CN1269328C - 优化输入端的低窜扰平顶型波分复用器件 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种优化输入端的低窜扰平顶型波分复用器件及构成方法。它包括输入波导自由扩散区，刻蚀凹面光栅，输出波导阵列，多模干涉部件。在输入波导的末端接有带有预展宽输入波导的曲线型多模干涉部件。本发明的优点是：1)预展宽输入的锥形波导，能把输入波导的模场进行预展宽，使平坦化频谱获得非常陡的下降沿，从而有效的降低了窜扰；2)多模干涉区是根据自映像原理设计，通过预展宽输入波导输入产生模场激励，形成多模干涉，最终在输出得到分开一定距离的两个像，从而实现平坦化；3)通过抛物线线形的优化调节，能有效的降低带通纹波，增大1dB带宽。本发明具有较多的一般性，能够适用于AWG和EDG器件中的任何一种。

Description

优化输入端的低窜扰平顶型波分复用器件

技术领域

本发明属于光通讯波分复用领域，特别涉及一种具有低窜扰、宽带通、低带通纹波、大的1dB带宽的波分复用器件。

背景技术

波分复用/解复用是现代光通讯技术的核心技术之一，它是指把不同波长的光变作复合光及将复合光中各组成波长的光分离出来。波分复用器件就是用来实现波分复用/解复用的器件。现在很有发展潜力的波分复用/解复用器件主要有阵列波导光栅(AWG)和刻蚀衍射光栅(EDG)两种。

传统的波分复用/解复用器件的带通是高斯型，这使得实际中心波长偏离设计中心时，造成透过率大大下降。这必然增加对光源波长严格控制的要求，同时环境温度改变、材料的老化、以及器件刻蚀过程里存在的公差等外界因素都会对器件性能造成大的损害。平坦的频谱响应能够有效的消除这些因素对器件性能造成的影响。

已有一些方法用来实现波分复用/解复用器件频谱的平坦化，例如：

美国专利NO.5412744提出使用Y分支波导实现频谱平坦化，由于Y分支尖角的模场泄漏会造成大的损耗。

K.Okamoto等发表了一篇题为“Eight-Channel flat spectral responseArrayed-waveguide multiplexer with asymmetrical Mach-Aehnder filters”，IEEEPhot.Tech.Lett.，vol.8，no.3，march 1996，pp.373-374.文章涉及一种使用M-Z干涉仪来实现平坦化，但是这种方法会造成大的器件尺寸，大的插损，同时还有可能引起模斑变形。

Y.P.Ho等发表过一篇文章，“Flat channel-passband-wavelength multiplexingand demultiplexing devices by multiple Rowland circles”，IEEEPhot.Tech.Lett.，(9)，pp.342-344，1997中提到使用双罗兰圆来实现平坦化。

A.Rigney等发表了令一篇文章，“Double-phased array for a flattened spectralresponse”，Proc.23rd ECOC，Edinburgh，UK，pp.79-82，Sept.1997，中提到使用双相位阵列来实现平坦化，该方法和上一种方法类似，平坦化效果相对有限，而且复杂度增大。

M.R.Amersfoort等发表了令一篇题为“Phased-arrayed wavelengthdemultiplexer with flattened wavelength response”，Electron.Lett.，1994，30，(4)，pp.300-302的文章提出使用多模波导输出来实现平坦化，但这种方法只适用于波分复用/解复用器直接与探测器相连的情况。

T.Chiba等在OECC(2000)，13B2-2里提到使用interleaver来实现信号复共轭实现平坦化，但是这种方法使器件尺寸过大，不宜于集成，同时价格也相对昂贵。

M.R.Amersfoort等发表了一篇题为，”Passband broadening of integratedarrayed waveguide filter using multimode interference couplers”，Electron.Lett.，vol.32(1996)，pp.1661-1662，提出使用MMI耦合器实现平坦化，由于MMI结构简单、工艺容差大，可以方便的用于实现频谱平坦化。但是单纯的使用MMI平坦化的同时会带来大的窜扰、插损和带通纹波等不利因素。

发明内容

本发明的目的是研制一种把带间窜扰降到很低值，把带通纹波减小到接近于零的优化输入端的低窜扰平顶型波分复用器件及构成方法。

本发明采用的技术方案如下：

它的结构为输入波导，其后接有自由扩散区，自由扩散区后接有刻蚀凹面光栅，输入波导侧面有输出波导阵列，在输入波导的末端与自由扩散区之间接有多模干涉部件。输入波导末端与多模干涉部件前端之间接有带有预展宽输入波导，且多模干涉部件的多模干涉区的边界为抛物线结构；预展宽输入波导的初始端宽度d₁大于输入波导的宽度，末端宽度d₂大于初始端宽度d₁，长度 $L_1=\frac{3}{8}{L}_{\mathrm{\πeff}}=\frac{n_r}{2\mathrm{\λ}}(d_2+C)(d_1+C),$ 其中包层折射率n_c，芯层折射率n_r，中心波长λ，L_πeff为拍长，波导等效厚度 $C=\frac{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\π}}{\·\left(\frac{n_c}{n_r}\right)}^{2\mathrm{\σ}}{(n_r^2-n_c^2)}^{(-1/2)},$ 对横电偏振σ的值是0，对横磁偏振σ的值是1；

1)预展宽区域尺寸的确定：

预展宽的最终目的是要出现高阶模次，改变模场分布，因此，通过BPM模拟分析这一过程里的模场分布，找到使得展宽模场边缘下降最陡的结构参数，

在任一截面上预展宽区域的宽度可以表示为： $d\left(z\right)=d_2+(d_1-d_2)(1-\frac{z}{L_1})$ 其中z是传输方向，d₁、d₂分别为预展宽区域初始端宽度和末端宽度，L₁是预展宽区域的长度， $C=\frac{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\π}}{\·\left(\frac{n_c}{n_r}\right)}^{2\mathrm{\σ}}{(n_r^2-n_c^2)}^{(-1/2)},$ 其中对横电偏振σ的值是0，对横磁偏振σ的值是1；

则可以表示预展宽区域的设计长度为： $L_1=\frac{3}{8}{L}_{\mathrm{\πeff}}=\frac{n_r}{2\mathrm{\λ}}(d_2+C)(d_1+C)$ 其中包层折射率n_c，芯层折射率n_r，中心波长λ，L_πeff为拍长；

预展宽区域的三个参数d₁，d₂，L₁中，长度L₁是初始端宽度d₁和末端宽度d₂的函数，因此，只需要确定预展宽区域的宽度d₁和d₂，先固定初始端宽度d₁，找出末端宽度d₂，依据计算光谱和插入损耗的方法，分别找出不同末端宽度d₂和品质因数、插入损耗的关系，作出曲线，随着末端的宽度d₂的增大，品质因数和插入损耗都会随之增大，能得到品质因数大，而插入损耗小的末端宽度d₂；

2)曲线型多模干涉区为抛物线型干涉区，其结构设计：

初始干涉区宽度d₃的优化其主要衡量指标是平坦化频谱的品质因数，品质因数大小为1dB带宽与33dB带宽的比值，在给定的预展宽末端宽度d₂下，改变初始干涉区宽度d₃，做出d₃随品质因数的变化关系曲线，能找到一个最优的初始干涉区宽度d₃，使得品质因数具有最大值；

抛物线线形和干涉区长度L₂的优化调节能消除带通纹波，在上述干涉区初始宽度d₃已经确定的情况下，抛物线必然经过其边缘点，同时其对称轴必然为器件中心对称轴，因此，决定抛物线线形的三个参数只剩下了一个，通过改变该参数，能得到最小的带通纹波，另外能在干涉区成像点附近找到一个使带通纹波最小，1dB带宽最大的干涉区长度L₂。

本发明具有的有益的效果是：

1)预展宽输入的锥形波导，能把输入波导的模场进行预展宽，使平坦化频谱获得非常陡的下降沿，从而有效的降低了窜扰；

2)多模干涉区是根据自映像原理设计，通过预展宽输入波导输入产生模场激励，形成多模干涉，最终在输出得到分开一定距离的两个像，从而实现平坦化。

3)通过抛物线线形的优化调节，能有效的降低带通纹波，增大1dB带宽。本发明具有较多的一般性，能够适用于AWG和EDG器件中的任何一种。

附图说明

图1是本发明的结构原理示意图；

图2是图1中输入波导末端带有预展宽输入的抛物线型MMI结构的放大图；

图3是带有预展宽输入的MMI结构；

图4是普通最优化MMI结构；

图5是图3，图4两种结构用于平坦化的频谱比较(证明预展宽结构的低窜扰特性)；

图6是使用图3结构得到的低窜扰特性频谱；

图7是使用抛物线结构的MMI对带通纹波的消除和1dB带宽的增大；

图8是频带间隔200GHz下的最优频谱响应；

图9是频带间隔100GHz下的最优频谱响应；

图10是品质因数，1dB带宽随预展宽宽度变化的关系曲线；

图11是插入损耗随预展宽宽度变化的关系曲线；

图12是品质因数，1dB带宽随多模干涉区初始宽度变化的关系曲线。

具体实施方式

本发明具有较多的一般性，适用于AWG和EDG器件中的任何一种，为了方便说明，下面仅以EDG器件为例。

本发明所有结构设计基于硅基底的二氧化硅波导，包层折射率n_c＝1.445，芯层折射率n_r＝1.454，中心波长λ₀＝1.55μm。

如图1所示本发明包括输入波导1，自由扩散区2，刻蚀凹面光栅3，输出波导阵列4。复合光由输入波导1入射，进入自由扩散区2发散传输，然后经过刻蚀凹面光栅3的衍射作用，不同的波长会聚到相应的输出波导端口4。在输入波导1末端接有带预展宽输入的抛物线型多模干涉部件5，用来实现平坦化。

如图2所示，给出抛物线型多模干涉部件5的放大图，预展宽输入波导6是本发明的第一个改进。

预展宽区域尺寸的确定：

预展宽的最终目的是要出现高阶模次，改变模场分布，因此，能通过BPM模拟分析这一过程里的模场分布，找到使得展宽模场边缘下降最陡的结构参数。

在任一截面上预展宽区域的宽度能表示为： $d\left(z\right)=d_2+(d_1-d_2)(1-\frac{z}{L_1})---\left(1\right)$ 其中z是传输方向，d₁、d₂分别为预展宽区域初始端宽度和末端宽度，L₁是预展宽区域的长度。

如果表示 $C=\frac{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\π}}{\·\left(\frac{n_c}{n_r}\right)}^{2\mathrm{\σ}}{(n_r^2-n_c^2)}^{(-1/2)},$ 对横电偏振σ的值是0，对横磁偏振σ的值是1            (2)则可以表示预展宽区域的设计长度为： $L_1=\frac{3}{8}{L}_{\mathrm{\πeff}}=\frac{n_r}{2\mathrm{\λ}}(d_2+C)(d_1+C)$

其中L_πeff表不拍长。

从上面的分析能看出，预展宽区域的三个参数d₁、d₂和L₁中，长度L₁是初始端宽度d₁和末端宽度d₂的函数，因此，只需要确定预展宽区域的宽度d₁、d₂。

例如，固定初始端宽度为d₁＝6μm，找出合适的末端宽度d₂。过程依据下面提到的计算光谱和插入损耗的方法，分别找出不同宽度d₂和品质因数、插入损耗的关系，作出曲线如图10和图11所示，可见随着d₂的增大，品质因数和插入损耗都会随之增大，而目标是要得到品质因数尽量大，插入损耗相对小的设计结构，所以应根据实际带宽需要，综合两者选出最为合适的d₂大小。

我们将带有预展宽输入波导的MMI(如图3)和宽度最优化以后的MMI(如图4)的频谱做了比较，并将它们的频谱响应画在图5中。

其中图3各参数取值为：

d₀＝5μm；d₁＝6μm；d₂＝10μm；d₃＝25μm；L₁＝400μm；L₂＝475μm。

图4各参数取值为：

d₀＝5μm；d₃′＝18μm；L₂′＝160μm。

图5中虚线为通常的高斯频谱响应，点划线为使用普通最优化MMI频谱响应，实线则为使用带有预展宽输入的结构以后的频谱响应曲线。从图中能看到，使用改进的带有预展宽输入的MMI在20dB以下能有效降低窜扰，从图6可以看到，使用该结构的EDG频谱窜扰能降低到50dB左右，这是通常的平坦化难以达到的效果。

如图2所示，抛物线结构8是本发明的第二个重要改进，抛物线干涉区的结构设计如下：

初始干涉区宽度d₃的优化其主要衡量指标是平坦化频谱的品质因数，其大小为1dB带宽与33dB带宽的比值。在给定的预展宽末端宽度d₂下，改变初始干涉区宽度d₃，做出其随品质因数的变化关系曲线，则相应能找到一个最优的初始干涉区宽度d₃，此时品质因数具有最大值，此时对应的d₃大小为设计最佳值。对应的搜索过程实例如图12所示，此时的d₂大小为12μm，可以看到当d₃≈24μm时，具有最大的品质因数。

抛物线线形和干涉区长度L₂的优化调节能有效地消除带通纹波，在上述初始干涉区宽度d₃已经确定的情况下，抛物线必然经过其边缘点，同时其对称轴必然为器件中心对称轴，因此，决定抛物线线形的三个参数只剩下了一个。通过改变该参数，能得到相对最小的带通纹波，另外在干涉区成像点附近进一步优化长度L₂，同样能找到更加好的干涉区长度L₂，使得带通纹波最小，1dB带宽最大。

图7中，实线为使用抛物线结构后的频谱响应，点划线为同样尺寸下使用图3结构的最优频谱响应，从图中可以看到，使用改进的抛物线结构8可以有效的降通纹波；另外从图中还可以看到，使用了抛物线结构8还使得1dB带宽明显增大，从而进一步的改善了平坦化性能。

图2中多模干涉区7是根据自映像原理设计，通过预展宽输入波导6输入激励模场激励，形成多模干涉，最终在输出得到分开一定距离的两个像，从而实现平坦化。

图8和图9分别给出了适用于频带间隔为200GHz和100GHz情况下的两种最优化频谱响应。

其中图8工作于Δf＝200GHz，并在输出端用15μm的tapper接收能量。其具体参数为：

d₀＝5μm；d₁＝6μm；d₂＝18μm；d₃＝40μm；d₄≈64μm；L₁＝400μm；L₂＝775μm。

其得到的性能参数如下：

1dB带宽：74.5600％；品质因数F＝0.8543；插入损耗约4dB；窜扰：≤-120dB；带通纹波：≤0.1dB。

由于输出端用15μm的tapper接收能量，这样做使得器件尺寸相应增大，适用于通道数较少的情况，例如200GHz，其频谱相应已经接近于理想的矩形响应，其品质因数有85％左右，带通纹波也已经接近于零。

图9工作于Δf＝100GHz，并直接用6μm的输出波导来接收能量。其具体结构参数如下：

d₀＝5μm；d₁＝6μm；d₂＝12μm；d₃＝24μm；d₄≈31μm；L₁＝400μm；L₂＝550μm。

其得到的性能参数如下：

1dB带宽：53.4000％；品质因数F＝0.7744；插入损耗约4.2dB；窜扰：≤-70dB；带通纹波：≤0.3dB。

此时由于输出端是直接使用宽度为6μm的输出波导来接收能量，这样做使得结构紧凑，适用于多通道的密集波分复用，图示为频带间隔为100GHz时的频谱响应，在保持了相对优越的平坦化频谱的同时其插损也保持了较小的水平。

器件的频谱响应计算如下：

通过BPM计算出经过MMI区的出射场分布，把其表示为E₀，对得到的进入自由扩散区的初始场E₀作快速傅立叶变换，其变换结果记为A(u)＝FFT(E₀)，根据角谱理论，一个任意分布的空间模场的传播可以看作是其角谱以平面波形式在空间各点的叠加过程。因此，在空间任意一点，我们可以计算出其场值为：

$U(x,z)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}A\left(u\right)\exp \left[\mathrm{ikz}\sqrt{1-{\left(\mathrm{\λu}\right)}^2}\right]\exp \left[i2\mathrm{\π}\left(\mathrm{ux}\right)\right]\mathrm{du}---\left(1\right)$

再由基尔霍夫衍射公式可以得到之后的输出模场为：

$E^{\′}\left(x^{\′}{z}^{\′}\right)=\frac{1}{2}{\left(\frac{n}{\mathrm{\λ}}\right)}^{\frac{1}{2}}\underset{\mathrm{Gratings}}{\∫}\frac{U(x,z)}{\sqrt{r_0}}({\cos \mathrm{\θ}}_i+{\cos \mathrm{\θ}}_d)\exp (-{\mathrm{ikr}}_0)\mathrm{ds}---\left(2\right)$

其中r₀为输出波导到光栅上任意一点之间的距离，n为折射率，λ为波长，θ_i、θ_d分别为光栅齿面上的入射角和衍射角。

假设输出波导本征模为E₂(x)，经过基尔霍夫衍射计算得到的输出波导端模场为E₁(x)，那么耦合进入波导中的频谱响应为：

$T\left(u\right)={|{\∫}_{-\∞}^{+\∞}{E}_1(x-u)\·E_2^{*}\left(x\right)\mathrm{dx}|}^2$

Claims (2)

1.优化输入端的低窜扰平顶型波分复用器件，它的结构为输入波导(1)，其后接有自由扩散区(2)，自由扩散区(2)后接有刻蚀凹面光栅(3)，输入波导(1)侧面有输出波导阵列(4)，在输入波导(1)的末端与自由扩散区(2)之间接有多模干涉部件(5)，其特征在于：输入波导(1)末端与多模干涉部件(5)前端之间接有带有预展宽输入波导(6)，且多模干涉部件(5)的多模干涉区(7)的边界为抛物线结构(8)；预展宽输入波导(6)的初始端宽度d₁大于输入波导(1)的宽度，末端宽度d₂大于初始端宽度d₁，长度 $L_1=\frac{3}{8}{L}_{\mathrm{\πeff}}=\frac{n_r}{2\mathrm{\λ}}(d_2+C)(d_1+C)$ 其中包层折射率n_c，芯层折射率n_r，中心波长λ，L_πeff为拍长，波导等效厚度 $C=\frac{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\π}}\·{\left(\frac{n_c}{n_r}\right)}^{2\mathrm{\σ}}{(n_r^2-n_c^2)}^{(-1/2)},$ 对横电偏振σ的值是0，对横磁偏振σ的值是1。

2.用于权利要求1所述的优化输入端的低窜扰平顶型波分复用器件的构成方法，其特征在于：

1)预展宽区域尺寸的确定：

预展宽的最终目的是要出现高阶模次，改变模场分布，因此，通过BPM模拟分析这一过程里的模场分布，找到使得展宽模场边缘下降最陡的结构参数，

在任一截面上预展宽区域的宽度可以表示为： $d\left(z\right)=d_2+(d_1-d_2)(1-\frac{z}{L_1})$ 其中z是传输方向，d₁、d₂分别为预展宽区域初始端宽度和末端宽度，L₁是预展宽区域的长度，

$C=\frac{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\π}}\·{\left(\frac{n_c}{n_r}\right)}^{2\mathrm{\σ}}{(n_r^2-n_c^2)}^{(-1/2)},$ 其中对横电偏振σ的值是0，对横磁偏振σ的值是1；

则可以表示预展宽区域的设计长度为： $L_1=\frac{3}{8}{L}_{\mathrm{\πeff}}=\frac{n_r}{2\mathrm{\λ}}(d_2+C)(d_1+C)$ 其中包层折射率n_c，芯层折射率n_r，中心波长λ，L_πeff为拍长；

预展宽区域的三个参数d₁，d₂，L₁中，长度L₁是初始端宽度d₁和末端宽度d₂的函数，因此，只需要确定预展宽区域的宽度d₁和d₂，先固定初始端宽度d₁，找出末端宽度d₂，依据计算光谱和插入损耗的方法，分别找出不同末端宽度d₂和品质因数、插入损耗的关系，作出曲线，随着末端的宽度d₂的增大，品质因数和插入损耗都会随之增大，能得到品质因数大，而插入损耗小的末端宽度d₂；

2)曲线型多模干涉区为抛物线型干涉区，其结构设计：

初始干涉区宽度d₃的优化其主要衡量指标是平坦化频谱的品质因数，品质因数大小为1dB带宽与33dB带宽的比值，在给定的预展宽末端宽度d₂下，改变初始干涉区宽度d₃，做出d₃随品质因数的变化关系曲线，能找到一个最优的初始干涉区宽度d₃，使得品质因数具有最大值；

抛物线线形和干涉区长度L₂的优化调节能消除带通纹波，在上述干涉区初始宽度d₃已经确定的情况下，抛物线必然经过其边缘点，同时其对称轴必然为器件中心对称轴，因此，决定抛物线线形的三个参数只剩下了一个，通过改变该参数，能得到最小的带通纹波，另外能在干涉区成像点附近找到一个使带通纹波最小，1dB带宽最大的干涉区长度L₂。

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