CN1309141C - 带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法 - Google Patents

Abstract

带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法，是要解决不管电网及负载平衡与否，均控制带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器中的逆变器不流过基波电流，在抑制谐波的同时避免基波旁路通道和逆变器发生谐振，从而降低逆变器容量和整机的成本，提高逆变器效率。本发明控制方法的技术特点在于应用全基波电流检测方法：即采用基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法或采用基于级连型双dq变换的基波电流检测方法或采用基于逐相dq变换的基波电流检测方法或采用基于逐相带通滤波器的基波电流检测方法。本发明技术既适用于三相三线制系统也适用于三相四线制系统。

Description

带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法

技术领域

本专利属于电力谐波治理技术，涉及带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器的控制。

背景技术

由于可以克服传统的无源滤波器的许多缺点，有源电力滤波器(APF)自70年代提出以来，得到了人们的广泛研究。但是，有源滤波器也有一个致命的弱点：成本太高。这已成为有源电力滤波器推广应用的瓶颈。所以，研制性能稳定可靠、补偿效果好而又低成本的有源电力滤波器是目前有源电力滤波器的主要研究方向之一。

1991年，日本学者Toshihiko Tanaka和Hirofumi Akagi提出了一种带有基波电流旁路通道的串联混合有源电力滤波器(Toshihiko Tanaka，Hirofumi Akagi，A new combined system ofseries active and shunt passive filters aiming at harmonic compensation for large capacity thyristorconverters，IECON’91，Page(s)：723-728，vol.1)。其特点是在耦合变压器的高压侧(即逆变器侧)增加了一个谐振于电网频率的LC通道(以下简称PPF1通道)。电网电流中的基波成分可以由该通道流过，而不经过逆变器。逆变器只需提供谐波电压和流过电网谐波电流，因此，可以大大降低逆变器的容量，继而可以降低APF整机的成本，提高整机的效率，而且它具有良好的滤波性能。另外，PPF1通道使得系统的保护变得容易，因为即使逆变器发生故障，PPF1通道仍可给负载提供能量流通的通道，不至于使负载断电。

文中的控制方法是让逆变器对电网的谐波电流呈一个较大的阻抗，使得负载谐波电流尽量流进无源滤波器组，减少流进电网的谐波电流；同时，对流过逆变器本身的基波电流呈一个较大的阻抗，使得电网的基波电流尽可能的从PPF1通道流过，而不会流经逆变器。文中电网谐波电流和逆变器基波电流的检测是基于瞬时无功功率理论的方法。这种方法在电网电压对称且没有畸变以及负载电流对称时，可以使得电网基波电流均从PPF1通道流过，而不会流过逆变器，从而降低逆变器的容量。但是，在实际应用中，电网电压一般均有一定程度的畸变和不对称性，负载电流更是难以保证在任何时刻都是对称的，此时，若采用文中的控制方法，由于其检测出来的“基波电流”实际上只是基波正序电流，而其检测出来的“谐波电流”中实际上包含了基波负序电流，结果电网负序电流将在PPF1通道和逆变器之间谐振放大，造成逆变器中流过很大的电网基波电流。这样，带基波电流旁路通道的有源电力滤波器的主要优点：降低逆变器的容量，也就无法实现。这就是这种有源电力滤波器没有在实际中得到应用的主要原因。

发明内容

本发明的目的是提出一种新的控制方法，不管电网及负载平衡与否，均控制带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器中的逆变器不流过基波电流，在抑制谐波的同时避免基波旁路通道和逆变器发生谐振，从而降低逆变器的容量，提高逆变器的效率。

为达到上述目的，本发明的技术方案是将全基波电流检测方法应用于带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器的控制(参见附图3)。其中的全基波电流检测方法包括以下四种：基于正反旋双dq变换的基波电流检测法，基于级连型双dq变换的基波电流检测法，基于逐相dq变换的基波电流检测法，基于逐相带通滤波器的基波电流检测法。

全基波电流检测方法是指不管电网和负载平衡与否，均能将基波电流(包含正序基波电流和负序基波电流，在三相四线制系统中还包括零序基波电流)完整地检测出来的方法。采用基于全基波电流检测的控制方法，彻底避免了在不平衡条件下，电网基波电流或部分电网基波电流在PPF1通道和逆变器之间发生谐振的现象，使得逆变器只需提供谐波电压和流过电网谐波电流，大大降低了有源部分所占的容量。本发明使得带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器可以在实际的三相三线制负载或三相四线制负载中实现其有源部分所占容量小、成本低的优点。

附图说明

图1是应用于三相三线制负载的带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器线路原理图；

图2是应用于三相四线制负载的带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器线路原理图；

图3是本发明控制方法原理图；

图4是基于正反旋双dq变换的三相三线制系统基波电流检测方法原理图；

图5是基于级连型双dq变换的三相三线制系统基波电流检测方法原理图；

图6是基于逐相dq变换的三相三线制系统基波电流检测方法原理图；

图7是基于逐相带通滤波器的三相三线制系统基波电流检测方法原理图；

图8是基于正反旋双dq变换的三相四线制系统基波电流检测方法原理图；

图9是基于级连型双dq变换的三相四线制系统基波电流检测方法原理图；

图10是基于逐相dq变换的三相四线制系统基波电流检测方法原理图；

图11是基于逐相带通滤波器的三相四线制系统基波电流检测方法原理图；

图12是负载电流及其频谱分析；

图13是电网电流电流及其频谱分析；

图14是PPF1通道电流及其频谱分析；

图15是变压器电流及其频谱分析。

具体实施方式

参照附图详细说明技术方案：

如图1、图2所示，本发明涉及的带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器是由无源主电路、逆变器、控制电路等组成。无源主电路包括耦合变压器MT，基波旁路通道即PPF1通道，无源滤波器组PPFs。PPF1通道由电感器与电容器的谐振回路组成，为电网基波电流提供低阻通路，由电感器L1与电容器C1组成的二阶谐振电路比较简单，一般已经能够满足要求，L1、C1调谐于电网基波频率。PPF1通道通常并联在耦合变压器上与逆变器相连的一侧比较方便(如图1、图2所示)。根据容量的大小，PPF1可以并联在耦合变压器的原边(与逆变器相连的一侧)，也是可以并联在耦合变压器的副边(与电网相连的一侧)，各有利弊。

耦合变压器是一个三相变压器，或由三个单相变压器组成。

无源滤波器组(PPFs)，由低次单调谐滤波器组和高通滤波器组成。其中低次单调谐滤波器组可以由5次，7次，11次，13次组成，也可以只由5次，7次组成。前者抑制11次，13次比较有效。后者则比较简单，对于非线性负载高次谐波不多的场合能够简化线路、降低成本。

逆变器电路包括逆变器主电路、低通滤波器LPF(由电感器L_r、电容器C_r组成，用于滤除逆变器产生的开关谐波)和驱动电路。逆变器可以由一个三相逆变器或三个单相逆变器构成。

控制电路包括电流传感器CT、电压传感器VT、锁相环PLL、电网谐波电流检测、逆变器基波电流检测、逆变器参考信号计算及PWM信号生成电路等组成。锁相环PLL电路输出电网AB线电压v_ab的过零信号及其倍频信号，这些信号用作基波/谐波计算时正弦表sin(wt)和余弦表cos(wt)的指针。

本发明的控制方法如图3所示，首先分别从电网电流i_S(包括i_Sa、i_Sb、i_Sc)和逆变器电流i_C(包括i_Ca、i_Cb、i_Cc)中检测出电网电流基波分量i_Sf(包括i_Saf、i_Sbf、i_Scf)和逆变器电流基波分量i_Cf(包括i_Caf、i_Cbf、i_Ccf)，然后从电网电流i_S减去电网电流基波分量i_Sf，得到电网电流谐波分量i_Sh(包括i_Sah、i_Sbh、i_Sch)，i_Sh乘于系数K_Sh(逆变器对电网谐波电流的阻抗)得到逆变器参考信号1v_c1；i_Cf乘于系数K_Cf(逆变器对逆变器基波电流的阻抗)得到逆变器参考信号2v_c2，两者对应分量相加，得到逆变器完整的参考信号v^*(即调制信号)，经一定的方法(比如三角波调制、空间矢量调制、滞环控制等)得到PWM信号PWM1～PWM6，这些信号经隔离放大后驱动逆变器。

由于PPF1通道谐振于电网基波频率，它对基波电压很敏感，检测方法不当会造成PPF1通道和逆变器之间发生基波电流谐振，使得逆变器的容量增大。因此，基波电流的检测方法是图3所示控制方法的核心，它应保证在各种情况下，即在电网电压有畸变、不平衡，负载电流有畸变、不平衡时，均能检测出所有的基波电流(即正序基波电流、负序基波电流、零序基波电流之和)，即“全基波电流检测法”，它是本发明最关键技术。采用“全基波电流检测法”可以保证在上述各种复杂的应用条件下，逆变器和PPF1通道不会发生谐振现象。本发明采用的全基波电流检测法有：基于正反旋双dq变换的基波检测方法、基于级连型双dq变换的基波检测方法、基于逐相dq变换的基波电流检测法、基于逐相带通滤波器基波电流检测法等，分别详细说明如下。

以下所示电流“i_a、“i_b”、“i_c”指的是电网电流i_Sa、i_Sb、i_Sc或逆变器电流i_Ca、i_Cb、i_Cc。

1.基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法

图4是三相三线制系统中，基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法的原理图。电流传感器CT检测A相和B相两相电流i_a、i_b，两者相加取反得到C相电流i_c。对电流i_a、i_b、i_c依次进行3/2变换C₃₂和正序基波旋转变换C_dq+(wt)，得到正序基波dq坐标系上的两个分量i_d+、i_q+，对i_d+、i_q+进行低通滤波LPF，得到对应的直流分量 i_d+、 i_q+，继而对 i_d+、 i_q+进行正序基波旋转反变换C_dq+ ^-1(wt)和2/3变换C₂₃，得到正序基波电流i_af+、i_bf+、i_cf+；同时，对电流i_a、i_b、i_c依次进行3/2变换C₃₂和负序基波旋转变换C_dq-(wt)，得到负序基波dq坐标系的两个分量i_d-、i_q-，对i_d-、i_q-进行低通滤波LPF，得到对应的直流分量 i_d-、 i_q-，继而对 i_d-、i_q-进行负序基波旋转反变换C_dq- ^-1(wt)和2/3变换C₂₃，得到负序基波电流i_af-、i_bf-、i_cf-；将正序基波电流和负序基波电流相加，即得到三相三线制系统中的完整的基波电流i_af、i_bf、i_cf。其中所用变换矩阵为：

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{23}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{{\mathrm{dq}}^{+}}\left(\mathrm{wt}\right)=C_{{\mathrm{dq}}^{+}}^{-1}\left(\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

$C_{{\mathrm{dq}}^{-}}\left(\mathrm{wt}\right)=C_{{\mathrm{dq}}^{-}}^{-1}\left(\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

其中，sin(wt)和cos(wt)是经锁相环(PLL)和电网基波频率(w)同步的单位正弦信号和单位余弦信号。

基于正反旋双dq变换的基波电流检测法的优点是概念清晰，当负载中不含2、3、4次谐波时，图4中的低通滤波器(LPF)容易设计，其转折频率可以选得高些，系统的动态响应比较快。

2.基于级连型双dq变换的基波电流检测方法

图5是三相三线制系统中，基于级连型双dq变换的基波电流检测方法的原理图。其中，正序基波电流分量(i_af+、i_bf+、i_cf+)的检测方法和上述“基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法”中的正序基波电流分量的检测方法相同；负序基波电流分量的检测方法是：参照图5，正序基波旋转变换(C_dq+(wt))得到的两个分量i_d+、i_q+，减去对应的直流分量 i_d+、 i_q+，得到对应的交流分量 继而对

进行二倍频的dq变换C_dq(2wt)，得到i_d、i_q，对i_d-、i_q-进行低通滤波LPF，可得到对应的直流分量 i_d-、 i_q-，然后对 i_d-、 i_q-进行反变换(C_dq ^-1(2wt))和2/3变换C₂₃，得到负序基波电流分量i_af-、i_bf-、i_cf-。其中所用变换矩阵为：

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{23}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{{\mathrm{dq}}^{+}}\left(\mathrm{wt}\right)=C_{{\mathrm{dq}}^{+}}^{-1}\left(\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

$C_{\mathrm{dq}}\left(2\mathrm{wt}\right)=C_{\mathrm{dq}}^{-1}\left(2\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)& \cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)& \sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

其中，sin(wt)和cos(wt)是经锁相环(PLL)和电网基波频率(w)同步的单位正弦信号和单位余弦信号。

和基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法相比，基于级连型双dq变换的基波电流检测方法的优点是：在负序基波电流含量较小时，负序基波电流的计算误差较小。

3.基于逐相dq变换的基波电流检测方法

图6是三相三线制系统中，基于逐相dq变换的基波电流检测法原理图。图中M代表乘法器，LPF代表低通滤波器。该方法是对每相电流i_a、i_b单独进行dq变换，得到各相基波电流。以A相基波电流检测为例说明如下：电流传感器检测A相电流i_a，i_a分别乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘积i_ad、i_aq分别经过低通滤波器LPF后得到对应的直流分量 i_ad、 i_aq，再对此直流分量分别乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘积i_af1、i_af2相加后乘于2即得到A相基波电流i_af。同理，可得到B相电流i_bf。i_af、i_bf相加取反得到C相基波电流i_cf。其中，sin(wt)和cos(wt)是经锁相环PLL和电网基波频率w同步的单位正弦信号和单位余弦信号。

该方法的优点是计算简单。缺点是低通滤波器的截止频率必须选得比较低，导致系统的动态响应比较慢。

4.基于带通滤波器的基波电流检测法

图7是三相三线制系统中，基于带通滤波器的基波电流检测法原理图。A、B相电流i_a、i_b分别经过以电网基波频率为中心频率的窄带带通滤波器，即得到A、B相基波电流i_af、i_bf，i_af、i_bf相加取反得到C相基波电流i_cf。

该方法的优点是概念清晰，计算最为简单，不用锁相环电路。缺点是滤波器的设计困难，且其中心频率不能跟随电网频率的变化，导致计算误差(特别是相移)大。

带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器也可以应用于三相四线制系统，如图2所示。主电路的不同点在于逆变器直流侧电容需有中点，并将其连接到耦合变压器的公共点。控制方法和三相三线制系统的控制方法相同，如图3所示。检测电网电流时，三相电网电流(i_Sa、i_Sb、i_Sc)均需检测，而不是三相三线制系统时的两相电网电流(i_Sa、i_Sb)；检测逆变器电流时，三相逆变器电流(i_Ca、i_Cb、i_Cc)均需检测，而不是三相三线制系统时的两相逆变器电流(i_Ca、i_Cb)。基波电流的计算方法和三相三线制系统的计算方法类似，见图8、图9、图10、图11，它们的计算过程分别和图4、图5、图6、图7类似，主要区别在于：和图4、图5相比，图8、图9中，正序基波分量(i_af+、i_bf+、i_cf+)和负序基波分量(i_af-、i_bf、i_cf-)的计算和三相三线制的计算方法相同；同时，图8、图9中增加了“零序dq变换”通道，用于检测零序电流的基波分量：三相电流i_a、i_b、i_c相加得到三倍的零序电流(3i₀)，3i₀乘于系数2/3，再分别乘于sin(wt)、cos(wt)，得到i_0d、i_0q，i_0d、i_0q经过低通滤波器(LPF)后，得到对应的直流分量 i_0d、 i_0q， i_0d、 i_0q分别乘于sin(wt)、cos(wt)，得到乘积i_0f1、i_0f2，i_0f1、i_0f2相加即得到零序电流的基波分量i_f0。图8中所用的变换矩阵和图4中所用的变换矩阵相同：图9中所用的变换矩阵和图5中所用的变换矩阵相同。

上述电流“i_a”、“i_b”、“i_c”指的是电网电流i_Sa、i_Sb、i_Sc或逆变器电流i_Ca、i_Cb、i_Cc。

本发明对不平衡负载的实验结果见图12～15。

比较图12和图13：负载电流的总畸变率(THD)约为40％，滤波后电网电流的THD约为8％，滤波效果是不错的。

比较图14和图15，可以看到，PPF1通道基本上只流通基波电流，逆变器只流通谐波电流，而谐波电流远远小于基波电流，它只占电网电流中很小一部分，有效地降低了逆变器的容量，提高了效率。

Claims (5)

1、带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法，其特征在于应用全基波电流检测方法：即采用基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法或采用基于级连型双dq变换的基波电流检测方法或采用基于逐相dq变换的基波电流检测方法或采用基于逐相带通滤波器的基波电流检测方法。

2、按权利要求1所述带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法，其特征是基于正反旋双dq变换的基波电流检测方法：由电流传感器(CT)检测A相和B相两相电流i_a、i_b，两者相加取反得到C相电流i_c，对电流i_a、i_b、i_c依次进行3/2变换C₃₂和正序基波旋转变换C_dq+(wt)，得到正序基波dq坐标系上的两个分量i_d+、i_q+，对i_d+、i_q+进行低通滤波(LPF)，得到对应的直流分量 i_d+ 、 i_q+，继而对 i_d+、 i_q+进行正序基波旋转反变换C_dq+ ^-1(wt)和2/3变换C₂₃，得到正序基波电流i_af+、i_bf+、i_cf+；同时，对电流i_a、i_b、i_c依次进行3/2变换C₃₂和负序基波旋转变换C_dq-(wt)，得到负序基波dq坐标系的两个分量i_d-、i_q-，对i_d-、i_q-进行低通滤波(LPF)，得到对应的直流分量 i_d-、 i_q-，继而对 i_d-、 i_q-进行负序基波旋转反变换C_dq- ^-1(wt)和2/3变换C₂₃，得到负序基波电流i_af-、i_bf-、i_cf-；将正序基波电流和负序基波电流相加，即得到三相三线制系统中的完整的基波电流i_af、i_bf、i_cf；其中所用变换矩阵为：

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{23}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{{\mathrm{dq}}^{+}}\left(\mathrm{wt}\right)=C_{d{q}^{+}}^{-1}\left(\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

$C_{{\mathrm{dq}}^{-}}\left(\mathrm{wt}\right)=C_{d{q}^{-}}^{-1}\left(\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

3、按权利要求1所述带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法，其特征是基于级连型双dq变换的基波电流检测方法：由电流传感器(CT)检测A相和B相两相电流i_a、i_b，两者相加取反得到C相电流i_c.对电流i_a、i_b、i_c依次进行3/2变换C₃₂和正序基波旋转变换C_dq+(wt)，得到正序基波dq坐标系上的两个分量i_d+、i_q+，对i_d+、i_q+进行低通滤波(LPF)，得到对应的直流分量 i_d+、 i_q+，继而对 i_d+、 i_q+进行正序基波旋转反变换C_dq+ ^-1(wt)和2/3变换C₂₃，得到正序基波电流i_af+、i_bf+、i_cf+；i_d+、i_q+减去对应的直流分量 i_d+、 i_q+，得到对应的交流分量 对

进行二倍频的dq变换C_dq(2wt)，得到负序基波dq坐标系的两个分量i_d-、i_q-，对i_d-、i_q-进行低通滤波(LPF)，可得到对应的直流分量 i_d-、 i_q-，然后对 i_d-、 i_q-进行反变换C_dq ^-1(2wt)和2/3变换C₂₃，得到负序基波电流分量i_af-、i_bf-、i_cf-；其中所用变换矩阵为：

$C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{23}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]$

$C_{{\mathrm{dq}}^{+}}\left(\mathrm{wt}\right)=C_{d{q}^{+}}^{-1}\left(\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

$C_{\mathrm{dq}}\left(2\mathrm{wt}\right)=C_{dq}^{-1}\left(2\mathrm{wt}\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)& -\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(2\mathrm{\ωt}\right)& -\sin \left(2\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]$

4、按权利要求1所述带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法，其特征是基于逐相dq变换的基波电流检测方法：由电流传感器(CT)检测A相和B相电流i_a、i_b；i_a分别乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘积(i_ad、i_aq)分别经过低通滤波器(LPF)后得到对应的直流分量( i_ad、 i_aq)，再对此直流分量分别乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘积(i_af1、i_af2)相加后乘于2即得到A相基波电流i_af；i_b分别乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘积(i_bd、i_bq)分别经过低通滤波器(LPF)后得到对应的直流分量( i_bd、 i_bq)，再对此直流分量分别乘于sin(wt)、cos(wt)，所得乘积(i_bf1、i_bf2)相加后乘于2即得到B相基波电流i_bf；i_af、i_bf相加取反得到C相基波电流i_cf。

5、按权利要求1所述带基波旁路通道的串联混合有源电力滤波器控制方法，其特征是基于逐相带通滤波器的基波电流检测方法：由电流传感器(CT)检测A、B相电流i_a、i_b，i_a、i_b分别经过以电网基波频率为中心频率的窄带带通滤波器，即得到A、B相基波电流i_af、i_bf，i_af、i_bf相加取反得到C相基波电流i_cf。

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