CN1255964C - 一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法 - Google Patents

Abstract

本发明为一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法。本发明从实际移动通信系统的信道环境和负载情况出发，将影响干扰抵消类多用户检测器性能的两大重要因素：信道估计的功率与信道估计的方差结合在一起优化部分干扰抵消的权值，从而改善了干扰抵消接收机的性能。理论上可以证明采用本发明优化的干扰抵消权值可以使得部分并行干扰抵消接收机的残余干扰方差最小，从而使其性能最优。该发明优化的干扰抵消权值适用于实际的无线信道环境，而且可以用于单速率和多速率CDMA系统的干扰抵消接收机，也可用于CDMA系统的多级干扰抵消接收机。

Description

一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法

技术领域

本发明属于电子技术领域，特别适用于CDMA移动通信系统中。

背景技术

CDMA系统中，扩频码本身以及无线信道的随机性造成扩频码之间的相关值不为零，不同用户间和不同径之间就存在相互干扰，这就是多址干扰(Multi-Access Interference，MAI)。多址干扰是系统中的主要干扰之一，为了改善系统性能和提高系统容量，消除多址干扰显得非常重要。消除多址干扰通常采用多用户检测(Multi-User Detection)技术。如图1所示，发送信号经过无线信道后，经天线1、接收机前端2、射频解调4，5、带通滤波6、取样8和A/D变换9后送入基带处理单元。如图2所示，在基带处理单元，先进行多用户检测15、解交织16和信道译码17。多用户检测的实现方法很多，大致可分为线性多用户检测和非线性多用户检测两种。对于非线性多用户检测器中的干扰抵消(Interference Cancellation)类多用户检测器(或称干扰抵消接收机)，大致分为串行干扰抵消器和并行干扰抵消器。串行干扰抵消器的基本原理是：首先在接收端对各用户信号功率按从大到小进行排序，先解调出最强信号功率的用户，然后从总的接收信号中减去由解调信号重构出的最强信号功率用户的接收信号，这样就减弱了最强的多址干扰分量对其它用户的影响，接下来对信号功率次强的用户进行处理，每个用户只抵消一次，每一级只对一个用户进行判决和干扰抵消。如图3所示，接收信号经过匹配滤波器18、判决19、再利用信道估计21、重扩频23，最后再减去重扩频信号24，这样就抵消了该用户的多址干扰。与串行干扰抵消器相比，并行干扰抵消器在每一级同时估计并消除所有用户的多址干扰，如图4所示，即用各匹配滤波器的输出作为各个用户的首次估计信号，再对首次估值信号进行判决，幅度估计25和重扩频26再造出各用户的干扰信号，然后从总的接收信号中减去28～29所有干扰用户的干扰信号，再将它们送入第二级匹配滤波器31，经过判决32～34得到各用户信息比特新得估计值。

在实际的多径衰落信道环境下，CDMA系统中通常采用信道估计技术和Rake接收技术，并且一般采用先Rake合并后再进行干扰再造，再造每个用户每一径干扰信号时需利用相应径的信道估计值。如图5所示，捕获到的各径信号分别进行相关检测35、Rake合并处理36、判决后需要对每径再造干扰40。

在抵消器结构(或算法)确定的情况下，再造多址干扰MAI的可靠度和准确度是决定干扰抵消接收机性能的最重要因素。再造MAI的可靠度由上一级判决的误码率决定，实际中误码率不可能为零；在判决正确的情况下，再造MAI的准确度则由信道估计的准确度决定。对于后者，在实际多径衰落环境下，接收端通常需要进行信道估计，多址干扰的存在将进一步降低信道估计的准确性。可见上一级判决和信道估计都不可能完全可靠和准确，使得再造干扰不准确，采用部分干扰抵消势在必行。因此需对再造的多址干扰乘以一个小于1的加权系数，只从接收信号中减去部分多址干扰(参见Dariush Divsalar，MarvinK.Simon and Dan Raphaeli，“Improved Parallel Interference Cancellation for CDMA”，IEEETrans on Comm，Vol.46，No.2，1998，pp258-268)。这样，并行干扰抵消(Parallel InterferenceCancellation，简记PIC)和串行干扰抵消(Successive Interference Cancellation，简记SIC)检测器相应地成为部分并行干扰抵消(Partial Parallel Interference Cancellation，简记PPIC)和部分串行干扰抵消(Partial Successive Interference Cancellation，简记PSIC)检测器，也称为加权并行干扰抵消(Weighted Parallel Interference Cancellation)和加权串行干扰抵消(Weighted Successive Interference Cancellation)。

从串行干扰抵消器和并行干扰抵消器的原理可以看出，干扰抵消器的性能依赖于再造多址干扰的准确度和干扰抵消权值。在无法改善信道估计准确度的前提下，部分干扰抵消接收机的性能在很大程度上受到干扰抵消权值(Interference Cancellation Weight，ICW)的制约(见Dariush Divsalar，Marvin K.Simon and Dan Raphaeli，“Improved Parallel InterferenceCancellation for CDMA”，IEEE Trans on Comm，Vol.46，No.2，1998，pp258-268)。因此，适当选取部分干扰抵消权值有利于改善干扰抵消类检测器的性能。

目前很多确定干扰抵消权值的研究主要集中在高斯信道环境下，但实际的移动通信环境中，由于建筑物和树木等的存在，加之用户的运动，无线信道通常是时变的多径衰落信道，多普勒扩展、信道参数的随机变化将会影响多径衰落的幅度和信号接收功率，从而引起不同用户、不同径之间相互干扰量的变化。在这种情况下，固定权值的干扰抵消器没有合理的利用和考虑信道衰落的特点，在信噪比较低或信道估计误差较大时性能较差，这种情况下通过自适应算法确定干扰抵消权值是一个很可行的办法，而且性能也较为理想，但是采用自适应方法存在算法复杂度较大或收敛速度慢的缺点。另外实际系统的负载也是变化的，系统负载的变化将引起系统中干扰的变化，进而影响信道估计准确度的变化，这时定权值的干扰抵消接收机不能随着系统负载的变化而调整抵消权值，因而不可能使系统性能最优，因此实际CDMA移动通信环境中使用优化的(动态的)部分干扰抵消权值是必要的，但动态地优化抵消权值却是困难的。瑞利衰落信道下部分干扰抵消技术的研究虽然可以见到一些文献(见Prapavong，N.；Benjapolakul，W.“Improvement of partial interferencecancellation receiver using variance from matched filter for weight factor assignment andadaptation in multirate CDMA cellular mobile communication systems，”SPAWC′01，pp 210-213)，但是优化干扰抵消权值的方法多半依赖于DivsalarD.提出的最大似然法、模糊理论、仿真经验甚至直觉经验，更多的则是几种中二者的结合，量化分析不够充分，如何克服自适应方法的缺点和不显著增加算法复杂度的前提下获得最优的部分干扰抵消权值是研究干扰抵消接收机面临的关键难题。

发明内容

本发明目的是提供一种利用信道估计的相关信息进行优化部分干扰抵消权值的方法，它具有不显著增加系统复杂度的同时改善干扰抵消类多用户检测器的性能的特点。

本发明采用的手段是将影响干扰抵消类多用户检测器性能的两大重要因素——信道估计的功率或平均功率(反映该径信号本身对其他径信号引起的干扰)与信道估计的方差(反映该径信号所受到的干扰，含多址干扰、自干扰和噪声干扰)综合在一起优化部分干扰抵消接收机的权值。

下面结合附图说明本发明获取干扰抵消权值的基本原理。在图5中的现有技术中，采用固定干扰抵消权值具有不合理性(如前所述)，需对权值进行动态优化与更新，如图6所示，先从导频符号辅助的信道估计(PSACE)模块中提取估计信号功率和信道估计方差，然后由权值优化算法42对权值进行优化。权值优化算法42的依据是，某用户某径最优的干扰抵消权值取决于其对系统造成的干扰大小和其在系统中受到的干扰大小，即该径信号功率和信道估计方差。图6仅给出一级干扰抵消接收机使用本发明的情况，对多级干扰抵消接收机也类似。本发明提出的干扰抵消权值是动态变化的，本发明中把权值更新的间隔时间称之为权值更新周期。

本发明提供一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法，它包含如下步骤：

步骤1  求出权值更新周期内各导频符号传送期间的信道估计功率；

步骤2  求出该权值更新周期内的信道估计功率；

步骤3  求出该权值更新周期内信道估计方差；

步骤4  利用优化权值算法确定干扰抵消权值；

步骤5  对再造的多址干扰进行加权，即乘以步骤4计算出的权值；

步骤6  对下一个权值更新周期重复上述步骤。

对于步骤2，其具体实施分为一个权值更新周期内传输一个导频符号和多个导频符号两种情况：对于一个导频符号情况，步骤1中求出的信道估计功率即作为步骤2中的信道估计功率；对于多个导频符号情况，步骤2中的信道估计功率是步骤1中求出的多个信道估计功率的平均值；

对于步骤4，如果把基带处理的第一次匹配滤波(初始级Rake)称为第0级，第一次再造干扰(重扩频)和再次匹配滤波称为第1级，第s次再造干扰(重扩频)和再次匹配滤波称为第s级，则再造干扰时由于每径的相位、幅度的不同，因此第s级再造干扰需要利用第s-1信道估计的结果。如果用户k第l径在第j个权值更新周期内的信道估计的功率记为 表示其在第s-1级的信道估计方差，p_k，l，j(s)表示其在第s级部分干扰抵消的优化权值，则确定用户k第l径在第j个权值更新周期的干扰抵消权值的典型函数是：

$p_{k,l,j}\left(s\right)=\frac{C_1{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2}{{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2+C_2{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{k,l,j}^2(s-1)}---\left(1\right)$

其中C_I是与上一级Rake接收的误码率P_e ^(s-1)有关的常数，理论推导可得到 $C_1=1-2P_e^{(s-1)}.$ C₂的取值与扩频码相关特性、导频图案、信道估计参数有关；在单速率系统情况下一旦使用的扩频码、导频图案和信道估计方案确定下来，C₂就是一个可以通过理论计算或仿真确定的常数；一个信道估计周期内传送的导频符号越多，取值越大；一个信道估计周期内传送的导频符号越少，取值越小；在多速率CDMA系统中，不同速率用户具有不同的发射功率，即使在相同的导频图案和信道估计方案的情况下，为获得最优的干扰抵消权值，不同速率用户使用的参数C₂取值有一定差异，而且功率较高的用户所取C₂值较小，但在实现中为简化系统复杂度，在不同速率情况下参数C₂取值可以相同；对多级干扰抵消接收机，由于各级信道估计的方差不同，即使在相同的扩频码、导频图案和信道估计方案的情况下，不同级使用的参数C₂也取不同的值，但在实现中也可以使用相同的值。

本发明的优点是充分利用了多径衰落环境下的CDMA系统的信道估计相关信息所反映的系统中所有用户各个时刻的情况，通过优化权值算法使得干扰抵消的权值随着系统的负载、系统中所有用户信号经历的信道衰落情况而动态更新，从而通过较小的复杂度实现了较为理想的性能。

本发明考虑了实际无线环境下，从而改善干扰抵消接收机的系统性能。优化的干扰抵消权值是动态变化的，具有自适应特性，因而该方法不仅适用于实际的无线信道环境，还符合移动通信的实际，且可用于多速率CDMA系统，因而有很强的实用价值。

附图及附图说明

图1是通信系统接收机前端

其中，1是天线，2是前端RF滤波器，3是放大器，4是相干器，5是本地振荡器，6是带通滤波，7是射频放大器，8是自动增益控制，9是模数转换器，10是相干器，11是相干器，12是滤波器，13是振荡器，14是滤波器。

图2是接收机基带处理单元

其中，15是多用户检测器，16是解交织器，17是信道译码器。

图3是串行干扰抵消器第一级结构框图，多级串行干扰抵消器依次类推。

其中，18是匹配滤波器，19是判决器，20是延迟器，21是信道估计器，22是乘法器，23是乘法器，24是加法器。r(t)是接收信号，r(t-T_b)是延时T_b的接收信号，g₁(t-τ₁-T_b)是扩频信号，(t-T_b)是再造干扰信号，r₁(t)是抵消用户1干扰的残余信号。

图4是并行干扰抵消器第一级结构框图，多级并行干扰抵消器依次类推。

其中，25是幅度估计器，26是扩频单元，27是部分求和单元，28～30是加法器，31是匹配滤波器组，32～34是判决器，r(t-T_b)是接收信号，₁(0)～_k(0)是k个用户的初始判决信号，A₁(t-T_b)～A_k(t-T_b)是k个用户的幅度估计信号，s₁(t-τ₁-T_b)～s_k(t-τ₁-T_b)是k个用户的扩频信号， ${\hat{u}}_1(t-T_b)~{\hat{u}}_k(t-T_b)$ 是k个用户的再造干扰信号，

是除去用户1的k-1个用户的再造干扰信号的和，

是除去用户2的k-1个用户的再造干扰信号的和，

是除去用户k的k-1个用户的再造干扰信号的和，

是抵消干扰信号 的残余信号， 是抵消干扰信号 的残余信号， 是抵消干扰信号 的残余信号，₁(1)～_k(1)是k个用户的新估计值。

图5是现有技术在多径衰落信道下的Rake接收与干扰再造结构框图

其中，35～37是L条径的匹配滤波器组，38是RAKE接收机，39是判决器，40是干扰再造单元，41是L条径合并单元，MF：匹配滤波器(Match Filter)，A&T：捕获与跟踪(Acquisition and Tracking)，PSACE：导频符号辅助的信道估计(Pilot Assisted ChannelEstimation)，Re-spread：重扩频。图中可见再造干扰需要用到信道估计结果。

图6是本发明在多径衰落信道下的Rake接收与干扰再造结构框图

其中，PSACE：导频符号辅助的信道估计(Pilot Assisted Channel Estimation)中输出信道估计的功率(或平均功率)和方差，42是本发明中优化权值算法模块，本图加权的方式为权值乘以信道估计结果。

图7是本发明的实施算法流程图

其中N是一个权值更新周期中传送的导频符号数。

图8是本发明在瑞利衰落信道下WCDMA系统中单速率9用户时的仿真参数列表

其中DPCCH：专用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel)，DPDCH：专用物理数据信道(Dedicated Physical Data Channel)

图9是本发明在瑞利衰落信道下WCDMA系统中单速率9用户时的误码率仿真结果

图10是本发明与CW-PIC在瑞利衰落信道下WCDMA系统中多速率9用户时的仿真参数列表

其中DPCCH和DPDCH同上。

图11是本发明与CW-PIC在瑞利衰落信道下WCDMA系统中多速率9用户时的误码率仿真结果

具体实施方式

假设信道估计期间内传送了M个导频符号，一个干扰抵消权值更新周期内可以传输一个导频符号，也可以传输多个导频符号。如果一个干扰抵消权值更新周期中传送了N个导频符号，对于实现了理想捕获与跟踪的用户k第1径，如果第j个权值更新周期相关联的信道估计期间传输的M个导频符号经过调制扩频、信道传输和解扩后的输出值(复数)记为u_k，l[jN-M+i]，i＝1，2，3，…，M，乘以对应的导频符号序列P_k[jN-M+i]，i＝1，2，3，…，M后得到初始信道估计值(复数)ξ_k，l[jN-M+i]＝p_k[jN-M+i]*u_k，l[jN-M+i]，i＝1，2，3，…，M。无论是采用什么信道估计方法，经过信道估计后得到结果(复数)记为

则第j个权值更新周期内的优化干扰抵消权值的实施具体方式是(如图6、图7所示)：

1.求出第j个权值更新周期内第i个导频符号传送期间信道估计的功率

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l}^2[(j-1)N+i],i=\mathrm{1,2},\·\·\·,N$

2.如果N＝1，则用该导频符号的信道估计功率作为该权值更新周期的信道估计功率，即

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2={\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l}^2[(j-1)N+i]---\left(2\right)$

如果N是大于1的整数，则用该权值更新周期内多个导频符号信道估计功率的平均值作为该权值更新周期的信道估计功率，即

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l}^2[(j-1)N+i]---\left(3\right)$

3.如果用户k第1径第j个权值更新周期的信道估计平均幅度记为

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l,j}=\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\ξ}}}_{k,l}[\mathrm{jN}-M+i]---\left(4\right)$

则用户k第1径在第s-1级的第j个权值更新周期的信道估计方差为

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{k,l,j}^2(s-1)=\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ϵ}}_i---\left(5\right)$

其中 或

${\mathrm{\ϵ}}_i=\left[{\mathrm{\ξ}}_{k,l}\right[\mathrm{jN}-M+i]-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l,j}]\left[{\mathrm{\ξ}}_{k,l}^{*}\right[\mathrm{jN}-M+i]-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l,j}^{*}].$

4.优化权值算法：根据上面所述函数特征，一个确定用户k第l径在第j个权值更新周期的干扰抵消权值的典型函数是

$p_{k,l,j}\left(s\right)=\frac{C_1{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2}{{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2+C_2{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{k,l,j}^2(s-1)}---\left(6\right)$

其中C₁主要与上一级Rake接收的误码率P_e ^(s-1)有关，理论推导可得到 $C_1=1-2P_e^{(s-1)};$ 在单速率系统情况下(6)式中C₂为与系统的扩频码相关特性、导频图案和信道估计有关的参数；一旦使用的扩频码、导频图案和信道估计方案确定下来，C₂就是一个可以通过理论计算和仿真确定的常数；在多速率CDMA系统中，不同速率用户具有不同的发射功率，即使在相同的扩频码、导频图案和信道估计方案的情况下，要获得最优的干扰抵消权值，不同速率用户使用的参数C₂取值仍然不同；为简化系统复杂度，在不同速率情况下参数C₂取值可以相同。对多级干扰抵消接收机，由于信道估计的方差和判决误码率逐级下降，干扰抵消权值逐级加大，因而该发明仍然适用于多级干扰抵消接收机；由于各级信道估计的方差不同，即使在相同的扩频码、导频图案和信道估计方案的情况下，不同级使用的参数C₂也取不同的值。

5.对再造的多址干扰进行加权，即乘以步骤4计算出的权值。加权可以对信道估计结果进行，可以对判决结果进行，也可以干扰再造后进行，还可以通过改造信道估计模块来进行。

本发明适用于所有信道估计方法，不同信道估计方法使用的参数不同，因此实施时所用的参数会有所不同。权值更新周期可以是一个导频符号持续时间；在实际慢衰落信道下，如果在信道的相干时间内传送的导频符号较多的情况下，实施中可以将信道的相干时间(或信道相干时间的一定比例)作为权值更新的周期。实施中权值更新周期也可以由移动台的运动速度映射决定。最好的实施方式是将本发明与信道估计结合在一起，使信道估计输出的方差最小化的同时也使干扰抵消接收机采用最优的干扰抵消权值，使得部分并行干扰抵消接收机用较小的复杂度获得理想的性能。

理论上可以证明采用式(6)优化干扰抵消权值可以使得部分并行干扰抵消接收机的残余干扰方差最小，从而使其性能最优。对于多级并行干扰抵消接收机，采用式(6)优化的干扰抵消权值使得部分并行干扰抵消接收机在每一级都使用动态的优化权值，使得系统中信道估计方差和残余多址干扰的方差逐级减小，从而接收机的误码率性能逐级下降。

如果把采用本发明动态优化优化权值的部分并行干扰抵消接收机称之为优化权值的部分并行干扰抵消(Weight-Optimizing Partial Parallel Interference Cancellation)简称WO-PPIC；把固定权值部分并行干扰抵消接收机(Constant Weight Parallel InterferenceCancellation)简称CW-PIC。下面给出WO-PPIC和CW-PIC应用于WCDMA系统中在COSSAP软件上的对比仿真结果，仿真实验中WO-PPIC采用式(6)动态优化权值，而CW-PIC使用最佳的固定权值(通过仿真实验获得)。仿真信道参照M.1225 VehicularChannel A模型建立，被检测用户移动速度为时速每小时100公里，单速率和多速率情况下的仿真参数分别见图8和图10，误码率仿真结果分别见图9和图11。

从图9中可以看出，在第一级，WO-PPIC接收机的误码率与CW-PIC接收机的BER相比尽管低一些但却很接近，但是在第二级，CW-PIC接收机的误码率(BER)反而有所上升，而WO-PPIC的误码率进一步下降。从图9上看，在误码率为0.03时，一级WO-PPIC的性能比一级CW-PIC优于0.5dB，但二级WO-PPIC比二级CW-PIC优于至少6dB，即使不考虑CW-PIC的乒乓效应，二级WO-PPIC也比CW-PIC优于至少4dB。

多速率系统中同时存在三种速率的用户，它们的扩频因子分别是32、64和132。从图11可见，与单速率时情况相同，尽管CW-PIC的抵消权值已经很小，误码率在第二级反而升高了，使得在第一级WO-PPIC的BER略低于CW-PIC，而在第二级WO-PPIC的误码率却显著低于CW-PIC，显示出了WO-PPIC的优越性。

Claims (4)

1.一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法，其特征是它包含如下步骤：

步骤1  求出权值更新周期内各导频符号传送期间的信道估计功率；

步骤2  求出该权值更新周期内的信道估计功率，具体方法分为一个权值更新周期内传输一个导频符号和多个导频符号两种情况：对于一个导频符号情况，步骤1中求出的信道估计功率即作为步骤2中的信道估计功率；对于多个导频符号情况，步骤2中的信道估计功率是步骤1中求出的多个信道估计功率的平均值；

步骤3  求出该权值更新周期内信道估计方差；

步骤4  利用优化权值算法确定干扰抵消权值，其具体方法是：如果用户k第l径在第j个权值更新周期内的信道估计的功率记为 ${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2,{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{k,l,j}^2(s-1)$ 表示其在第s-1级的信道估计方差，p_k，l，j(s)表示其在第s级部分干扰抵消的优化权值，则确定用户k第l径在第j个权值更新周期的干扰抵消权值的典型函数是：

$p_{k,l,j}\left(s\right)=\frac{C_1{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2}{{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2+C_2{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{k,l,j}^2(s-1)}---\left(1\right)$

其中C₁是与上一级Rake接收的误码率P_e ^(s-1)有关的常数， $C_1=1-2P_e^{(s-1)};$ 在单速率系统情况下，C₂的取值与扩频码相关特性、导频图案、信道估计参数有关，一旦使用的扩频码、导频图案和信道估计方案确定下来，C₂是一个确定的常数；

步骤5  对再造的多址干扰进行加权，即乘以步骤4计算出的权值；

步骤6  对下一个权值更新周期重复上述步骤。

2.根据权利要求1所述的一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法，其特征是所述的步骤2中求信道估计功率的方法是：设N为一个干扰抵消权值更新周期中传送的导频符号个数，如果用户k第l径第j个权值更新周期该权值内为一个导频符号持续时间，则用该权值更新周期该权值更新周期内该导频符号的信道估计功率作为该权值更新周期的信道估计功率，即

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2={\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l}^2[(j-1)N+i]---\left(2\right)$

如果该权值更新周期为多个导频符号持续时间，则用该权值更新周期内多个导频符号信道估计功率的平均值作为该权值更新周期的信道估计功率，即

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l}^2[(j-1)N+i]---\left(3\right).$

3.根据权利要求1所述的一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法，其特征是所述的步骤3中求信道估计方差的方法是：假设M为一个信道估计周期内传输的导频符号个数，用户k第l径第j个权值更新周期的信道估计平均值记为

${\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l,j}=\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l}[\mathrm{jN}-M+i]---\left(4\right)$

则用户k第1径在第s-1级的第j个权值更新周期的信道估计方差为

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{k,l,j}^2(s-1)=\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ϵ}}_i---\left(5\right)$

其中 或

${\mathrm{\ϵ}}_i=\left[{\mathrm{\ξ}}_{k,l}\right[\mathrm{jN}-M+i]-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l,j}]\left[{\mathrm{\ξ}}_{k,l}^{*}\right[\mathrm{jN}-M+i]-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\ξ}}}_{k,l,j}^{*}].$

4.根据权利要求1所述的一种利用信道估计优化部分干扰抵消权值的方法，其特征是所述的步骤5中加权可以对信道估计结果进行，可以对判决结果进行，也可以干扰再造后进行，甚至还可以通过改造信道估计模块来进行。

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