CN1289495A

CN1289495A - 具有杂音预报的判定反馈补偿器

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Publication number: CN1289495A
Application number: CN99802502A
Authority: CN
Inventors: H·申克
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 1998-01-28
Filing date: 1999-01-13
Publication date: 2001-03-28
Anticipated expiration: 2019-01-13
Also published as: TW448664B; DE19803235A1; CN1124007C; EP1051822B1; EP1051822A1; US6466631B1; WO1999039482A1; DE59912152D1

Abstract

改变数据传输系统接收机的噪声性能的装置包括一个杂声—预报器,这个杂声—预报器是与一个杂声—衰减器相连接的。其中杂声—衰减器是固定尺寸的,而杂声—预报器的系数是与各个干扰相匹配地可以进行调整的。

Description

具有杂音预报的判定反馈补偿器

本发明不仅涉及到改变数据传输系统接收机噪声性能的一种装置以及一种方法。

已经有改善接收机中噪声性能的装置和方法是已知的，这些或者使用杂声-预报器或者使用杂声-衰减器。在相同的系数数目时用杂声-衰减器比用杂声-预报器可以达到比较好的信噪距离。由于反馈结构必须涉及到稳定性方面连续监控系数。这是很复杂的并且也不能始终导致所期望的效果。

因此本发明的任务是，给出改变数据传输系统接收机噪声性能的装置和方法，这些用简单的技术方法有可能得到比较大的以及比较好的干扰距离。

按照本发明此任务是由改变数据传输系统接收机噪声性能的一种装置解决的，这种装置是与杂声-衰减器相连接的杂声-预报器，其中杂声-衰减器是固定尺寸的，而杂声-预报器的系数是与各个干扰相匹配地可以调整的。

此外按照本发明此任务是由改变数据传输系统接收机噪声性能的一种方法解决的，接收机不仅包括杂声-预报器而且包括杂声-衰减器，其中杂声-衰减器是固定尺寸的，而杂声-预报器的系数是与各个干扰相匹配地可以调整的。

按照本发明优选的实施形式，固定的杂声-衰减器是具有传输函数的一阶系统

NA (z) = \frac{a_{1} + a_{2} \cdot z^{- 1}}{1 + b_{2 .} \cdot z^{- 1}},

其中a_i和b_i是杂声-衰减器的系数。由于稳定性原因首先应该是|b₂|≤1。相反z表示成套的z-区域-运算(z-变换)。按照定义为

Z=e^j2πf/fa，其中fa表示时间离散系统的扫描频率。

按照另外有利的实施形式相匹配的杂声预报器是具有传输函数的一阶系统：

NP(Z)=C₁+C₂·Z^-1

有利的是将杂声-衰减器反馈连接的，以便达到所期望的干扰距离。

虽然对于杂声-衰减器可能有很多固定的系数，至少下面的显示出特殊的优越性：

a₁=-7/8；a₂=0；b₂=0

或者

a₁=-2；a₂=9/16；b₂=1/2。

本发明的其它优点和特征可以从对下面两个实施形式的叙述以及在附图的基础上得出。附图表示：

附图1第一个实施形式装置的电路图；

附图2第二个实施形式装置的电路图；

附图3数据传输系统的原理性装置和在接收机-输入端和在决

策器输入端的谱功率密度，此时由于串音出现干扰；

附图4具有杂声-预报器的接收机的框图；

附图5杂声-预报器的原理性装置；

附图6杂声-衰减器的原理性装置；

附图7当使用5.5km ABG26电缆的NEXT-噪声具有两个系

数的杂声-衰减器时可以达到噪声降低的曲线图；和

附图8杂声-衰减器/杂声预报器的组合装置。

为了比较好地理解首先一般地介绍关于目前使用的杂声-预报器以及杂声-衰减器，这些是使用在按照本发明的装置10(附图1)以及20(附图2)上。

关于附图1和附图2的详细电路图描述位于说明书的末尾。

数据传输系统的噪声性能可以通过使用杂声-预报器进行改善。其中在判定器-输入端从已经接收的噪声数值中计算出现实接收的噪声数值的估算值。然而这只有当杂声数值在判定器-输入端相互相关时才有可能。

白噪声表示在各个噪声数值之间不存在统计的联系。从而得出，只有当没有白噪声出现时使用杂声-预报器才有意义。

例如分析集成组件，这些在铜电缆-数据传输系统中例如为了实现ISDN-装置中的U-接口。铜双芯线具有随着频率升高的阻尼曲线。这必须在接收机上借助于线性的判定器部分地重新进行平衡，此时噪声的谱功率密度也随着频率增加而提高。电缆的串音阻尼随着频率升高而下降，则频谱对应于由于串音产生的干扰而产生频谱的变形。其它形式的干扰，特别是窄带信号的耦合，也有频谱变形的干扰频谱。因此人们可以从这里出发，在接收机的判定器-输入端没有白噪声只有有色噪声出现。这在附图3上可以看出。

现在假设由于近串音产生在接收机-输入端的干扰。根据ANSI技术要求T1.601中规定的模型，在附图3上表示了这种干扰的频谱的功率密度。将这个干扰穿过接收机的线性滤波器框图接收低通滤波200、高通滤波202、折衷补偿器204和前置振荡器补偿器206。后置振荡器-补偿器借助于后置振荡器补偿器(决定反馈补偿器)进行补偿，然而这不影响噪声的谱功率密度。因此没有将它包括在附图3上。在判定器输入端将噪声的功率密度谱同样表示在附图3上。其中是以5.5km AWG26电缆的前置振荡器补偿器为基础的。

因为在判定器208输入端的噪声与频率有很密切的关系，判定器是连接在前置振荡器补偿器后面的，将杂声-预报器在这中间连接时可以预期得到噪声性能的非常大的改善。

当忽略决策误差时，被接收的和在判定器输入端出现的噪声值可以通过与补偿信号构成差值并且得到决策值。附图4表示了具有杂声-预报器的接收机的框图。此外将接收机-输入端耦合的噪声通过子系统低通滤波200、高通滤波202、折衷补偿器204和前置振荡器补偿器20产生频谱的变形。回声补偿器210用于消除由自己的发送机产生的回声和调节放大器AGC212用于将信号恒定的与电缆长度无关在后面的子系统上传播。为此将回声补偿器210的输出信号与折衷补偿器204的输出信号在加法级214上相加和将这个信号在乘法级216上与AGC-信号相乘。然后这个信号到达前置振荡器补偿器206。将前置振荡器补偿器206的输出信号按照本发明输入给已经在附图1和附图2上介绍过的电路装置上。这意味着前置振荡器补偿器206的输出信号到达加法级12，同样将前置振荡器补偿器206的输出信号输入给加法级12。将加法级12的输出信号输入给两个其它的加法级14和20。加法级14的输出信号到达判定器16以及208。在判定器16以及208的输出端可以得到没有噪声的以及噪声减少的信号。将这个信号不仅输入给后置振荡器补偿器18而且输入给加法级20的减法输入端。这意味着，判定器16以及208的输出信号被加法级12的输出信号减去。将这个信号经过延迟级22输入给杂声-预报器14，将其输出输入给加法级14。当忽略自干扰时两个块不影响杂声信号的频谱形状。将由于脉冲响应值在主数值之后(后置振荡器)产生的变形借助于后置振荡器补偿器18进行补偿。这也不影响在判定器16；208上出现的噪声信号的噪声频谱，如果不考虑错误决策时的性能时。

现在分析如何使用杂声-预报器14。附图5表示了原理性的模型化的装置。装置没有建成回归的和具有一个加法级50。将信号x_k输入给这个加法级。将这个信号x_k同样经过延迟块T输入给杂声-预报器14。将其输出输入给加法级50以便减去杂声-预报器的输出信号x_k。在输出端然后出现信号y_k。

此时延迟块T考虑了对于判定器必要的处理时间。对于杂声-预报器使用了具有传输函数的非回归系统

NP (z) = Σ_{i = 1}^{M} a_{1} \cdot z^{- i + 1}

。其中必须这样选择系数a_i，使得剩余噪声(附图5上的信号y_k)的噪声功率变得最小。调整例如可以迭代地借助于MSE(均方误差)-算法进行。其中系数的调整规范为

a_i(k+1)=a_i·(k)+g·X_k-i+1·y_k。

调节量g影响杂声-预报器的动态性能。与信号x和y的控制连接将起振时间通过选择g进行定义。当g恒定时起振时间受信号x和y的控制以及噪声功率的影响。如果替代量x_k以及y_k只使用其符号(sign-sign-算法)时，人们得到与噪声功率无关的起振性能。

当知道噪声信号x_k的自相关函数以及其功率密度谱时也可以整体计算出用于信号y_k的噪声功率最小化的系数。此时产生如同上述迭代的系数调整时的同样数值。用最佳系数可以求出得出的剩余噪声(y_k)的功率。

在附图3上对于所表示的传输系统将可以达到的噪声功率降低对于各种预报器长度M综合地表示在表格1中。关于预报器长度可以理解为(非回归的)杂声-预报器的系数数目。

由于NEXT-噪声有很强的频率依赖性决定了将这种噪声通过线性接收器子系统比白噪声放大了大于2dB。另外一方面由于NEXT-噪声的有色性决定了通过杂声-预报器的噪声获益提高了超过2dB，这样当使用杂声-预报器时在这个例子中在杂声-预报器之后始终得到大约相同的噪声功率。

在接收机-在收输入端的噪声	在判定器策器之前没有杂声预报器的噪声功率	在判定器之前有杂声预报器的噪声功率	噪声功率的降低
在接收机-在收输入端的噪声	在判定器策器之前没有杂声预报器的噪声功率	在判定器之前有杂声预报器的噪声功率	噪声功率的降低	按照ANSTT1.601的NEXT	20dB	M=2 24.3dBM=3 24.8dBM=4 25.2dB	4.3dB4.8dB5.2dB
白噪声功率0…320kHz，如NEXT	22.1dB	M=2 24.3dBM=3 24.5dBM=4 24.6dB	2.2dB2.4dB2.5dB	按照ANSTT1.601的NEXT	20dB	M=2 24.3dBM=3 24.8dBM=4 25.2dB	4.3dB4.8dB5.2dB

表格1：有和没有杂声预报器时对于各种预报器长度在决策器输入端的噪声功率，5.5km AWG26电缆

也可以用变化了的装置降低作用在判定器上的噪声功率。此外将作用在判定器上过去了的噪声值经过滤波器网络进行处理和被现实出现的噪声值减去。被称为噪声衰减器的原理性装置表示在附图6上。装置具有一个加法级60，将信号x_k输入给加法级。加法级60减去相当于输出信号y_k的一个信号，这个输出信号是通过具有后面的杂声-衰减器16的延迟块62引入的。

当使用具有传输函数的杂声-衰减器的非回归滤波器时

NP (z) = Σ_{i = 1}^{M} a_{1} \cdot z^{- i + 1},

将系数同样可以迭代地借助于LMS或者sign-sign-算法进行调整。由于装置的反馈结构可以产生非稳定的系统性能，这样有必要对系数进行监控。

然而可以达到的噪声压缩可以大于在杂声预报器上的。这在附图7中表示了。附图7表示了在附图3上表示的传输系统当使用具有两个系数(M=2)的噪声衰减器时的噪声降低。

此外涉及到稳定性对系数没有进行监控，然而按照MSE算法将系数调整的调节量选择的很小。没有进行系数监控导致不稳定性的性能是很容易识别的。在这种情况下可以达到的最大噪声压缩为6和7dB之间，相反当使用杂声预报器时为4.3dB。

目前的结果表明，用噪声衰减器虽然在给定的滤波器长度时可以达到比较高的噪声降低，但是因为不适当的稳定性性能使用在具有变化的信道特性和干扰特性的传输系统中是不适当的。

因此分析不仅由噪声衰减器而且由杂声预报器组成的系统。其中噪声衰减器是固定调整的，这样不可能出现不稳定性。杂声预报器可以用习惯的方式迭代地进行调整。附图8表示了这样的装置。装置首先对应于附图6上的装置，也就是说安排了加法级60，延迟块62和杂声-衰减器16。然而装置还补充了另外的加法级70和杂声-预报器14。加法级70和杂声-预报器14是这样连接的，将加法级60的输出信号作为输入信号输入给加法级70。将延迟块62的输出也引导到杂声-预报器14的输入端。将杂声-预报器14的输出被加法级60的输出信号在加法级70中减去。加法级70的输出信号是输出信号y_k。

在这里对于杂声-衰减器16也可以选择具有固定系数的回归数字滤波器。当确定系数之后可以将相匹配的杂声-预报器14的最佳系数用整体形式进行计算和因此可以求出可达到的最大的噪声降低。

下面选择具有传输函数的一阶的固定杂声-衰减器14。

NA (z) = \frac{a_{1} + a_{2} \cdot z^{- 1}}{1 + b_{2 .} \cdot z^{- 1}}

为了避免“真正的”乘法和因此降低实现费用可以这样选择系数，使它们用很少的变化和加法运算以及减法运算是可以表示的。作为相匹配的杂声-预报器14使用了具有传输函数的一阶系统。

NP(Z)=C₁+C₂·Z^-1

对于目前在例子中使用的NEXT-噪声以及按照功率当量的白噪声和一个5.5km长的AWG26电缆可达到的最大的噪声降低对于各种杂声-衰减器尺寸综合地列在表格2中。

杂声衰减器	反馈系统的顶点	NEXT	通过NA的获益	白噪声	通过NA的的获益	备注
杂声衰减器	反馈系统的顶点	NEXT	通过NA的获益	白噪声	通过NA的的获益	备注	0 0 0-5/4 3/8 0-7/8 0 0-2 9/16 1/2-7/4 5/16 1/2	00.75/0.500.875/0.00.75/0.7500.9045/0.3455	4,25dB6,04dB6,11dB6,36dB6,41dB	01,79dB1,86dB2,11dB2,16dB	2,19dB2,81dB2,97dB2,92dB3,01dB	00,62dB0,78dB0,73dB0,82dB	ohne NAnr.NAnr.NArek.NArek.NA

表格2：当使用固定的杂声衰减器与具有两个系数的相匹配的杂声预报器连接时在NEXT和在白噪声，5.5km AWG26电缆时最大的噪声功率获益，(nr.=非回归的，rek.=回归的，NA=杂声衰减器)

显示出，决定传输系统稳定性的反馈的杂声衰减器-系统的顶点影响可达到的噪声降低。目标必须是在尽可能小的顶点数值时尽可能达到高的噪声降低，也就是说在尽可能大的稳定性边缘距离|z|=1时。将反馈的杂声-衰减器的顶点数值同时表示在表格2中。

如从表格2中获悉，通过使用固定的杂声衰减器将噪声性能比只具有两个系数的杂声预报器时在NEXT时可以改善大于2dB和在白噪声时大约改善0.75dB。考虑到可达到的噪声降低，实现费用和稳定性特性(反馈系统稳定性边缘的距离)可以使用固定的杂声衰减器具有系数为

a₁=-7/8；a₂=0；b₂=0

或者

a₁=-2；a₂=9/16；b₂=1/2。

附图1表示了在接收机内按照第一种实施形式包括有固定杂声衰减器的相匹配的杂声预报器的接线框图。与传统的杂声预报器比较只要求用7/8(通过1-1/8可以实现)对误差进行处理和附加一个加法。

附图1的电路装置是详细的如下建立的。从前置振荡器-补偿器来的信号到达加法级12，加法级有两个另外的输入端。将加法级12的输出输入给两个另外的加法级13和20。将加法级13的输出输入给判定器16的输入端。在判定器16上的输出端可以得到装置的输出信号。将判定器的输出信号经过后置振荡器-补偿器18反馈给加法级12。将判定器16的输出信号也输入给加法级20。将加法级20的输出经过延迟块20输入给具有系数7/8的处理级24。将处理级24的输出输入给加法级12。将延迟块22与处理级24之间的连接点输入给变化的处理块26，将其输出信号置入于比较器32中。此外将延迟块22与处理级24之间的连接点经过具有后置变化处理级30的另外的延迟块28输入给比较器30另外的输入端。将比较器32的输出这样输入给加法级13，将其信号被加法级12的输出信号减去。电路部件26、28、30和32构成为一个杂声-衰减器14。

为了处理系数调整的误差将附图1的装置还要用具有后置延迟块的另外的加法级36加以扩展。为此将判定器16的输出信号和其输入信号输入给加法级36。在延迟块34上的输出端可以得到误差。

在附图2上表示了第二个实施形式的电路框图。具有略高的实现费用在NEXT-馈入时按照表格2可能得到大约为0.25dB的比较好的噪声压缩。

附图2的电路装置对应于附图1的电路装置，然而有以下的扩展。安排了另外的比较器43。这个比较器有三个输入端。第一个输入端经过处理级40与延迟块28的输出端相连。这个处理块40包括处理系数为-9/16。比较器43的第二个输入端经过已经叙述过的处理级24与延迟块22的输出端相连。然而现在的处理系数为2。比较器43的第三个输入端经过具有前置延迟块44的另外的处理级46与比较器43的输出端相连接。在处理级46上的处理系数为-1/2。此外比较器43的输出端与加法级12的输入端相连接。

Claims

1．改变数据传输系统的接收机(12)的噪声性能的装置(10；20)，具有与杂声-衰减器(16)相连的杂声-预报器(14)，其中杂声-衰减器(16)是固定尺寸的，而杂声-预报器(14)的系数是可以与各个干扰相匹配地进行调整的。

2．按照权利要求1的装置，其特征为，杂声-衰减器(16)是具有传输函数的一阶系统：

NA (z) = \frac{a_{1} + a_{2} \cdot z^{- 1}}{1 + b_{2 .} \cdot z^{- 1}}

3．按照权利要求1或2的装置，其特征为，相匹配的杂声-预报器(14)是具有传输函数的一阶系统：

NP(Z)=C₁+C₂·Z^-1

4．按照至少上述权利要求1至3之一的装置，其特征为，杂声-衰减器(16)是反馈连接的。

5．按照至少上述权利要求1至4之一的装置，其特征为，下面的杂声-衰减器(16)的固定系数为：

a₁=-7/8；a₂=0；b₂=0

或者

a₁=-2；a₂=9/16；b₂=1/2。

6．改变数据传输系统的接收机(12)噪声性能的方法，接收机不仅包括杂声-预报器(14)而且包括杂声-衰减器(16)，其中杂声-衰减器(16)是固定尺寸的，而杂声-预报器(14)的系数是可以与各个干扰相匹配地进行调整的。

7．按照权利要求6的方法，其特征为，杂声-衰减器(16)是具有传输函数的一阶系统：

NA (z) = \frac{a_{1} + a_{2} \cdot z^{- 1}}{1 + b_{2 .} \cdot z^{- 1}}

8．按照权利要求6或7的方法，其特征为，相匹配的杂声-预报器(14)是具有传输函数的一阶系统：

NP(Z)=C₁+C₂·Z^-1。

9．按照上述权利要求6至8之一的方法，其特征为，

杂声-衰减器(16)是反馈连接的。

10．按照上述权利要求6至9之一的方法，其特征为，下面的杂声-衰减器(16)的固定系数：

a₁=-7/8；a₂=0；b₂=0

或者

a₁=-2；a₂=9/16；b₂=1/2。