件410把一信号发送到寄存器400，该信号迫使寄存器加载初始状态(S_I)。在状态检测元件410检测到最终状态S_f时，状态检测元件410输出一表示识别最终状态的二进制信号。线路418上的该信号迫使每个寄存器400从输出由前一求和元件获得的和切换到输出初始状态S_i。

例如，在大多数情况下，寄存器400c将取得来自求和器402c的输出，并把该输出提供给求和器402b。然而，当线路418上的信号变高时，即表示已检测到最终状态时，寄存器400c把Si₂输出到求和器402b。在下一时钟间隔处，状态检测元件410将检测PN发生器的状态与最终状态之间的差别，并把线路418上的信号设定为低，这将使操作重新开始，其中寄存器400c将把求和器402c的输出提供给求和器402b的第一输入。

在线路430上把PN发生器426的状态(S＝[S₀...S_r－1])提供给掩蔽元件428。掩蔽元件428由一组与门422和模-2求和器424构成。把来自寄存器400的每一位提供给相应与门422的第一输入。给与门的第二输入提供总线线路420所上所提供的掩蔽多项式M。把掩蔽多项式M与状态S_I之间的与运算结果提供给模-2求和器424。模-2求和器424对来自与门422的输入执行模-2相加，并输出获得的序列以调制Q信道(PN_Q)。

使用本发明，可把单个发生器多项式用于产生PN扩展序列，而与想要获得的码片速率无关，只要该多项式能产生用于最高码片速率的足够数目的状态。这是简单地通过依据给定码片速率想要的状态数目调节序列的截短来实现的。例如，在使用3.6864Mcps的扩展速率时，可在预定数目的状态后截短该序列。

在本发明的较佳实施例中，对所有的码片速率使用同一初始相位偏移。如图13所示，PN序列的初始相位是相同的，与获得的码片速率无关。如图13所示，选择对任何预定的码片速率都足够大的PN序列。在此情况下，使用20²⁰-1的最大长度序列。在本例中，用来扩展I信道的PN序列的状态与用来扩展Q信道的PN序列的状态不重叠。然而，所有的序列都包含一公共初始状态。通过具有公共的初始相位，可通过对准初始(或最终相位)来实现硬件的节约，这自动地固定了允许使用所有码片速率的公共掩码I和Q信道之间的偏移，以区分I和Q扩展序列。

每个基站依据此同一截短序列的偏移形式来扩展其前向链路信号。然后，为了实现3.6864Mcps的码片速率，使用同一硬件和同一发生器多项式，直到随后近似于3倍状态后才截短该序列。

如上所述，在cdmaOne和所提出的cdma2000系统中，每个基站发送公共PN序列的相移形式。在截短的PN序列的情况下，这导致了相对于用来产生初始偏移截短序列的掩蔽运算的独有问题。图11a和11b示出产生偏移截短PN序列的问题。

图11a示出产生未截短的偏移PN序列。由圆圈500所示的序列在状态501处开始，返回状态501并重复。圆圈502所示的偏移序列在PN偏移位置503处开始，返回初始状态503并重复。当序列未被截短时，这可使用如上所述的单个掩蔽运算来实现，这使该序列移至其产生以前或以后的一个状态。

然而，现在回到图11b，当序列被截短时，传统的掩蔽功能是不充分的。弧形504示出未移动的PN序列。发生器在初始状态505处开始并移到最终状态507，其后发生器如上所述返回状态505。弧形506代表使用传统掩蔽技术移动的截短PN序列504。使用传统的掩蔽方法，移动的序列将在状态508处开始，在返回状态508前延续到509。这不是第一序列的准确的相移形式。截短的PN序列的准确相移形式在初始状态508处开始，进到最终状态507，返回初始状态505，通过状态508前进到最终状态507，并重复。

图12示出提供偏移PN序列的准确相移形式的方法。截短序列发生器600如相对于PN发生器306所述产生截短的PN序列。在线路608上把此截短的PN序列提供给掩码运算器606。掩码运算器608如相对于掩蔽元件428所述，依据来自多路复用器604的掩码执行掩蔽运算。掩码运算器608如上所述移动截短的PN序列。

最初，掩码运算器606使用M1所表示的第一掩码给该序列提供相应于图11b中的PN偏移所代表的位移的位移。在到达截短序列的最终状态(图11b中的505)时，掩码运算器606使用第二掩码使截短的序列S相移，以提供截短序列的初始部分。

使用相位检测器602来检测在掩码之间切换的时间。再参考图11b，相位检测器602检测掩码变换点507和508。掩码1用来产生从状态508到状态507的超前序列。在检测到状态507时，利用掩码2产生状态505和508之间的延迟序列。在检测到状态508时，再次使用掩码1。

在示例实施例中，在总线线路609上把截短序列发生器600的状态提供给相位检测器602。相位检测器602把此状态与如上所述进行下一掩码变化的适当状态相比较。在示例实施例中，把将进行掩码变化的状态存储在存储器元件608中，并由微处理器610在总线线路上提供给多路复用器612，多路复用器612把此相位信息提供给相位检测器602。

在检测需要掩码变化时，相位检测器602把一信号发送到多路复用器604。响应于来自相位检测器602的该信号，多路复用器604切换它提供给掩码运算器606的掩码。在示例实施例中，把掩蔽值存储在存储器608中，并通过微处理器610在一公共微处理器总线线路上提供给寄存器612。寄存器612把掩码1提供给多路复用器604的第一输入，并把掩码2提供给多路复用器604的第二输入。

虽然在LFSR PN序列的情况下已进行了描述，但本发明可扩展到使用诸如Gold码等其它类别的PN序列和诸如Fibonacci等其它结构。

先前对较佳实施例提供了描述，以使本领域内的技术人员可利用或使用本发明。对这些实施例的各种改变将对本领域内的技术人员变得明显起来，可把这里所定义的普遍原理应用于其它实施例，而不使用创造性。因而，本发明将不限于这里所示的实施例，而将依据符合这里所揭示的原理和新特征的最宽范围。

Claims (1)

1.一种用于提供截短的PN序列的设备，其特征在于包括：

PN序列发生器，用于产生大于所述截短的PN序列的包含许多状态PN序列；

最终状态检测器，用于检测所述PN序列发生器的所述状态中的最终状态，并提供表示检测到所述最终状态的信号；以及

初始状态加载装置，响应于表示检测到所述最终状态的所述信号把一初始状态加载到所述PN序列发生器中。

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