CN1271197A

CN1271197A - 电池保护电路

Info

Publication number: CN1271197A
Application number: CN00106941A
Authority: CN
Inventors: A·德孔布
Original assignee: EM Microelectronic Marin SA
Current assignee: EM Microelectronic Marin SA
Priority date: 1999-04-21
Filing date: 2000-04-21
Publication date: 2000-10-25
Also published as: JP2000341866A; US6377429B1; CA2305887A1; JP4213325B2; TW468296B

Abstract

本发明涉及保护可充电电池防止过高的电流密度的保护电路。保护电路(10)包含产生控制信号的检测和比较装置(30,31,32),该控制信号响应指示流过电池的充电或放电电流(I_CH,I_DCH)的参考电压(V_REF)和量测电压(V_M)的比较结果而产生。本发明中,检测和比较装置包含用于补偿量测电压(V_M)和/或参考电压的温度依赖性的调节装置,该调节装置包含产生二极管电压(V_BE1至V_BE5)的装置。

Description

电池保护电路

本发明涉及一种电池保护电路，更具体地说，是一种适用于保护电池防止过高的充电或放电电流的电池保护电路。

在可充电电池领域，用来防止电池过分充电的电池保护电路已众所周知，因安全原因不希望过分充电。用来防止过分放电的电池保护电路也尽人皆知。事实上，特别对于锂离子(lithium-ion)电池，希望避免过分放电，因为这能缩短电池寿命。通常，这样的电路通过测量电池极间电压以及响应指示电压较预定值过大或过小的信号来中断充电或放电来实现。

除具有防止过充电或过放电的保护功能外，在正常使用时，即电池既不过充电也不过放电时，电池保护电路还通常用于防止过大的充电或放电电流。这些通称为过电流。

这种类型的电池保护电路通常包含与电池串联的电流中断装置，以便当用电装置或充电器与电池端子和中断装置相连接时，方向相反的放电电流或充电电流可流过电池和电流中断装置。因而，电流中断装置在必要时必须能够在双向中断电流，也就是无论电池充电和放电时其均能动作。

制造电流中断装置通常包括采用通断可由门极方便控制的MOS管。特别地，第一方案包括采用反向串联连接的两只功率MOSFET管，也就是源极对源极或者漏极对漏极。因此，当检测到过充电条件时，关断其中的一个管子来中断充电电流。同样，当检测到过放电条件时，关断另一个管子来中断放电电流。需要说明的是，当这个或另一个管子关断时，绝不会有反向流过的电流，因为所有的功率三极管在其漏极和源极之间均有一个寄生二极管和其导通路径并联，例如检测到过充电条件时，充电电流仍可流过三极管。在正常运行时，也就是说无过充电或过放电发生时，两个三极管均导通。

另一方案是建议使用一个双向开关，这可由一个MOSFET管来实现。这样的双向开关的例子出现在美国专利Nos.5689209和5581170中。由于这样三极管的导通电阻只有用两只功率MOSFET管反向串联连接方案的一半，这一方案具有特殊的优势。并且，集成这种双向三极管的所需表面也较少，因而可降低成本。

为了检测过充电，可测量一个测量电阻两端之间的压降，该测量电阻在充电或放电回路中与电池串联，并且在所举的例子中若压降超过规定值就切断电流。这一方案并不非常适用，因为通常希望在电流回路中限制与电池串联的电阻。并且，在通过集成方式制造时精确控制测量电阻的阻值相当困难。电阻缺乏精度会影响所测量的充电或放电电流值。

另一推荐方案包括测量电流中断装置之间的电压，这一电压可通过作为通过其中的充电或放电电流的指示。当该电压超过与所限电流值对应的给定电压值时，电流中断装置被激活来阻止电流流过电池。

如所述的那样，由于电流中断装置通常由一对反向串联的功率MOSFET管或者由一只MOSFET管构成，因而所量到的它们端点之间的电压是MOSFET管的漏—源电压V_DS的指示值。对于给定的漏电流I_D，也就是说，对于给定充电或放电电流，电压V_DS尤其取决于管子的门极电压V_GS。该电压还取决于管子自身的特性，尤其是管子的阈(threshold)电压和门极二极管电容。该电压还相当地取决于温度。

图1示出了一个MOSFET管在其线性区I_D/V_S输出特性图，亦即是对于低于管子饱和电压的低漏—源电压值V_DS和给定门极电压值V_GS给出的。图中示出了a和b两条曲线。曲线a示出了在额定温度T₀的管子线性区输出特性。伴随着温度升高至较高温度T₁，对于相同的门极电压V_GS，如曲线b示出的管子输出特性趋于降低。需要说明的是，对于相应于额定温度T₀下的给定漏电流I₀的漏—源电压值，当温度升至T₁时这一电压将对应小于电流I₀的漏电流I₁。也就是说，对应于给定电流的量测电压，例如该给定电流等于电流阈值I_PROT，将随温度升高而增大。因此，如果如通常所做的那样选择一个固定参考电压值V_REF来指示该电流阈值I_PROT，并且将量测电压和该参考电压相比，实际的电流值将随温度而异。

并且，参考电压V_REF也随温度而做相当的变化。与中断装置端点间的量测电压相比，参考电压V_REF尤其更依赖温度而变。在这种情况下，在中断装置被激活中断电流以前，有效的电流会超过由参考电压限定的电流阈值。反过来，如果中断装置端点间的量测电压比参考电压V_REF更依赖于温度，则中断装置会在电流远小于固定电流阈值时切断电流。

本发明的目标就是克服这些缺点，提供一种使其中量测电压和/或参考电压对温度的依赖关系可得到补偿的电池保护电路。

本发明所涉及的电池保护电路的特点在权利要求1中列出。

由于这些特点，特别地，无论温度如何，可以确保流过电池的充电或放电电流不超过给定的电流阈值。

本发明的其他特点和优点可参阅由非限制性例子所给出的附图，由下面的详细描述更清楚地加以阐述，其中：

图1示出了MOSEF管对于两种截然不同的温度T₀和T₁在线性区的I_D/V_DS输出特性。

图2是本发明的电池保护线路的简化方块图。

图3是充电或放电电流中断装置的一个实施例。

图4a和4b示出了参考电压V_REF和量测电压V_M随温度变化的两种情况。

图5是本发明中电池保护电路的比较装置的一个实施例。

参阅图2，本发明中的电池保护电路10和可充电电池1被示意性地示出。电池1和保护电路10构成一个具有两个端子a和b的组件，用电装置2或充电器3可跨接于其中。电流中断装置21和电池1串联，跨接于端子a和b之间，以便在需要时可切断流过电池的电流。当用电装置2接于a、b之间时，放电电流I_DCH由电池1正极流出，流经充电装置2和中断装置21，返回电池1的负极。当充电器3接于组件的a、b端子间时，充电电流I_CH的流向与放电电流I_DCH相反。

如前言中所述，中断装置21可在两个方向导通电流，并在需要时切断电流，亦即无论电池1在充电或放电之时。因此，中断装置21可示意性地表示为包含两个端子21a和21b的开关以及控制端子21c，其中21a和21b构成导电路径21a-21b，21c可控制流过导电端子21a和21b的电流是否中断。

量测装置22也和电池1串联。该量测装置22用于提供一个量测电压V_M来指示流过电池的充电电流I_CH和放电电流I_DCH。

如图2中示意性地以标以数字20的虚框所示出的那样，中断装置21最好也构成量测装置22。因此，量测电压指示V_M流过中断装置21的充电或放电电流。

图3示出了包含中断装置21和量测装置22的装置20的一个实施例。量测装置22包含两只源极对源极反相串联的MOSFET功率管。这些晶体管的源极201b和202b共极连接，而漏极201a和202a分别构成中断装置21的导通端子21a和21b。晶体管的门极201c和202c构成中断装置21的控制端21c1和21c2，它们可由数符21c统一标识。每只功率管还进一步地具有这样的特性：源极分别连接于体201d和202d，因而源极和漏极之间有寄生二极管出现。

在图3的例子中，量测电压V_M被定义为中断装置的端子21a和21b间的电压。在当前情况下，该电压等于管子201和202和的漏源电压之和，但为简化起见，可假设装置20象一只MOSFET管那样。而且，根据装置20中流过的是充电电流I_CH或是放电电流I_DCH，量测电压V_M定义为端子21a和21b间的电势差或端子21b和21a间的电势差，以使量测电压V_M总为正。

再次参考图2，保护电路10更具体地包含检测和比较装置30，其检测充电电流I_CH或放电电流I_DCH是否大于给定电流阈值I_PROT，因而，检测和比较装置30从量测装置22接受量测电压V_M，和通常由未示出的一个内电压源产生的参考电压V_REF。该参考电压V_REF指示电流阈值I_PROT，它定义为在额定温度T₀下对应于等于电流阈值I_PROT的电流的量测电压V_M。

检测和比较装置30通常包含用来比较量测电压V_M和参考电压V_REF以产生一个控制信号OVRC的装置31。控制信号OVRC指示充电电流I_CH或放电电流I_DCH是否超过给定的电流阈值I_PROT。

在本发明中，为补偿随温度而变的量测电压V_M和/或参考电压V_REF，检测和比较装置30还包含调节装置32，用于提供使随温度而变的量测电压V_M和/或V_REF被补偿的补偿值。该调节装置32将在下面更详细地加以说明。

保护电路10通常还进一步包含用于检测电池1过充电和或过放电的装置40，该装置经常跨接于电池1两端以检测其电压水平，并且响应给定的过充电或过放电条件产生一个过充电信号OVCH或过放电信号OVDCH。将不再给出制造检测过充电或过放电的装置40的更详细的细节，因为该领域中的技术人员能够按合适的方式制备这一装置。

保护电路10通常还进一步包含用于中断装置21的控制端的控制装置50，其接受控制信号OVCR、过充电信号OVCH和过放电信号OVDCH。该控制装置50控制中断装置21响应控制信号OVCR、过充电信号OVCH和过放电信号OVDCH来中断流过电池1的电流。

如前言中所述，对于给定电流而言量测电压V_M和参考电压V_REF均随温度而变。因而，简单地进行量测电压和参考电压的比较将随温度情况而产生错误的控制信号OVCR，亦即该控制信号OVCR不对应于给定的过电流条件。

图4a和4b较好地示出了不进行温度补偿就比较对于给定电流的量测电压V_M和参考电压V_REF的潜在危险。图4a和4b显示出对于给定充电电流I_CH或放电电流I_DCH的量测电压V_M和参考电压V_REF作为温度的函数的变化过程，在两种情况下它们都逐渐升高。

这两个图示出该两个电压是随温度变化的。需要重提的是，参考电压V_REF定义为：在额定温度T₀时，中断装置21的端子间对应于等于电流阈值I_PROT的充电电流I_CH或放电电流I_DCH的量测电压V_M。

每个图示出一条曲线(O)代表参考电压V_REF的变化，三条曲线(i)到(iii)代表三个不同的电流情况下量测电压V_M的变化，在两个图中曲线(i)均代表当电流等于电流阈值I_PROT时的量测电压V_M。这里假设变化曲线(O)和(i)到(iii)均大致线性，并且通常具有正的温度系数，亦即电压随温度升高而增大。

图4a表示的是第一种情况，这时对于给定电流参考电压V_REF比量测电压V_M受温度影响大得多。曲线(ii)和(iii)代表两种电流比电流阈值I_PROT大的情况下的两种量测电压V_M变化情况。需要注意的是，对于额定温度T₀，当电流等于I_PROT(曲线(i))时量测电压V_M对应于参考电压V_REF，这一等效关系是当温度升高时与量测电压V_M对应的漏电流也增加(曲线(ii)和(iii))。当然真正的电流阈随温度升高而增加是所不希望的。

图4b表示的是第二种情况，这时对于给定电流参考电压V_REF比量测电压V_M受温度影响要小得多。曲线(ii)和(iii)代表两种电流比电流阈值I_PROT小情况下的两种量测电压V_M变化情况。这种情况下，温度升高时，量测电压V_M和参考电压V_REF间的等效关系是与量测电压V_M对应的漏电流减小(曲线(ii)和(iii))。这种情况比前一种情况稍为有利，但仍不希望温度升高时有效电流阈值降低太多，以避免不必要地切断电池中的电流。

对于给定电流等于电流阈值I_PROT的情况，参考电压V_REF和量测电压V_M对温度的依赖性可解析地表示如下：

ΔV＝V_REF-V_M＝κ(T-T₀) (1)其中κ是随情况不同的一个给定正或负的温度依赖因子，不同的情况是指图4a所指情况或图4b所指情况。该温度依赖因子κ由量测电压V_M的第一温度依赖性和参考电压V_REF的第二温度依赖性确定。

本发明中，检测和比较装置30用来补偿量测电压V_M和参考电压V_REF的温度依赖性。检测和比较装置30因而包含用于产生确定补偿值的调节装置32并使量测电压V_M和参考电压V_REF对温度的依赖被补偿掉。

最好用按二极管连接的双极型三极管来制备调节装置32，亦即将双极型三极管的基极和集电极互相连接。众所周知，双极型三极管的基极—发射极结形成的二极管端子间电压V_D是温度的函数、大致呈线性变化，并且有利的是它有负的温度系数，亦即当温度升高时它按线性规律减小。当温度趋于0°K时，该二极管电压趋向称为带隙值的V_BG值。对于硅情况下，该带隙值大约为1205伏。该二极管电压V_D大致等于：

V_D＝V_BG-kT/e ln(I₀/I) (2)

式中k为玻尔兹曼常数，电荷和I₀值取决于器件的表面积、等效的导通浓度和掺杂材料的化合价。

I₀值远大于流过二极管的电流I值；虽然它随三极管的制造技术和温度而异，可以假定ln(I₀/I)对于给定电流I大致保持不变。

如果在同一温度下在同一个二极管中先后通以电流I₁和I₂，其端点间电压V₂和V₁的差值ΔV₂₁等于：

ΔV₂₁＝V₂-V₁＝kT/e ln(I₂/I₁) (3)

该差值直接受温度影响，并且根据电流I₂大于或小于电流I₁而具有正或负的温度系数。

并且，在同样温度下将正比于该差值的电压叠加于通过电流I₃时产生的二极管电压V₃，我们得到：

V₃+γΔV₂₁＝V_BG-kT/e (ln(I₀/I₃)-γln(I₂/I₁)) (4)选择适当的比例系数γ使得：

ln(I₀/I₃)-γln(I₂/I₁)＝0 (5)量V₃+γΔV₂₁因此不再依赖温度并等于带隙值V_BG。

将如式(1)表达的参考电压V_REF和量测电压V_M之差ΔV加上与两个二极管电压之差ΔV₂₁成比例的一个电压以及和带隙值V_BG成正比的另一个电压，得到：

ΔV+αΔV₂₁+βV_BG＝(κ+αk/e ln(I₂/I₁))T+βV_BG-κT₀ (6)适当地选择比例系数α和β，使得：

κ+αk/e ln(I₂/I₁)＝0以及βV_BG-κT₀＝0 (7)量测电压V_M和参考电压V_REF对温度的依赖将得到完全补偿。换句话说，量ΔV+αΔV₂₁+βV_BG能独立于温度。对于对应于数值为I_PROT的充电电流或放电电流的量测电压V_M无论温度如何该量均为零。

图5示出了检测和比较装置30的一个实施例，其能使刚刚参照图4a表示的情况加以说明的原理得以实现，图4a表示的情况亦即对于给定电流参考电压V_REF比量测电压V_M更依赖温度的情况。

检测和比较装置30包含两个输入端71和72，分别用于输入量测电压VM和参考电压V_REF。两个容性元件73和74分别配置给输入端71和72。容性元件73和74分别通过开关SW1和开关SW2连至输入71和72。当开关SW1和开关SW2都在“I”位置时，如实线所示，容性元件73接至引入量测电压VM的输入端71，而74接于引入定义检测电路的地(零电位)的电势V_SS的电路电源端。当它们都在如虚线所示“II”位置时，容性元件73接于地，而74接于引入参考电压的输入端72。作为另一方案，应当注意可以只用一个容性元件和一个开关在位置“I”的输入端71和位置“II”的72之间切换。

容性元件73和74的另一端被一同接于节点A，该节点A是具有很高增益的放大器65的反向输入端。开关SW6使得放大器65的输出与其输入连接或断开，容性元件73和74的电容值被选为相等(电容值C)以便使量测电压V_M和参考电压V_REF可直接进行比较。

本发明中，检测和比较装置30包含调节装置(其用符号32来标识)，用于产生一个随温度变化补偿值，并使得量测电压V_M和参考电压V_REF对温度的变化被补偿掉。

产生补偿值的调节装置32在图5所示的例子中包含三个连接成二极管形式的PNP型双极型三极管B1、B2、B3。这些双极型三极管均将其集电极和基极接至检测电路的地。

分别产生电流I₁和I₂的第一和第二电流源81和82布置在三极管B1的发射极和引入电势V_dd的电路电源端。电流源81和82通过开关SW3有选择地接于三极管B1的发射极，以使当开关SW3在位置“I”或“II”时电流I₁或I₂分别流过三极管的基极—发射极结。因而能有选择地产生二极管电压V_BE1和V_BE2。在本例中，电流I₂定义为比电流I₁小，因此二极管电压V_BE2小于二极管电压V_BE1。

第三电流源83设置在三极管B2的发射极和引入电势V_dd的电源端之间。该电流源83使流过三极管B2的基极—发射极结的电流恒为电流I₃。开关SW4设置于三极管B2的发射极和电路的地之间。当开关SW4在如实线所示的“I”位置时，三极管B2的发射极接于电路的地。在相反的情况下，当开关位于虚线所示的“II”位置时，电流I₃流过基极发射极结，产生一个二极管电压V_BE3。

分别产生电流I4和I5的第四和第五电流源84和85布于在三极管B3的发射极和电路的V_DD端。电流源84和85通过开关SW5有选择地接于三极管B3的发射极，以使当开关SW5分别在位置“I”或位置“II”时电流I₄或I₅有选择地流过三极管的基极—发射极结。因而能有选择地产生二极管电压V_BE4和V_BE5。在本例中，电流I₄定义为比电流I₅小，因此二极管电压V_BE4小于二极管电压V_BE5。

三个容性元件91、92和93各自的一端分别连于三极管B1、B2和B3的发射极，三个容性元件91、92和93的另一端都接于放大器65的输入节点A。

容性元件91和92的各自电容值C₁和C₂使得比值C₁/C和C₂/C(此处C为容性元件73和74的电容值)基本等于上面式(6)和式(7)中分别定义的比例系数α和β。容性元件93的电容值C₃的选择使得比值C₃/C₂基本等于上面式(4)和(5)中定义的比例系数γ。

在第一阶段期间，开关SW1至SW6都位于图中实线示出的“I”位置。放大器65此时处于完全负作用并且自动地极化至一稳定工作点，其输入电压V_E等于其输出电压和其最大增益的积。容性元件73、74和91、92、93分别充电至电压(V_E-V_M)、V_E、(V_E-V_BE1)、V_E和(V_E-V_BE4)。

在第二阶段，当开关SW1至SW6都位于图中虚线所示的“II”位置时，容性元件73、74和91、92、93向放大器65的输入节点A注入电荷，处于浮动状态，电荷分别等于CV_M、CV_BEF、αC(V_BE2-V_BE1)、βCV_BE3和βγ(V_BE5-V_BE4)，在这种情况下由容性元件73和91注入的电荷和其它电荷反号。

由容性元件73、74和91、92、93注入放大器65的输入节点A的电荷总和由上面式(6)描述，等于：

C(V_REF-V_M+α(V_BE2-V_BE1)+β(V_BE3+γ(V_BE5-V_BE4))) (8)式中比例系数α、β和γ使得根据式(5)和(7)有

κ+αk/e ln(I₂/I₁)＝0，βV_BG-κT₀＝0， ln(I₀/I₃)-γln(I₅/I₄)＝0 (9)式中κ定义为温度依赖因子，在本情况下定义为正，由给定电流等于电流阈值I_PROT时参考电压V_REF和量测电压V_M的温度依赖情况而定(上面式(1))。

对于等于电流阈值I_PROT的充电电流I_CH或放电电流I_DCH，注入放大器65的输入节点A的电荷总和因而为零，无论此时温度如何，并且放大器65的输入端无信号。

与此相反，如果充电或放电电流不同于电流阈值I_PROT，也就是量测电压V_M不等于相应于电流I_PROT的参考电压V_M，放大器65的输入端将有电位变化，其极性由注入输入节点A的总电荷指示。该信号由放大器65放大并反向，该放大器的输出信号幅值远大于其输入信号幅值，具有逻辑电平的放大器65的输出信号可用作控制信号OVCR来控制中断装置21并在需要时切断充电电流I_CH或放电电流I_DCH。

由前述内容可以理解，最好量测电压V_M和参考电压V_REF对温度的依赖基本消除，以使充电电流I_CH或放电电流ID_CH不超过规定的电流阈值I_PROT。在这种情况下，由检测和比较装置30产生的控制信号OVCR是与温度无关的。

在本发明的范围内，可以预想到补偿量测电压V_M和参考电压V_REF的温度依赖性使得有效电流限值随温度作稍为负向的变化。实际上，最好保证情况象上面图4b示出的中那样以便使有效电流阈值决不会随温度做正向变化。这种情况下，由检测和比较装置30产生的控制信号将有负的温度系数。

需要注意的是，本发明中的保护电路很好地提供了调节的高度灵活性。还需要指出，从前面所述中，对于给定电流，本发明中的电路具有可简单且精确的补偿参考电压V_REF和量测电压V_M的温度依赖的优点。例如，可用MOS技术非常简单、非常精确地实现容性元件的电容比率。

本发明中的电路动作非常迅速，计算和比较所需时间可基本由容性元件充电和放大器极化的阶段确定。

并且，放大器65只用于充分放大出现在输入节点A的信号，以便使控制信号OVCR能正确驱动中断装置21中的控制装置50。可以简单地用共源极、漏极互相连接的两只互补三极管作为单级反向放大器使用。

在前面所述中还应注意，产生三个电压V_BE3、V_BE4和V_BE5不是必要的，两个电压就充分了。这样就可能省掉三极管B2，在第二阶段用三极管B3来产生电压V_BE3和电压V_BE5。在这种情况下，容性元件92可以通过一个开关这样连接，在第一阶段连接至电路的地，然后，在第二阶段接至三极管B3的发射极。

Claims

1，用于保护可充电电池(1)的保护电路(10)，其中电池可通以充电或放电电流(I_CH，I_DCH)，该保护电路(10)包含：

量测装置(22)，用于和所说的电池(1)串联并提供一个指示所说的电流(I_CH，I_DCH)的量测电压(V_M)，所说的量测电压(V_M)具有第一温度依赖性；

检测和比较装置(30，31，32)，用于接收所说的量测电压(V_M)和一个参考电压(V_REF)并且响应所说的参考和量测电压(V_REF，V_M)的比较来产生一个控制信号(OVCR)，所说的参考电压(V_REF)具有第二温度依赖性；和

中断装置(21)，用于响应所说的控制信号(OVCR)来控制所说的流过所说的电池(1)的所说的电流(I_CH，I_DCH)，﹁

该保护电路的特征在于所说的检测和比较装置(30)包含调节装置(32)，调节装置用于补偿所说的量测电压(V_M)的第一温度依赖性和/或所说的参考电压(V_REF)的第二温度依赖性。

2，权利要求1中的保护电路，其特征在于所说的检测和比较装置(30，31，32)，包含：

用于产生二极管电压(V_BE1至V_BE5)的装置，和

计算装置，其包含容性元件(73，74，91，92，93)和开关元件(SW1至SW6)，用于在第一和第二阶段选择性并顺序地连接所说的容性元件(73，74，91，92，93)连接至产生所述二极管电压(V_BE1至V_BE5)的所述装置并且连接至施加所说的量测电压(V_M)和所说的参考电压(V_REF)的端点(71，72)，以便所说的计算装置在所说的第二阶段产生所说的控制信号(OVCR)。

3，权利要求2中的保护电路，其特征在于所说的调节装置(32)的配置使得所说的产生的控制信号(0VCR)基本与温度无关。

4，权利要求2中的保护电路，其特征在于所说的调节装置(32)的配置使得所说的产生的控制信号(0VCR)有负的温度系数。

5，权利要求1至4中的任一保护电路，其特征在于所说的中断装置(21)还形成所说的量测装置(22)，所说的量测电压(V_M)因而可指示流过所说的中断装置(21)的电流(I_CH，I_DCH)。

6，权利要求2至5中的任一保护电路，其特征在于所说的调节装置由和值定义一个补偿值，该和值是下列成分的和：

第一和第二二极管电压(V_BE1，V_BE2)之差与一个第一给定系数(α)的积，以及

第二给定系数(β)和下面和值的积，这一和值由第三二极管电压(V_BE3)和第四、第五二极管电压(V_BE4，V_BE5)之差与一个第三给定系数(γ)之积一起相加构成，

该控制信号(OVCR)指示所说的参考电压(V_REF)和所说的量测电压(V_M)之差与所说的补偿值的和值。

7，权利要求6中的保护电路，其特征在于所说的计算装置配置来产生：

一个指示所说的参考电压(V_REF)和所说的量测电压(V_M)之差的第一信号；

一个指示所说的第一和第二二极管电压(V_BE1，V_BE2)之差与所说的第一给定系数(α)之积的第二信号；

一个指示所说的第三二极管电压(V_BE3)与所说的第二给定系数(β)之积的第三信号；和

一个指示所说的第四与第五二极管电压(V_BE4，V_BE5)之差与所说的第二和第三给定系数(β和γ)之积的第四信号，

所说的各信号代数相加后产生所说的控制信号(OVCR)。

8，权利要求6中的保护电路，其特征在于所说的计算装置包含：

有给定电容值的第一容性元件(73，74)，用于产生所说的第一信号；

电容值基本等于所说的第一容性元件(73，74)电容值与所说的第一给定系数(α)之积的第二容性元件(91)，用于产生所说的第二信号；

电容值基本等于所说的第一容性元件(73，74)电容值与所说的第二给定系数(β)之积的第三容性元件(92)，用于产生所说的第三信号；

电容值基本等于所说的第一容性元件(73，74)电容值与所说的第二和第三给定系数(β和γ)之积的第四容性元件(93)，用于产生所说的第四信号。

9，权利要求2至8中任一个的保护电路，其特征在于用于产生所说的二极管电压(V_BE1至V_BE5)的所说装置包含与电流源串联且其基极与集电极相连的双极型三极管。

10，权利要求2至8中任一个的保护电路，其特征在于用于产生所说的二极管电压(V_BE1至V_BE5)的所说装置包含三个基极与集电极相连的双极型三极管(B1，B2，B3)，所说三极管中的第一个(B1)和第二个(B3)分别与两个电流源(81、82和84、85)相继串联，所说三极管中的第三感(B2)和一个电流源(83)串联。

11，权利要求2至8中任一个的保护电路，其特征在于用于产生所说的二极管电压(V_BE1至V_BE5)的所说装置包含两个基极与集电极相连的双极型三极管，所说三极管中的每一个相继和两个电流源相串联。

12，权利要求1至11中任一个的保护电路，其特征在于所说的中断装置(21)由一对源极对源极反向串联连接的MOSFET功率三极管(201，202)构成，关断三极管(201，202) 中的一个或另一个可中断所说的电流(I_CH，I_DCH)流过。

13，权利要求1至11中任一个的保护电路，其特征在于所说的中断装置(21)由一对漏极对漏极反向串联连接的MOSFET功率三极管构成，关断三极管中的一个或另一个可中断所说的电流(I_CH，I_DCH)流过。

14，权利要求1至11中任一个的保护电路，其特征在于所说的中断装置(21)由一个MOSFET三极管构成，该三极管包含一个可选择性地接至所说三极管的源极或漏极的一个反向门极端。