CN1302141A - 依参考相位简化的高斯最小移键基频调制装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种依参考相位简化的高斯最小移键基频调制装置及方法;该装置包括:存储单元、处理单元;处理单元包括:记录输入数据的输入装置、连接输入装置的累加器,以产生参考相位θ_ref,连接输入装置、累加器和存储器单元的控制单元。本方法包括下列步骤:建立并储存事先化简的参数和相对应的表格数据;循序记录输入的数字数据;计算出一个参考相位θ_ref;拾取数字数据相对应的表格数据;利用参考相位和拾取的表格数据产生基频同相信号I_n和正交信号Q_n。

Description

依参考相位简化的高斯最小移键基频调制装置及方法

本发明涉及一种通信系统的基频调制装置及方法，特别是一种依参考相位简化的高斯最小移键基频调制装置及方法，其是一种利用建立并储存事先化简的数组参数和该参数相对应的表格数据，以查表的方式快速且准确地调制数据的装置及其方法。

在数字式无线电基频调制技术中，高斯最小移键(GMSK)基频调制技术已被广泛地使用，因其调制信号振幅为常数，所以不会产生大量非线性失真现象，在应用时可以采用C类(非线性)射频功率放大器而获得较佳的功率效能。以往在制作GMSK基频调制装置时均采用如下列方式：首先输入信号经由一个数字滤波器产生频率的轨迹，再由一个累加器累计得出调制信号的相移，最后交由一内含正弦(sine)、余弦(consine)函数的存储器；以查表方式计算出基频同相信号I_n和基频正交信号Q_n；以上技术可见于J.Haspeslagh etal.”A 270Kb/s 35-mW Modulator IC for GSM Cellular Radio HandHeld Terminals,”IEEE J.Solid-State Circuits,vol.25,pp.1450-1457,Dec.1990所公开。然而上述装置存在不少缺点，例如累加器会产生累加误差和量化误差，以及存放数学函数的存储器因需储存所有的相位曲线，所以需要大量的存储器等。另一种作法如Alfredo Linz和Alan Hendrickson,“Efficient Implementation of an I-Q GMSKModulator”IEEE Transactions on Circuit and System Vol.43,No.1,pp.14-23,January 1996所公开的，该作者将频率偏移(frequency offset)积分而得到相位的差值，并利用两个符号位元时间的周期特性，以此周期内的相位输出曲线近似所有可能的输出信号。这种设计方式适用于只考虑三个位元的输入状况。当位元数增加时，其分析的复杂性将大大增加，而不适合制作。而且若仅以三个位元作查表输出，在BT(低通高斯滤波器的下3dB带宽和传送信息位元时间的乘积)参数较小时，其误差往往也超过系统所能容忍的程度。如前所述，GMSK基频调制所期待的效能，如快速、低失真、较小的硬件装置等功能，在现有技术上均无法完全实现。

本发明的目的在于解决现有技术中利用GMSK调制装置或方法时必须经过复杂的数学运算才能得到基频同相信号I(t)和基频正交信号Q(t)，且所需参数无法随需求而弹性调整的缺点，提供一种依参考相位化简的GMSK基频调制装置及方法。

为达到上述目的本发明采取如下措施：

本发明将现有技术中的基频同相信号I(t)和基频正交信号Q(t)的定义和公式事先化简，将其运算结果和其对应的参数值储存在存储器内，因此该调制装置只需用简单的逻辑及控制电路查出存于存储器中的数据，经过简单的运算后就可得到数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。

本发明的基频调制装置主要包括：一存储单元，用以储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据，该低通滤波器为降低该基频调制装置的带宽且提高其频带的使用效率；以及一处理单元，依据输入的该数字数据和该存储单元内的表格数据执行运算，而产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。该处理单元包括：一输入装置，用于记录输入的数字数据；一累加器，连接于该输入装置，用于产生一个参考相位θ_ref；及一控制单元，连接在该输入装置、该累加器和存储单元，用于产生控制信号及对该存储单元的地址存取信号。另外，本调制装置亦可选择性地包括一数字模拟转换单元，用以将该处理单元输出的数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n转换为模拟基频同相信号I(t)和模拟基频正交信号Q(t)。

本发明的基频调制方法主要包括下列步骤：建立并储存数组事先化简的一个低通滤波器的参数和该参数相对应的表格数据的步骤，低通滤波器为降低基频调制装置的带宽且提高其频带的使用效率；循序记录输入的数字数据的步骤；计算出一参考相位θ_ref步骤；拾取数字数据所相对应的表格数据的步骤；利用该参考相位和拮拾取的表格数据产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n的步骤。

本发明的装置及方法也可叙述如下：

本发明的一种数字信号通信系统中的基频调制装置，该装置用于将输入的数字数据调制为与数字基频同相的信号I_n和数字基频正交的信号Q_n，其特征在于，包括；

一存储单元，储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据，低通滤波器为降低该基频调制装置的带宽；

一处理单元，依据输入的数字数据和存储单元内的表格数据执行运算，而产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，该处理单元包括：

一输入装置，用于记录输入的数据；

一累加器，连接输入装置，用于产生参考相位θ_ref，参考相位θ_ref以下列方式产生： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}=\underset{i=\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，即BT值而定；d_i代表输入数据；

一控制单元，连接输入装置、累加器和存储器单元，用于产生控制信号及对存储单元的地址存取信号。

本发明的数字信号通信系统中的基频调制方法，该方法是将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其特征在于，包括下列步骤：

(a)建立并储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据，低通滤波器是为降低基频调制的带宽；

(b)循序记录输入的数字数据；

(c)计算出一个参考相位θ_ref，参考相位以下列方式产生： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}=\underset{i=-\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，即BT值而定；d_i表示输入的数字数据，当输入数字数据为1时，d_i=l；当输入的数字数据为0时，d_i=-1；

(d)拾取该数字数据相对应的表格数据；

(e)利用参考相位和拾取的表格数据产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。

与现有技术相比，本发明具有如下效果：

本发明的重要参数，如BT，可根据使用者的需要而改变其操作特性。本发明所需的存储器空间小，整个电路运用少量计算，运算所需时间少，故此种调制装置可以高速传送数据。因本发明所提出的方法已经将大部分的运算分析化简，只剩下数个参数因子储存于表格中，只要依据控制信号将这些参数因子做加减的不同组合，便可以得到输出的调制信号。这种方式相对于传统的GMSK调制装置，简化了大量的运算和存储器空间，而且避免了传统调制装置因累加运算而产生的误差。

本发明的装置也可用软件来制作，因其结构简单、运算少，因此使用软件制作时，同样具有上述优点。

附图的简单说明：

图1：调制装置取样位元时间对调制装置相位影响的对应示意图；

图2：本发明装置的一实施例的电路方框图；

图3：本发明一实施例的流程图；

图4：本发明一实施例的频谱图；

图5：本发明一实施例的“眼睛”示意图；

图6：本发明一实施例中基频同相信号和正交信号的振幅(星状)示意图；

图7：本发明一实施例的输出功率密度频谱图。

结合附图及实施例对本发明的具体结构特征及方法特征详细说明如下：

在数字信号通信系统中，基频同相信号I(t)和基频正交信号Q(t)是必须经过计算的，其中：

I(t)=cos(θ(t))、Q(t)=sin(θ(t))’而θ(t)为相位移，又可表示成如下的关系式

$\mathrm{\θ}\left(t\right)=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·(t-i\·T_b)------\left(1\right)$

其中 $p\left(t\right)=\frac{\mathrm{\π}}{2\·T_b}\·{\∫}_{-z-T_b/2}^{-z+T_{b/}/2}{h}_G\left(\mathrm{\τ}\right)\·\mathrm{d\τ}\·\mathrm{dz},$ h_G(τ)为高斯低能滤波 器(Gaussian Low Pass Filter)的时域响应方程式，d_i表示输入的数字数据(当输入的数字数据为1时，d_i=1；当输入的数字数据为0时，d_i=-1)，T_h代表一个位元时间。由方程式(1)可了解每个输入的数字数据对调制装置输出相位的影响大小为p(t-i.T_b)。假若把目前时间界定于｜t｜≤0.5·T_b(i=0)，来观察不同的输入数字数据对输入相位的影响，则其结果将如图1所示；其中i小于-2(或-1，视不同的BT值而定时，p(t-i.Tb)均非常近似π/2；当i大于2)或1，视不同的BT值而定)时，p(t-i.Tb)均非常近似0。因此就可改写方程式(1)为 $\mathrm{\θ}\left(t\right)\≅\underset{i=-\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}+\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·p(t-i\·T_b)+\underset{i=K+1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·0---\left(2\right)$ $\≅{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}+{\mathrm{\θ}}_G^{\′}\left(t\right)$

其中K值需视BT而定，K值愈大代表愈准许确，但其硬件花费也较高；通常当BT小于0.3时，可选用K=2，当BT大于0.3时，可选用K=1；θ_ref为参考相位，其与θ_G’(t)定义如方程式(3)与方程式(4)所示： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}=\underset{i=-\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}---\left(3\right)$ ${\mathrm{\θ}}_G^{\′}\left(t\right)=\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·p(t-i\·\mathrm{Tb})---\left(4\right)$ $G=\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{(d_i+1)}{2}\·2^{K-i}---\left(5\right)$

θ_ref的值只有四种可能，即(0,π/2,π,3π/2)。在数字电路中只需用两个位元的累加器就可以完成θ_ref的运算。而θ_G’(t)就有2^2。k+1种不同组合的相位曲线。换言之,调制信号的输出相位θ(t)只需将θ’_G(t)再加上θ_ref就可以完全代表所有情况。所有的I(t)与Q(t)总共有4·2^2·k+1·2种曲线，不同的θ_ref均可以对应到θ_ref=0时的曲线，其关系如表1所示：

表1

依据表1的对称性可发现仅需考虑θ_ref=0时的曲线就可以推演至所有的曲线。θ_ref=0时总共有2^2·k+1·2种曲线；在这些曲线中依然具有上下对称或是左右对称的特性，故化简至最后只需 $\frac{2^{2\·K+1}\·2}{4}=2^{2\·K}$ 条曲线就可以代表全部所有可能的输出曲线。表2为K=1时cos(θ’_G(t))与sin(θ’_G(t))的对应表。表3为K=2时cos(θ’_G(t))与sin(θ’_G(t))的对应表。

Q(t)
sin(θ′0(t))
sin(θ′1(t))
sin(θ′2(t))
sin(θ′3(t))
sin(θ′4(t))=-sin(θ′3(t))
sin(θ′5(t))=-sin(θ′2(t))
sin(θ′6(t))=-sin(θ′1(t))
sin(θ′7(t))=-sin(θ′0(t))

I(t)
cos(θ′0(t))=sin(θ′0(-t))
cos(θ′1(t))=sin(θ′3(-t))
cos(θ′2(t))=sin(θ′2(-t))
cos(θ′3(t))=sin(θ′1(-t))
cos(θ′4(t))=sin(θ′1(-t))
cos(θ′5(t))=sin(θ′2(-t))
cos(θ′6(t))=sin(θ′3(-t))
cos(θ′7(t))=sin(θ′0(-t))

Q(t)
-sin(θ′0(t))
-sin(θ′1(t))
-sin(θ′2(t))
-sin(θ′3(t))

I(t)
cos(θ′0(t))=-sin(θ′0(-t))
cos(θ′1(t))=-sin(θ′15(-t))
cos(θ′2(t))=-sin(θ′8(-t))
cos(θ′3(t))=-sin(θ′7(-t))

sin(θ′4(t))
sin(θ′5(t))
sin(θ′6(t))
sin(θ′7(t))
sin(θ′8(t))
sin(θ′9(t))
sin(θ′10(t))
sin(θ′11(t))
sin(θ′12(t))
sin(θ′13(t))
sin(θ′14(t))
sin(θ′15(t))
sin(θ′16(t))=-sin(θ′15(t))
sin(θ′17(t))=-sin(θ′14(t))
sin(θ′18(t))=-sin(θ′13(t))
sin(θ′19(t))=-sin(θ′12(t))
sin(θ′20(t))=-sin(θ′11(t))

cos(θ′4(t))=sin(θ′4(-t))
cos(θ′5(t))=sin(θ′11(-t))
cos(θ′6(t))=sin(θ′12(-t))
cos(θ′7(t))=sin(θ′3(-t))
cos(θ′8(t))=sin(θ′2(-t))
cos(θ′9(t))=sin(θ′13(-t))
cos(θ′10(t))=sin(θ′10(-t))
cos(θ′11(t))=sin(θ′5(-t))
cos(θ′12(t))=sin(θ′6(-t))
cos(θ′13(t))=sin(θ′9(-t))
cos(θ′14(t))=sin(θ′14(-t))
cos(θ′15(t))=sin(θ′1(-t))
cos(θ′16(t))=sin(θ′1(-t))
cos(θ′17(t))=sin(θ′14(-t))
cos(θ′18(t))=sin(θ′9(-t))
cos(θ′19(t))=sin(θ′6(-t))
cos(θ′20(t))=sin(θ′5(-t))

cos(θ′21(t))=-sin(θ′10(t))
cos(θ′22(t))=-sin(θ′9(t))
cos(θ′23(t))=-sin(θ′8(t))
cos(θ′24(t))=-sin(θ′7(t))
cos(θ′25(t))=-sin(θ′6(t))
cos(θ′26(t))=-sin(θ′5(t))
cos(θ′27(t))=-sin(θ′4(t))
cos(θ′28(t))=-sin(θ′3(t))
cos(θ′29(t))=-sin(θ′2(t))
cos(θ′30(t))=-sin(θ′1(t))
cos(θ′31(t))=-sin(θ′0(t))

cos(θ′21(t))=-sin(θ′10(-t))
cos(θ′22(t))=sin(θ′13(-t))
cos(θ′23(t))=sin(θ′2(-t))
cos(θ′24(t))=-sin(θ′3(-t))
cos(θ′25(t))=-sin(θ′12(-t))
cos(θ′26(t))=sin(θ′11(-t))
cos(θ′27(t))=sin(θ′4(-t))
cos(θ′28(t))=sin(θ′7(-t))
cos(θ′29(t))=sin(θ′8(-t))
cos(θ′30(t))=-sin(θ′15(-t))
cos(θ′31(t))=-sin(θ′0(-t))

其中K的值需视下3dB带宽和传送信息位元时间的乘积，即BT值而定。当BT小于0.3时，可选用K=2，当BT大于0.3时，可选用K=1；d_i表示输入的数字数据(当第i笔输入的数字数据为1时，d_i=1；当第i笔输入的数字数据为0时，d_i=-1)；G为表格数据的数量，θ为该调制的相移。

假设在每个位元时间内取M个取样点，每个取样点以R个位元来量化(Quantization)，因此，所需的存储器空间为2^2k.M.R个位元。由表2与表3中可以发现所有可能的I(t)与Q(t)都可以对应到 $\sin \left({\mathrm{\θ}}_0^{\′}\left(t\right)\right)～\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.k}-1}^{\′}\left(t\right)\right)$ 曲线，而且I(t)与Q(t)的对应方式正好左右对称，也就说I(t)与Q(t)并不会同时对应到同一点。因此，只需将 $\sin \left({\mathrm{\θ}}_0^{\′}\left(t\right)\right)~\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.K}-1}^{\′}\left(t\right)\right)$ 曲线的取样点 分别存放于不同的存储器，再配合两个选择器与补数器就可以得到I(t)与Q(t)的取样点。

本发明的一实施例中，调制装置的电路方框图如图2所示。该调制装置包括一存储单元10及一处理单元20。其中存储单元又可细分为第一存储器14和第二存储器15，而处理单元20又可细分为：一输入装置，例如一个2K+1位元的移位暂存器12，主要用来记录最近的2K+1个输入数字数据。两位元累加器13用来计算参考相位(θref)的值，例如以位元11代表相位为3π/2，以位元10代表相位为π，以位元01代表相位π/2，以位元00代表相位为0；当输入数字数据为0时，代表相位减π/2，其相对应的两位元累加运算执行减1的动作；当输入数字数据为1时，代表相位加π/2，其相对应的两位元累加运算执行加l的动作；并提供控制单元11产生控制信号及查表的地址；控制单元11的主要功能就是完成表1、表2与表3中的对应关系，其产生相对应的第一存储器14和第二存储器15的查表地址，并决定第一多工器21、第二多工器22、第三多工器23和第四多工器24的控制信号。第一多工器21由第一存储器14和第二存储器15拾取基频同相信号I’，其中I’是求得In过程的中间结果，而第二多工器22由第一存储器14和第二存储器15拾取基频正交信号Q’其中Q’是求得Qn过程的中间结果；第一存储器14和第二存储器15主要记录 $\sin \left({\mathrm{\θ}}_0^{\′}\left(t\right)\right)～\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.k}-1}\left(t\right)\right)$ 等2^2.k条曲线的取样值，其中第一存储器14储存 $\sin \left({\mathrm{\θ}\text{'}}_0\left(t\right)\right)～\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.K}-1}\left(t\right)\right)$ 曲线和第一1/2 部分(例如前半部或任意区段的组合，而其组合达到总数的1/2)的取样点，第二存储器15储存 $\sin \left({\mathrm{\θ}\text{'}}_0\left(t\right)\right)～\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.K}-1}\left(t\right)\right)$ 曲 线和第一1/2部分互不重叠的第二1/2部分(例如后半部)的取样点；四个多工器21、22、23、24可决定I_n与Q_n产生的数据路径；两个补数器16、17可减少该存储器的储存空间，当该存储器欲储存的表格数据有运算符号相对称的情形时，则仅需储存运算符号为正数的部分，运算符号为负数部分的运算则通过补数器16、17获得；而第一R位元数字模拟转换器18和第二R位元数字模拟转换器19是将I_n与Q_n的数字调制数据转换成I(t)与Q(t)的模拟调制信号。表四为以K=2，M=16的存储器地址与储存数据对照表。

表4

地址线	储存资料
000～00F	sin(θ′0(t0))～sin(θ′0(t15)
010～01F	sin(θ′1(t0))～sin(θ′1(t15)
020～02F	sin(θ′2(t0))～sin(θ′2(t15)
030～03F	sin(θ′3(t0))～sin(θ′3(t15)
040～04F	sin(θ′4(t0))～sin(θ′4(t15)
050～05F	sin(θ′5(t0))～sin(θ′5(t15)
060～06F	sin(θ′6(t0))～sin(θ′6(t15)
070～07F	sin(θ′7(t0))～sin(θ′7(t15)
080～08F	sin(θ′8(t0))～sin(θ′8(t15)
090～09F	sin(θ′9(t0))～sin(θ′9(t15)
0A0～0AF	sin(θ′10(t0))～sin(θ′10(t15)
0B0～0BF	sin(θ′11(t0))～sin(θ′11(t15)
0C0～0CF	sin(θ′12(t0))～sin(θ′12(t15)
0D0～0DF	sin(θ′13(t0))～sin(θ′13(t15)
0E0～0EF	sin(θ′14(t0))～sin(θ′14(t15)
0F0～0FF	sin(θ′15(t0))～sin(θ′15(t15)

用2K+1个输入数字数据和参考相位产生读取存储器的地址信号和控制信号(步骤36)。并取得第一存储器和第二存储器的表格数据(步骤37)。此后需判断取样位元序数n是否大于位元取样总数T的一半(步骤41)，若答案是肯定的，则基频同相信号的对应值取自第二存储器，而基频正交信号的对应值取自第一存储器(步骤42)；若答案是否定的，则基频同相信号的对应值取自第一存储器，而基频正匀信号的对应值取自第二存储器(步骤43)。接着依据控制逻辑决定基频同相信号和基频正交信号的对应值是否须取补数(步骤44)，取补数的原因可由表1、表2和表3观察出来。接着经计算得到基频同相信号和基频正交信号并将结果输出(步骤45)。然后，判断取样位元数n是否为最后一笔(步骤46)。若答案是否定的，则回到步骤38将取样位元序数n加1，再进入步骤36产生读取存储器的地址信号和控制信号。若答案是肯定的，则检查是否要结束数据传送(步骤47)。若答案是否定的，则进入步骤33，再循序记录最近的2K+1个输入数字数据。若答案是肯定的，则结束本操作程序(步骤48)。

以下以参数BT=0.25、K=2、M=16、T_b=1与R=8的条件模拟本发明的结果。由方程式(2)得知选用K=2表示只观察最重要的5个位元对输出的影响，其余的位元影响均看成为固定大小；M-16表示取样频率是输入数字数据速率的16倍；R=8表示每个取样点均用8个位元来量化。其模拟结果的频谱图(Spectrum Diagram)如图4所示，符号T_b代表传送一个位元所需的时间。其模拟结果的“眼睛”图(EyeDiagram)如图5所示。其模拟结果的星状图(Constellation Diagram)如图6所示。其模拟结果的输出功率密度频谱图(Power SpectralDiagram)如图7所示，其中由上而下的曲线分别代表BT值为1.0,0.7,0.6,0.5,0.4,0.3,0.25,0.2,0.16的状态。

另外，本发明的装置亦可使用软件来实现，因其结构简单、运算少，因此使用软件制作时，同样具有前述优点。本发明的软件制作可记录在任何电脑可读取的储存媒体中，例如磁盘、光盘、硬盘或各种存储器。

以上叙述是借实施例来说明本发明的结构特征及方法特征，并非用于限制本发明的保护范围。

Claims (22)

1、一种依参考相位简化的高斯最小移键基频调制装置及方法，该装置用于将输入的数字数据调制为与数字基频同相的信号I_n和数字基频正交的信号Q_n，其特征在于，包括；

一存储单元，储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据，低通滤波器为降低该基频调制装置的带宽；

一处理单元，依据输入的数字数据和存储单元内的表格数据执行运算，而产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，该处理单元包括：

一输入装置，用于记录输入的数据；

一累加器，连接输入装置，用于产生参考相位θ_ref，参考相位θ_ref以下列方式产生： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}=\underset{i=\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，即BT值而定；d_i代表输入数据；

一控制单元，连接输入装置、累加器和存储器单元，用于产生控制信号及对存储单元的地址存取信号。

2、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括一个数字模拟转换单元，用以将所述处理单元输出的信号I_n和信号Q_n转换为相应的模拟信号I(t)和Q(t)。

3、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述存储单元储存下列数据：

其中K值需视下3dB带宽和传送数据位元的时间的乘积，即BT值而定；d_I代表输入的数字数据；G为表格数据的数量，θ为调制的相移；而取样时间 $t_n=\{\frac{2\·n+1}{2\·M}-\frac{1}{2}\}\·T_b---n=\mathrm{0,1,2,3},...,M-1$ 。

4、根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述存储单元储存的正弦函数和余弦函数的表格数据可运用现有的三角函数的对称性，而仅储存正弦函数、余弦函数中的任一种。

5、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，在同一时间点，所述数字基频同相信号I_n的产生是参考到所述存储单元内表格数据的第一个1/2部分，而所述数字基频正交信号Q_n的产生是参考存储单元内表格数据中和第一个1/2部分互不重叠的第二个1/2部分。

6、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述存储单元由二个存储器组成，第一存储器储存 $\sin \left({\mathrm{\θ}}_0^{\′}\left(t\right)\right)~\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.K}-1}\left(t\right)\right)$ 曲线的取样点数据的第一个1/2部分，第二存储器储存 $\sin \left({\mathrm{\θ}}_0^{\′}\left(t\right)\right)~\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2.K}-1}\left(t\right)\right)$ 曲线的取样点数据和第一个1/2部分互不重叠的第二个1/2部分；其中θ为调制装置的相移。

7、根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述处理单元还包括二个多工器，其中第一个多工器由第一存储器和第二存储器拾取基频同相信号I’,I’是求得I_n过程的中间结果；第二多工器由第一存储器和第二存储器拾取基频正交信号Q’,Q’是求得Q_n过程的中间结果。

8、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理单元的累加器执行2位元的累加运算，并以位元11代表相位为3π/2，以位元10代表相位为π，以位元01代表相位为π/2，以位元00代表相位为0；当输入的数字数据为0时，代表相位减π/2，其相对应的2位元累加运算执行减1动作；当输入的数字数据为1时，代表相位加π/2，其相位应的2位元累加运算执行加1动作。

9、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理单元还包括数组补数器，当所述存储器单元欲储存的表格数据有运算符号相对称的情形时，则仅需储存运算符号为正数的部分，运算符号为负数部分的运算则通过补数器获得。

10、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理单元以每个位元时间内取M个取样点，每个取样点以R个位元来量化，其相对的存储单元容量为2^2.k.M.R个位元。

11、一种数字信号通信系统中的基频调制方法，该方法是将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其特征在于，包括下列步骤：

(a)建立并储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据，低通滤波器是为降低基频调制的带宽；

(b)循序记录输入的数字数据；

(c)计算出一个参考相位θ_ref，参考相位以下列方式产生： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}=\underset{i=-\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，即BT值而定；d_i表示输入的数字数据，当输入数字数据为1时，d_i=1；当输入的数字数据为0时，d_i=-1；

(d)拾取该数字数据相对应的表格数据；

(e)利用参考相位和拾取的表格数据产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。

12、根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述表格数据具有上下对称的情形，即该表格的第一个1/2部分可由表格中和第一1/2部分互不重叠的的第二个1/2部分经推演而产生。

13、根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述表格数据具有左右对称的情形，即产生基频正交信号Q_n的表格和产生基频同相信号I_n的表格可彼此经推演得知。

14、根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述表格数据具有左右对称和上下对称的情形，即产生基频正交信号Q_n的表格和产生基频同相信号I_n的表格可彼此经推演得知，且基频同相信号I_n和基频正交信号Q_n的表格的第一1/2部分可由表格中和第一1/2部分互不重叠的的第二1/2部分经推演而产生。

15、根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)仅需建立并储存所述第二1/2的表格数据。

16、根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)仅需建立并储存所述数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n两者之一的数组参数和该参数相对应的表格数据。

17、根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)仅需建立并储存所述数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n两者之一的第二1/2的表格数据。

18、根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)储存的所述参数和该参数相对应的表格数据包括：

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，即BT值而定；d_i表示输入的数字数据，当输入的数字数据为1时，d₁=1；当输入的数字数据为0时，d_i=-1；G为表格储存数据的数量，θ为调制的相移；而取样时间 $t_n=\{\frac{2\·n+1}{2\·M}-\frac{1}{2}\}\·T_b---;n=\mathrm{0,1,2,3},...M-1$ 。

19、根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述储存的正弦函数和余弦函数的表格数据可运用现有的三角函数的对称性，而仅储存正弦函数或余弦函数中的一种。

20、一种电脑可读取的记录媒体，其记录一种依参考相位化简的高斯最小移键的基频调制方法，该方法应用于通信系统的调制并用于将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，包括下列步骤：

(a)建立并储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和参数相对应的表格数据，低通滤波器为降低基频调制装置的带宽；

(b)循序记录输入的数字数据；

(c)计算出一参考相位θ_ref，参考相位以下列方式产生： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}=\underset{i=-\∞}{\overset{-K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\·\frac{\mathrm{\π}}{2}$

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，BT值而定；d_i表输入的数字数据，当输入的数字数据为1时，d_i=1；当输入的数字数据为0时，d_i=-1；

(d)拾取该数字数据所相对应的表格数据；

(e)利用该参考相位和拾取的表格数据产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。

21、根据权利要求20所述的记录媒体，其特征在于，所述记录的数组参数和该参数相对应的表格数据包括：

其中K值需视下3dB带宽和传送信息位元的时间的乘积，即BT值而定；d_i表示输入的数字数据，当输入的数字数据为1时，d_i=1，当输入的数字数据为0时，d_i=-l；G为表格数据的数量；θ为调制的相移；而取样时间 $t_n=\{\frac{2\·n+1}{2\·M}-\frac{1}{2}\}\·T_b----;n=\mathrm{0,1,2,3},...,M-1$ 。

22、根据权利要求20所述的记录媒体，其特征在于，所述记录的表格数据包括 $\sin \left({\mathrm{\θ}}_0^{\′}\left(t\right)\right)~\sin \left({\mathrm{\θ}}_{2^{2\·K}-1}\left(t\right)\right)$ 曲线的取样数据，其中θ调 制方法的相移。

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