CN1297619A - 用于直接接收角调制信号的无正交射频接收机 - Google Patents

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Abstract

一般地说,本发明提供用于直接接收如角调制信号那样的射频信号的无正交射频接收机。接收机的多种实施方式使用数字鉴相器(407),与熟知的射频部件:限幅器(405),包络检测器(403),慢自动增益控制(AGC)电路(401),快AGC电路等一起使用。解调可为非相干的或相干的。后面的方法在电路本身内处理解调处理的基础的非线性量,而不是把非线性量移交给单独的信号处理步。不得到I和Q信号,并且不进行坐标变换,提供节省空间,增加精确度,特别是节省功率的潜力。依据使用的调制的性质,可以省去与幅度恢复相关的电路或与相位恢复相关的电路。在正交系统中,不论所使用的调制的性质如何必须保持混合步相同。

Description

用于直接接收角调制信号的无正交射频接收机
本发明涉及无线接收机，特别是数字无线接收机。
可以将调制定义为一个已知信号或波形，即载波的某些特性作为携带信息的某些未知信号或波形的函数的改变。在射频(RF)通信系统中，典型的载波是正弦波，有几种调制载波的方法。包括线性调制，角度调制，和多种类型的脉冲调制。给出一个由等式A(t)cos(ωct+φ(t))表示的正弦载波，有两个可以根据信息信号改变的参数，即幅度和相角。当幅度作为信息信号的线性函数变化时得到线性调制。角度调制包括相位调制和频率调制。如果一个项包括在正比于信息信号变化的正弦函数的幅角中，得到相位调制。如果一个项瞬时频率和载波频率的差正比于信息信号，得到频率调制。
射频信号的解调典型的包括有两个支路的正交检测器，一个I(同相)支路和一个Q(“正交”或90°相移的)支路。在I支路，接收的信号乘以载波信号的余弦形式之后通过低通滤波器。在Q支路，接收的信号乘以载波信号的正弦形式并通过低通滤波器。这种类型的正交检测器是线性的，好理解的，并且几乎是普遍使用的。为了从由正交检测器的各个I和Q支路产生的I和Q分量得到信息信号，进行信号处理。详细地，取Q对I比值的反正切可以得到信号的相位。根据勾股定理取I和Q平方的和的平方根可以得到信号的幅度。这些数学运算是非线性的。
有关正交检测，可以得出两种显著结论。首先，检测分两步进行，第一步是线性的混合步(得到I和Q)，以及第二步非线性的信号处理步。其次，先完成座标系统变换然后反变换。即，首先将在极座标中很容易通过幅度和相位来表示的接收信号，用将极座标中的瞬时信号矢量投影到X(I)和Y(Q)轴的方法变换至直角座标，然后再被变换回极座标去以得到幅度和相位。这些变换需要占据空间和消耗功率的电路，特别是在如蜂窝电话，寻呼机等移动应用中——这两者可能是宝贵的资源。这些变换也可能多少会带来误差。
因此需要一种能够节省空间，节省功率或增加精确度的解调技术。
一般地说，本发明提供用于直接接收象角调制信号那样的射频信号的无正交射频接收机。接收机的多种实施方式使用数字鉴相器，与熟知的射频部件：限幅器，包络检测器，慢自动增益控制(AGC)电路，快AGC电路等一起使用。解调可为非相干的或相干的。后面的方法在电路本身内处理解调处理的基础的非线性量，而不是象现有技术那样把非线性量移交给单独的信号处理步。不得到I和Q信号，不进行座标变换，提供节省空间，增加精确度，特别是节省功率的潜力。依据使用的调制的性质，可以省去与幅度恢复相关的电路或与相位恢复相关的电路。比较起来，在正交系统中，不论所使用的调制的性质如何至少应保持混合步相同。
图1是根据本发明的一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图2是根据本发明的另一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图3是根据本发明的另一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图4是根据本发明的另一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图5是根据本发明的另一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图6是根据本发明的另一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图7是根据本发明的另一个实施方式的无正交射频接收机的方框图；
图8是说明使用常数加权函数的数字鉴频器得到的精确度的曲线图；
图9是说明使用三角形加权函数的数字鉴频器得到的精确度的曲线图；
图10是可以与图21那样的频率采样电路共同使用的数字滤波器的一个例子的方框图；
图11A是说明数字鉴相器的一种方法的列表；
图11B是表示图11A的方法的结果的曲线；
图11C是有关图11A和11B使用的加权函数的曲线；
图12A是说明数字鉴相器的另一种方法的列表；
图12B是表示图12A的方法的结果的曲线；
图12C是有关图12A和12B使用的加权函数的曲线；
图13是根据图12的技术的数字鉴相硬件的方框图；
图14A是说明数字鉴相的另一种方法的列表；
图14B是表示图14A的方法的结果的曲线；
图14C是有关图14A和14B使用的加权函数的曲线；
图15是根据图14的技术的数字鉴相硬件的方框图；
图16A是说明数字鉴相的又一种方法的列表；
图16B是表示图16A的方法的结果的曲线；
图16C是有关图16A和16B使用的加权函数的曲线；
图17是根据图16的技术的数字鉴相硬件的方框图；
图18是方框图，说明根据本发明的一个实施方式的∑-Δ调制器和应用于频率采样的采样电路的采样数据模型；
图19帮助解释图18的电路模型在输入频率为参考频率的0.6875倍瞬间的工作的表；
图20时间图，说明图18的电路模型应用于频率采样时的工作原理；
图21是由图18的电路模型说明的频率采样电路的一个例子的图；
图22是说明图21的采样电路的工作的第一时间图；
图23是说明图21的采样电路的工作的第二时间图；
图24是可以应用于对由图21那样的电路产生的数字比特流进行数字滤波的两种可能的加权函数图。
现参考图1，说明根据本发明的第一实施方式的无正交无线接收机。接收机使用鉴相器，此鉴相器可能是在美国专利申请No.09/006,938(Atty.Dkt.No.32219-003)中说明的类型，此专利于1998年1月14日申请，题目为基于频率采样的数字鉴相，这里一起参考。
上述的数字鉴相器从接收的信号中去掉幅度信息或者假定是幅度相当恒定的信号。因此，在图1的实施方式中，已知类型的快AGC电路101放在数字鉴相器103之前。快AGC电路能跟踪快的幅度变化。这种电路本质上是装有反馈电路的可变增益放大器，对输出信号的幅度采样，将它与想要的幅度相比较，并相应地控制放大器的增益。因此用来控制放大器的控制信号反比于接收信号的幅度：如果接收信号幅度大，控制信号就小以便使放大器的增益低；如果接收信号电平低，控制信号就大以便使放大器的增益高。因此快AGC电路完成恢复幅度信息，并且将包括幅度信息的控制信号105输出到随后的处理步。随后的处理步。可以是信号处理步，与典型的正交检测器相比大大简化了。鉴相器103直接从快AGC电路101的常幅度输出信号中恢复相位信息。
注意图1的接收机基本包括两个方框，(101)用于幅度而(103)用于相位。以无正交的方式直接得到这些量，即没有IQ处理。
参考图2，将图1的快AGC电路用已知类型的限幅器201代替可以得到类似的效果。如在AMPS蜂窝电话中使用的限幅器，首先包括将输入信号放大至固定的预定电平的饱和放大器。限幅器也产生RSSI(接收信号强度指示)信号，指示接收信号的幅度。RSSI信号不是严格地正比于接收信号，但是是接收信号强度的单调的函数(典型地为接收信号的幅度的对数)，由此可以计算出实际的幅度。象在图1中一样，图2的限幅器后面跟着一个直接恢复相位信息的鉴相器。
结果表明图2所示的的限幅器和鉴相器的串联组合是很有用的组合，并且被使用于无线接收机的其他实施方式中。参考图3，限幅器305和鉴相器307的组合与AM无线接收机中基本的部分——已知类型的慢AGC电路301后面跟着—个已知类型的包络检测器303一同使用。包络检测器恢复幅度信息。图3的例子中，限幅器/鉴相器组合接收慢AGC电路的输出信号作为其输入信号。如图4所示，限幅器/鉴相器组合可以象接收输入信号一样容易地接收接收信号本身。由于限幅放大器的高增益，无论到限幅器/鉴相器组合上的输入信号是接收的信号本身或是慢AGC电路的输出信号，工作没有明显的差异。
图3和图4的无线接收机假设是开放场无线传播环境，即，无线传输。在有线传输情况，例如，电缆电视传输，可以省去慢AGC电路。得到图5的无线接收机。
到目前为止说明的所有无线接收机使用非相干解调。也可以使用相干解调。相干解调中，使用相位信息来帮助恢复幅度信息。特别地，接收信号被与去掉幅度调制的接收信号的复制品相乘。然后将相乘的信号低通滤波。
图6和图7的相干解调器，一般分别对应于图1和图2的非相干解调器。参考图6，接收的信号输入到快AGC电路和鉴相器(601,603)的串联组合。鉴相器603恢复相位信息。快AGC电路601的输入和输出信号输入到乘法器605上，将它的输出信号低通滤波(607)以得到幅度信息。
除了限幅器电路701代替图6中的AGC电路以外图7的解调器与图6的类似。
现在说明美国专利申请No.09/006,938(代理人档案号No.32219-003)的相位解调器，此专利于1998年1月14日申请，题目为基于频率采样的数字鉴相。本发明的数字鉴频器前面的方法可以用模拟至∑-ΔA/D变换来理解，在例如由Piscataway,NJ 1992年出版的IEEE上第1-6页由Candy等人写的“过采样Δ-∑数据变换器”等现有技术中对此有很好的描述。∑-Δ变换器以远高于奈奎斯特速率的频率将幅度变化的模拟输入信号调制为简单的数字码。调制器的设计使时间分辨力用幅度分辨力来折衷。图1所示的∑-Δ调制器的采样数据电路模型可以被直接应用于如这里说明的频率采样。
参考图18，在采样时间i出现的输入信号xi减去在采样时间i输出信号yi。将结果加到输出信号为wi的累加器上。累加器在采样时间i的“新的”输入信号与累加器的“老的”输出信号组合起来以形成累加器的新输出信号。累加器的输出信号是量化的，量化表示为加一个误差ei。量化器的输出信号是最后的输出信号yi。
现在假设xi是两个频率的比且量化器是两电平量化器。再假设在上述的时间间隔中两个频率的比比如说为0.6875。如图19所示，最近的值首先累加，给出累加值0.6875。此值小于1，再将0.6875值加到累加值上，给出新的累加值1.375。因为此值现在大于1，从0.6875中减去1并将结果(0.6875-1=-0.3125)加到累加器上给出值1.0625。用这种方式继续进行运算。在上述的运算程序中，取每个累加值的整数部分，1或0产生数据流。
参考图20，可以理解图19所示的数字序列的解释。画出两个时钟信号。再假设在关心的时间段中上面的时钟信号对下面的时钟信号的频率比是0.6875。在t=0时，两个时钟信号的上升沿重合。下面时钟信号的随后的第一个上升沿，是上面的时钟信号过去的0.6875个周期。下面时钟信号的下一个上升沿，是上面的时钟信号过去的1.375个周期。下面时钟信号的下一个上升沿，是从上面的时钟信号第一个周期过去后的上面的时钟信号过去的1.0625个周期，等等。
图21画出接收电路，或频率采样电路图，电路可以应用于对应于上述例子说明的数据流的数据采样。在图解的实施方式中，假设时钟信号的比为，在慢时钟的一个周期内不出现多于一个快时钟上升沿。在其他的实施方式中，此假设不适用。
接收电路包括输入部分2101和输出部分2103。输入部分包括两个部件Ch1和Ch2，必须仔细匹配它们以减小误差。每个部件包括两个或多个D触发器串联连接的电路。下面的说明中，使用相同的参考数来给各个触发器本身和它们各自的输出信号作参考。
在每个部件中，电路中的第一个触发器用采样时钟信号Fx作时钟。电路中随后的触发器用采样时钟信号Fs作时钟。上面部件的第一个触发器Q1的D输入接到同一个触发器的Q输出上。下面部件的第一个触发器的D输入接到上面部件的第一个触发器的Q输出上。两个部件的剩下的触发器串联连接-即，Q至D，Q至D。
输入部分的作用是1)产生两个信号，逻辑上互相相反，在时钟信号Fx的上升沿传输；2)在时钟信号Fs的上升沿锁存两个信号的值；以及3)检测从一个时钟至下一个时钟的传输。可能需要与Q3和Q4串联的中间级以减小由于两个时钟信号的异步产生的准稳态性，并且事实上在一个具体设计中希望有多个这样的级。
在示范性的实施方式中，输出部分包括，三个两输入与非门。与非门N1和N2各自连接到输入部件的最后的触发器级的D和Q信号上。将与非门N1和N2的输出信号在另一个与非门N3中组合起来以形成接收电路的最后的输出。
输出部分的功能是检测由两个输入部分形成的两路中任一路中从一个采样时钟至下一个采样时钟的输入时钟信号电平的改变。两个输入部分以乒-乓形式起作用，交替地检测输入时钟信号电平的改变。
参考图22的定时图可以更全面地理解图21的接收电路的工作。两路的第一级形成与输入时钟信号的上升沿接近重合的(但是稍稍延时一点)相反的信号Q1和Q2。根据采样时钟，由采样信号Q1和Q2分别形成信号Q3和Q4。信号Q5和Q6分别是信号Q3和Q4的延时的复制品。与非门一起实现逻辑功能X=Q3·Q5vQ4·Q6。
图22的例子中，画出的信号都是理想化的方波信号。实际上，信号有有限的上升和下降时间。信号Q1和Q2有限的上升和下降时间以及电路的异步可能的影响是准稳态性，如图23所示。这里，信号Q3和Q5以及信号Q4和Q6每个都有一个周期的不确定状态。得到的电路输出可能正确也可能不正确。但是，因为判决是以“千钧一发”开始的，在电路的全部工作中的偶然的错误判决的影响是可以忽略的。用增加通路中总增益的方法来减小不稳定性的时间窗。如果Q3和Q9的增益足够将错误的可能性降低至一可接受的水平，则不需要附加的电路。否则，需要附加的电路来增加增益。
为了从如图21的接收电路产生的数据流中恢复两个时钟信号的频率比，应用数字滤波。方便地，可以将可应用于∑-Δ(或Δ-∑)A/D变换的数字滤波技术的主要部分直接应用到数字流。此外，采用适当选择的加权函数，可以得到高精确度。
乘积的加权的和是FIR滤波器的一个例子。因此在此以前说明的加权函数是数字滤波理论中的FIR滤波器。但是，必须承认，也可以使用IIR滤波器。在FIR数字滤波处理中，将加权函数应用到数据采样值的“窗”以得到窗中心处的频率比的估值。然后将窗“拾起并移动”至下一个采样值序列。窗口通常是重叠的。例如，一个窗可能包括256个采样值。
参考图24，画出一个256采样值的窗的两个替换的加权函数。加权函数是归一化的，意味着是加权函数下面的面积是1。一个加权函数，以虚线指示的，是直线，常数加权函数。另一个加权函数，以实线指示的，是三角形加权函数。加权函数是数字滤波器中的冲击响应函数。
图8和图9画出分别使用直线加权函数和三角形加权函数数字滤波的结果。在图8和图9两种情况，频率比从刚刚低于0.687增加至刚刚超过0.693。如图8中所见，使用直线加权函数，量化的信号在接近输入的两个电平中间振荡，其局部的平均值等于平均输入。计算出平均误差为1772ppm。如图9中所见，使用三角形加权函数，量化的信号以平均误差83ppm跟踪输入。
图10画出一个示例的频率累加器的图，它使用三角形加权函数并可以被用来完成想要的数字滤波。画出的例子中，频率累加器使用7比特计数器101,14比特加法器103和14比特寄存器105。7比特计数器用采样频率Fs计时。7比特计数器的输出提供给加法器的一个输入上。7比特计数器的功能是向上计数从0至127然后向下从127至0。127计数连续出现两次。用触发器107完成此动作。触发器用采样频率Fs计时。7比特加法器的结尾计数信号输入到触发器上。触发器的输出连接到7比特计数器的倒计数输入处。
将“过采样的”数据流加到加法器的控制输入处。当数据流当前的比特为1时，完成加法。当当前的比特为0时，不完成加法。加法器的进位输入固定为高，实际上使权重范围为1至128。
14比特寄存器用采样频率Fs计时。将它的输出加到加法器的另一个输入上。它的输入接收加法器产生的输出字。14比特加法器的功能是完成256个时钟的累加。在256个时钟的结尾处，用14比特加法器的输出作为频率比的估计量。更详细地说，在表示的例子中，累加器的输出等于R×128×129，其中R是频率比估计量。
可以容易地将上述技术延伸到鉴相。下面将说明用于数字鉴相的不同的设计调整的各种不同的方法和设备。
第一种方法是概念简单但是计算费用大。参考图11A，使用相同的观测频率数据流和对应于三角形加权函数的相同的一组权重(图11B)。使用先前说明的技术首先确定在一相当长时间内的参考频率对采样频率的比。得到此频率比估计量后，用象以前那样计算相同的频率估计的方法来估计短时频偏，但是以相当高的速率，频繁达每采样周期一次。即，使用图10的电路取所有连续的采样值，频繁达每采样周期。计算每个频率估计(F)与前面确定的频率比(Fr)的差(ΔF)，用一合适的定标因子k乘并累加以得到对应的相位估计Pf。(Pf的第一个值是任意选择的初始条件，选择来与理想的估计比较。实际上，可以根据对信号特性先前的认识将相位初始化至一个值，或者，没有这种先前的认识，在检测到相位拐点时将它置为零。)
规定的波形(实线)的实际相位与使用前面的估计方法估计的相位(虚线)相比较的相位曲线模拟示于图11C。
前面的“频率差”相位估计方法计算费用大，因为需要以相当高的速率计算频率估计值。“预求和差”相位估计方法避免了这种需求。参考图12A，不是从频率估计中减去频率比，而是从采样数据流本身中减去频率比Fr。假设数据流是只有1和0的比特流，并且假设频率比Fr=0.6875，则预-求和差Y就只有两个值中之一，Y=1-0.6875=0.3125或Y=0-0.6875=-0.6875。将Y值累加以得到对应的值PX。除了将滤波的值用定标因子k定标以外，以实际上与前面说明的关于形成频率估计相同的方式(例如，使用一样的加权函数，图12B)用滤波PX值的方法得到相位估计PPn。
可以将预-求和差相位计算表示为数学上等效于频率差相位计算。模拟结果示于图12C，因此就和图11C相同。但是，用预-求和差相位计算硬件实现会相当简单，因为每个相位点只需要一次计算。这种硬件实现示于图13。
图13的预-求和差相位估计器一般包括第一累加器ACC1，一个与前面关于图10说明的权重产生器相似或相同的权重产生器WG，和第二累加器ACC2。
累加器ACC1的功能是根据观测频率数据流的比特(或者在其他实施方式中是符号)产生相位数PXi，并包括复用器1301，加法器1303及寄存器(例如16比特寄存器)1305。复用器1301根据X的值在Yi的两个可能的值中选择一个并将Yi加到加法器1303上。将寄存器值加到Yi上以形成PXi，然后将它选通至寄存器。因此加法器1303和寄存器1305累加PXi值。
然后在累加器ACC2中滤波PXi值，累加器ACC2包括乘法器1307，加法器1309及寄存器1311。乘法器从权重产生器WG接收权重并从累加器ACC1接收PXi值。将各个权重和PXi值相乘并将乘积累加，例如累加128个时钟周期，以产生相位估计值PP。可能会构制乘法器为的是在累加过程中给每个结果加上定标因子k。
用整数差相位计算可以得到更加简单的实现。整数差相位计算数学上不等效于前面的方法，但是很接近。参考图14A，此方法除了使用观测的频率数据流以外，还使用参考频率数据流，如果参考频率加到图4的接收电路上(用同一个时钟)参考频率数据流就是结果。就形成整数差Xi-Ri的连续的和Di。在很多实际的应用中，如图14和15中说明的，Di的值只有1,0和-1。但是，从本例子中可以懂得并理解Di取其他值的一般情况，并且包括在本说明中。
用和前面说明的相同或类似的方式滤波Di值形成相位估计值。可以使用相同的三角形加权函数图14B。整数差相位计算方法产生和前面的方法相同的模拟结果，图14C。
参考图15，在D值只取1,0和-1的情况，相应的硬件实现可以非常简单(例如，与图13的相比)。
图15的整数差相位估计器，象图13的一样，一般包括第一累加器ACC1，权重产生器WG，和第二累加器ACC2。累加器ACC1与图13的相应的结构相比结构差别很大。图15的累加器ACC1包括参考图型产生器1501，一比特减法器1503，两比特加法器1505及两比特寄存器1507。一比特减法器从各个X值中减去各个R值。两比特加法器和寄存器累加得到的Di值，如前面解释的，Di值强制只为1,0,-1。
权重产生器WG和第二累加器ACC2实际上与前面说明的图13中的相同。但是，因为Di值只取1,0和-1，不需要乘法器。改为如果Di=1，将权重值加到累加值上，如果Di=-1，减去权重值。(如果Di=0，累加值保持不变。)省去硬件乘法器是图15的实现的特别的好处。
另一种相位估计方法叫做时钟量测相位计算方法。参考图16A，就R,X和D而论，这种方法类似于前面的整数差相位计算方法。但是，这种方法除了使用参考频率数据流R以外，还使用“时钟量测”数RG，此数与图2出现的数相同。此外，使用的权重函数有显著的差别，如图16B所示。使用下面的公式得到时钟量测相位估计值PC： P C n = k * [ D n - fracR G n + 0.5 + Σ i ( W i * X i + n - 64 ) ]
使用时钟量测相位计算方法的模拟结果示于图16C。
参考图17，时钟量测相位估计器一般包括第一累加器ACC1，权重产生器WG，和第二累加器ACC2。估计器还包括求和方框1701。
累加器方框ACC1实际上与图15中的累加器方框ACC1相同。但是，注意参考图型产生器产生在累加器ACC1中使用的参考频率数据流R，和输入到求和方框1701的时钟量测数据流RG两者。
权重产生器包括计数器1703和权重产生器逻辑1705。
累加器ACC2包括加法器1707和寄存器1709。当X=1时，将从权重产生器来的权重值加到寄存器1709的内容上。加法器的输出成为寄存器的新输入，它完成例如128个时钟周期的累加运算。
当ACC2的累加运算完结时，ACC1和ACC2的输出，与相应的RG值一起在求和方框1701中相加。

Claims (18)

1、一种不用IQ处理而解调RF信号的解调器，包括：
幅度影响电路，响应RF信号产生至少部分去除幅度变化的输出信号；以及
相位检测器，响应幅度影响电路的输出信号用于从RF信号中恢复相位信息并输出相位信号。
2、权利要求1的装置，其中所述幅度影响电路输出RF信号的幅度的幅度信号指示。
3、权利要求2的装置，其中所述幅度影响电路是快AGC电路。
4、权利要求2的装置，其中所述幅度影响电路是限幅器，RF信号的幅度的幅度信号指示是RSSI信号。
5、权利要求1的装置，还包括包络检测器，响应RF信号用于产生RF信号的幅度的幅度信号指示。
6、权利要求1的装置，还包括响应RF信号及至少部分去除幅度变化的所述输出信号的电路，用于从RF信号中去除相位信息并产生相应的输出信号。
7、权利要求6的装置，其中所述用于去除相位信息的电路是混合器。
8、权利要求7的装置，其中所述幅度影响电路是快AGC电路。
9、权利要求8的装置，还包括连接到所述混合器的输出信号上的低通滤波器，产生RF信号的幅度的幅度信号指示。
10、权利要求7的装置，其中所述幅度影响电路是限幅器电路。
11、权利要求10的装置，还包括连接到所述混合器的输出信号上的低通滤波器，产生RF信号的幅度的幅度信号指示。
12、一种不用IQ处理而解调RF信号的解调器，包括：
第一幅度影响电路，响应RF信号产生至少部分去除幅度变化的第一输出信号；以及
相位检测器，响应幅度影响电路的输出信号用于从RF信号中恢复相位信息并输出相位信号。
13、权利要求12的装置，其中所述幅度影响电路是限幅器。
14、权利要求13的装置，还包括第二幅度影响电路，响应RF信号产生至少部分去除幅度变化的第二输出信号
15、权利要求14的装置，其中所述第二幅度影响电路是慢AGC电路。
16、权利要求15的装置，还包括包络检测器，响应所述第二输出信号用于产生RF信号的幅度的幅度信号指示。
17、权利要求16的装置，其中所述第一幅度影响电路直接连接到RF信号上。
18、权利要求16的装置，其中所述第一幅度影响电路通过第二幅度影响电路间接地连接到RF信号上。
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