CN1260900C

CN1260900C - 用于宽带码分多址通信系统的多径合并方法

Info

Publication number: CN1260900C
Application number: CN 200310103989
Authority: CN
Inventors: 万里龙; 丁杰伟; 任震
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2003-11-04
Filing date: 2003-11-04
Publication date: 2006-06-21
Anticipated expiration: 2023-11-04
Also published as: CN1543108A

Abstract

本发明公开了一种用于宽带码分多址系统的多径合并方法，首先对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；然后从专用物理控制信道取出导频符号，进行解相关运算，得到各导频符号的初始信道估计值；再然后根据不同的信道估计方法，对这些导频符号的初始信道估计值进行相干积分和滤波，得到各导频符号的最终信道估计值；最后进行多径合并。本发明所述方法能够克服现有技术存在门限设定难度大、容易造成多径过滤失误，从而严重影响系统性能的缺点，使得门限选择不受环境变换的影响，可以有效地抵抗尖脉冲噪声的干扰等，有效地、明显地提高了多径合并模块的性能。

Description

用于宽带码分多址通信系统的多径合并方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统的多径合并方法，特别涉及一种宽带码分多址(WCDMA)通信系统的上行多径合并方法。

背景技术

随着移动通信的迅猛发展，人们对移动通信的质量及其提供的业务类型要求也越来越高，第三代移动通信的提出及发展正是符合了人们的这种需求，因此备受瞩目。宽带码分多址(WCDMA)是第三代移动通信系统标准化组织(3^rd Generation Partnership Project，3GPP)提出的无线传输技术(Radio Transmission Technology，RTT)方案，它不但能提供高质量的话音服务，而且能够提供与固定网络类似的多媒体业务。在宽带码分多址(WCDMA)系统中，为了提高上行链路质量，在接收机中采用rake接收机方案来使系统性能达到最高，rake接收机就是分别对不同的多径分别解调、信道估计处理，最后通过多径合并方法再将不同的多径有效合并起来，从而有效对抗多径干扰，大大提高通信系统的性能。如图1所示，多径合并主要包括两个部分，首先是经过一定的方法选出有效径，即过滤掉噪声径(假径)，然后是通过一定的方法对有效径进行合并，后者基本都采用最大比合并的方法，而前者则有较多方法实现。本发明所述多径合并方法是对多径合并中选择有效径方法的改进。

目前，较常使用的多径合并方法主要有基于能量的绝对门限方法和相对门限方法。绝对门限方法就是计算出噪声径的一定时间范围内的平均能量，以该能量略大的某个值作为门限，超过该门限的就认为是有效径，该方法实施起来比较简单，但是门限设定不好把握，首先必需对噪声径的能量进行估计，以次为参考设定门限，如果门限设置太高容易将一些较弱的真径判别成假径，如果门限设置太低，很容易将假径判别成真径，两者都会使得系统性能降低。相对门限方法则是将所有的径按能量排序，得到最大能量，然后以该能量的某个百分比结果作为门限，该方法实施起来也比较简单，但同样性能不太好，主要是百分比不好设置，如果设置太高，则几乎只有最大能量径可以通过，其余的将被当做假径过滤掉，使得中等强度的径也很容易被过滤掉；如果设置太低，会将假径当做真径，尤其是不同的多径经过不同的无线信道，衰落有所不同，延时也有所不同，该方法由于简单地随着最大能量径的某个百分比结果的变化而起伏变化，在很多时候是非常不妥当的，不仅百分比设置难度大，而且容易造成多径过滤的失误。事实上，以上两种方法还有一个共同的缺点，就是当假径中有无线环境或者系统引起尖脉冲噪声时，将会严重影响系统性能。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术存在门限设定难度大、容易造成多径过滤失误，从而严重影响系统性能的缺点，以期提出一种能简单设置门限值、有效抵抗尖脉冲噪声干扰、提高系统信号接收性能的用于宽带码分多址(WCDMA)通信系统的多径合并方法。

为实现上述目的，本发明提出了一种用于宽带码分多址系统的多径合并方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一、对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；

步骤二、根据已知的时隙格式从专用物理控制信道(DPCCH，Dedicated Physical Control Channel)取出导频符号，各个提取出的导频符号分别与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的初始信道估计值；

步骤三、根据对不同的采用不同的信道估计方法，对这些导频符号的初始信道估计值进行相干积分和滤波，得到各导频符号的最终信道估计值。然后对专用物理控制信道和专用物理数据信道进行补偿；其中信道估计方法主要有单时隙平均的信道估计方法、基于简化卡尔曼跟踪滤波的信道估计方法、多时隙加权平均的信道估计方法(Weighted Multi-Slot Averaging，WMSA)和迭代信道估计法(Iterative Channel Estimation，ICE)。

步骤四、多径合并。对补偿后的DPCCH中的导频符号进行硬判决，判决原则为如果输入大于等于0，输出等于1，否则，输出等于-1(if input≥0 output＝1 else output＝-1)；硬判决后的结果和理想导频进行比较，统计一个时隙内正确导频的个数；再统计N个时隙内正确导频总个数；按照正确导频总个数所占总导频个数的比率大于一定值时，可以设定为60-75％的某个值，认为该径为有效径，否则为无效径；有效径参与最大比合并，无效径不参与最大比合并。

本发明所述的用于宽带码分多址通信系统中的多径合并方法，与现有技术相比，采用统计某径中导频BER(Block Error Rate，误块率)的情形来判决是否为有效径，而不必对噪声进行能量估计，从而使得门限选择不受环境变换的影响，可以有效地抵抗尖脉冲噪声的干扰等，有效地、明显地提高了多径合并模块的性能。

附图说明

图1是WCDMA系统上行专用物理信道(DPCH，Dedicated PhysicalChannel)的帧结构示意图；

图2是释信道估计中去偏计算示意图。

图3是本发明所述方法具体应用系统框图。

图4是本发明所述方法流程图图。

图5是本发明所述方法核心部分流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明所述技术方案的实施作进一步详细描述，根据下面所述具体实施方式，同一领域的技术人员可以很容易实现本发明。

图1表示的是宽带码分多址(WCDMA)系统上行专用物理信道(DPCH)的帧结构；为了区别DPDCH(Dedicated Physical DataChannel，专用物理数据信道)中的数据域和DPCCH(专用物理控制信道)中的数据域，特别标识DPCCH中的数据域为非导频域。

图2所示主要是用来解释信道估计中的去偏计算过程。在该实施例中，我们假设信道估计方法为单时隙相干积分方法。图中pi为导频域符号，Ni为非导频域符号，那么在没有去偏计算的时候，用来补偿Si(i＝1，...，5)的最终信道估计值都为

而带去偏计算的信道估计方法中，用来补偿Si(i＝1，...，5)的最终信道估计值为

图3是本发明涉及的多径合并方法的实施框图。在该实例中，AD转换器301将输入到接收机的模拟信号转变为数字信号送入解扰解扩模块304，解扰解扩模块304利用码跟踪器302和码生成器303产生的各条多径扰码对输入信号进行解扰解扩，并将解扰解扩后的各多径信号送入其对应的信道估计和补偿模块305，信道估计和补偿模块305分别计算出DPCCH每个符号对应时刻的最终信道估计值并对专用信道DPDCH进行补偿，再分别计算出DPCCH每个符号对应时刻的带去偏计算的最终信道估计值并对DPCCH进行补偿，补偿后的各径信号输出到多径合并模块306进行合并，最后将合并后的信号输入到解交织/译码器307内进行解交织和译码，得到发射端发射的原始信号。本发明提出的多径合并方法在实施框图中的位置是主要在多径合并模块306，当然信道估计模块305应有与其相关去偏计算。

图4是采用本发明的多径合并方法的流程图。

这个逻辑流程始于步骤401，终止于步骤405。

步骤401对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩。

顺序进入步骤402，从401的输出获取DPCCH的所有导频符号。分别与理想导频相关，得到各导频符号的初始信道估计值。

顺序进入步骤403，加入去偏计算，按照信道估计具体方法要求，求出各导频符号对应时刻的最终信道估计值，本发明中信道补偿模块中用于补偿DPCCH中的导频域符号的必需用经过去偏计算的最终信道估计值。对于DPCCH中非导频域的符号以及DPDCH的符号的补偿，也可以直接用该值补偿，也可以用不带去偏计算得到的最终信道估计值来补偿，二者对DPCCH中非导频域的符号以及DPDCH的符号来说基本是一样的。在这里对必需加入去偏计算的原因加以解释，在通常的信道估计方法中得到用来补偿每个导频符号的信道估计值中，包含了一定成分的该导频符号因素，补偿后的结果中会有一个该导频符号的平方的成分，这会对补偿后的硬判决造成一定程度错误影响；在信道估计方法中求某个导频的最终信道估计值，即在相干积分、时隙间滤波过程中，我们不能将本导频计算在内。我们称这个去除本导频的计算为去偏计算。

顺序进入步骤404，用403得到的最终信道估计值分别补偿DPCCH和DPDCH符号。各个多径补偿后的结果输出给多径合并模块。

顺序进入步骤405，对来自403的DPCCH中的导频(pilot)符号做硬判决处理，再与理想pilot符号比较，得到本时隙pilot解调正确的个数，也就是得到Pilot的BER，经过一定长度的FIR(FiniteImpulse Response，有限冲激响应)滤波，或者可以统计一定时间长度内的正确pilot的个数，比如10时隙(slots)或者15slots，因为当正确的pilot只占50％时，说明即使该径是含有信号的，但也不应该参与合并，因为信噪比太低了，我们可以用解调正确的pilot占总数的60％--70％作为一个门限，决定该径是否有效：有效的径输出给最大合并模块，无效的径不参与，最大比合并的结果输出给decoder模块。

图5相当于步骤405，是步骤405的详细流程图，是本发明涉及的多径合并方法的核心部分，详细说明了如何既利用经过去偏计算的信道估计补偿后的导频来判断多径是否为有效径的方法。该逻辑流程始于步骤501，终止于步骤506。

步骤501，从步骤404得到的信道补偿后的DPCCH和DPDCH，步骤501取出DPCCH中的pilot符号，做硬判决，即if input≥0output＝1 else output＝-1。

步骤502，根据时隙格式产生本地理想导频符号。

步骤503，比较本地理想导频和501硬判决后得到的解调出来的导频符号。如果相同输出1，如果不同输出0。

步骤504，用一个滑动窗口，统计窗口中pilot正确解调的比率并输出给下一个步骤。滑动窗口的长度可以取5-15slots甚至更长。

步骤505，设定一个门限，可以设定为60-75％的某个值，ifinput≥Threshold output＝1 else output＝0。

步骤506，根据步骤505输出的是否有效径的指示值决定当前slot或者无线帧(frame)是否参与最大比合并。如果步骤505输出1则参与最大比合并，相反，如果步骤505输出0则不参与最大比合并。

采用发明阐述的多径合并方法，不必对噪声进行估计，门限的选择不受环境变换的影响，门限的选择非常简单容易，还可以有效地抵抗尖脉冲噪声的干扰等等优点，有效地、明显地提高了多径合并模块的性能，因而能够大大提高通信系统的接收性能。仿真结果表明，不管在移动速度慢还是快的时候，本发明阐述的多径合并方法的性能都要比现有技术的多径合并方法的性能有明显的提高。

Claims

1、一种用于宽带码分多址系统的多径合并方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一、对输入RAKE接收机的宽带扩频信号进行解扰解扩；

步骤二、根据已知的时隙格式从专用物理控制信道取出导频符号，各个提取出的导频符号分别与已知导频符号进行解相关运算，得到各导频符号的初始信道估计值；

步骤三、根据对不同的信道采取不同的信道估计方法，对这些导频符号的初始信道估计值进行相干积分和滤波，得到各导频符号的最终信道估计值，然后对专用物理控制信道和专用物理数据信道进行补偿，并将结果发送给多径合并模块；

步骤四、进行多径合并，该步骤进一步包括：

第一步：取出专用物理控制信道中的导频符号，做硬判决；

第二步：根据时隙格式产生本地理想导频符号；

第三步：比较本地理想导频和第一步中硬判决后得到的解调出来的导频符号，如果相同输出1，如果不同输出0；

第四步：用一个滑动窗口，统计窗口中导频符号正确解调的比率并输出给下一个步骤；

第五步：设定一个门限，可以设定为60-75％的某个值，如果输入大于等于门限，输出等于1，否则，输出等于0；

第六步：根据第五步输出的是否有效径的指示值决定当前时隙或者无线帧是否参与最大比合并；如果第五步输出1则参与最大比合并，相反，如果第五步输出0则不参与最大比合并。

2、根据权利要求1所述的用于宽带码分多址系统的多径合并方法，其特征在于，所述步骤三中的信道估计方法主要为：单时隙平均的信道估计方法、基于简化卡尔曼跟踪滤波的信道估计方法、多时隙加权平均的信道估计方法和迭代信道估计法。

3、根据权利要求2所述的用于宽带码分多址系统的多径合并方法，其特征在于，所述第一步中硬判决的判决原则为：如果输入大于等于0，输出等于1，否则，输出等于-1。

4、根据权利要求2所述的用于宽带码分多址系统的多径合并方法，其特征在于，所述第四步中的滑动窗口的长度取5-15时隙甚至更长。