CN101076964A - 具有扩展信道带宽的信道估计器 - Google Patents

Abstract

一种方法(1700)和装置(1801)，通过扩展带宽滤波器的信道提供估计。天线(1813)接收诸如导频信号的信号，并在检测器(320)中检测与导频信号相关联的带宽。通过选择器(617)，可以选择多个滤波器(603、605、607和609)中的一个滤波器，这些滤波器包括扩展带宽滤波器(311)和默认滤波器(305)。如果检测器检测到与更宽带宽相关联的活动，就在当前选择的滤波器中选择与该更宽带宽相关联的滤波器。如果没有检测到活动，就选择默认滤波器。

Description

具有扩展信道带宽的信道估计器

发明领域

本发明通常涉及无线通信系统，并且更具体而言，涉及用于在无线蜂窝通信系统中信道估计的方法和装置。

发明背景

通常，通过使用具有固定带宽的低通滤波器建立和维持与通信单元的通信，来执行在常规的码分多址(CDMA)基地接收机中的信道估计，该通信单元诸如是在移动平台内与用户一起移动的蜂窝通信单元，该移动平台诸如是以各种速度在RAN内行进的运载工具，该基地接收机诸如是在根据例如CDMA 2000或临时标准2000(IS2000)、通用移动电信系统(UMTS)的第3代(3G)标准所设计的无线接入网(RAN)内的基地接收机。为了执行信道估计，可以使用例如250Hz的带宽，并且这个带宽对于大多数正常的步行速度或运载工具速度来说通常是有效的。

然而，当通信单元以高速移动时，信道估计就失败。例如，当通信单元在诸如高速火车的高速运载工具内尝试建立或保持链路时，该高速运载工具的速度可以达到450公里/小时(km/h)左右，那么对于2GHz的载波频率，性能劣化可以超过1dB。为了解决在高速行进中与通信相关的信道估计，就必须扩展信道估计带宽。然而，仅仅将常规的250Hz带宽信道估计滤波器替换为具有扩展带宽的信道估计滤波器，会导致在正常速度范围上重大的性能劣化。

其它提议的扩展信道估计滤波器带宽的解决方案包括使用自适应滤波。在一些简单的自适应信道估计过程中，可以根据估计速度来调整信道估计滤波器系数，该估计速度例如是基于多普勒估计，然而，在这种方法中也存在着缺陷。通过改变滤波器系数，会引进不希望具有的可以干扰估计的瞬态效应。而且，使用多普勒估计和其它方法的系统的附加缺陷在于它们的复杂性难以令人满意地过高。

附图简述

附图用来进一步描述各种示例性的实施例，并用于解释根据本发明的各种原理和优点，在附图中类似的参考数字涉及相同或功能类似的元件，附图与下文的详细叙述相结合，并构成了说明书的一部分。

图1描述了使用现有技术信道估计的示例性RAN环境和移动台的图；

图2描述了根据各种示例性实施例的在基站和移动台中简化和代表性的示例性信道估计器的图，该基站和移动台具有多带宽元件；

图3描述了根据各种示例性实施例的在基本信道估计器中的示例性模块的图。

图4描述了根据各种示例性实施例的示例性信道活动检测器的图。

图5描述了根据各种示例性实施例的具有独立信道带宽的示例性信道活动检测器的图；

图6描述了根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的图；

图7描述了在大约3公里/小时的速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图8描述了在大约120公里/小时的速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图9描述了在大约150公里/小时的速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图10描述了在大约220公里/小时的速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图11描述了在大约320公里/小时的速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图12描述了在大约400公里/小时的速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图13描述了在大约320公里/小时两径(two ray)速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图14描述了在大约400公里/小时两径速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图15描述了在大约120公里/小时四径(four ray)速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图16描述了在大约400公里/小时四径速度，根据各种示例性实施例的具有扩展滤波器的示例性信道估计器的性能的曲线图；

图17描述了根据各种示例性实施例的示例性过程的流程图；

图18描述了根据各种示例性和可替换的示例性实施例的示例性装置组件的图。

具体实施方式

总的来说，本发明涉及在无线通信系统中的接收机，用于促进在通常被称为通信单元的设备或单元与基础设施组件之间的蜂窝通信，这些通信单元诸如是蜂窝电话或双向无线电手机，该基础设施组件诸如是基站等。更具体来说，在与蜂窝通信单元相关联的接收机和相关的通信系统、基础设施组件、通信设备和用于在其中执行信道估计的方法中，具体体现了各种本发明的概念和原理。应当注意到，除了包含典型的手机之外，术语“通信单元”可以与移动台、用户单元、无线用户单元、无线用户设备等互换使用。

这些术语中的每一个表示了通常与用户相关以及典型地与无线移动设备相关的设备，这些设备可以在公用网络中使用、或者在诸如企业网的专用网络中使用。这种单元的实例包括个人数字助理、个人指配键盘、和装配有用于无线操作的其它便携式个人计算机、蜂窝手机或设备、或者它们所提供的等效设备，这些单元被安排和构造成执行为菜单导航等输入信号所需的应用程序。正如本领域的普通技术人员将意识到的，术语“基站”是表示基站收发信机、Node B收发信机等，并且更具体来说，它表示有关用于在例如射频(RF)接口上接收通信的接收机。

本说明书以能够实现的方式来提供对执行本发明一个或多个实施例的示例性模式的进一步解释。本说明书进一步被提供用来增强对本发明的发明原理和优点的理解和评价，而不是以任何方式对本发明进行限制。本发明仅仅通过所附权利要求书来限定，该权利要求书包含了对在本申请悬而未决期间进行的任何修改以及在发布时那些权利要求的所有等价内容。

应当认识到，如果使用了相关术语，这些诸如“第一”和“第二”等相关术语的使用仅仅是用来区分个别实体、术语或动作，而不是必定需要或暗示在这些实体、术语或动作之间任何实际的这种关系或顺序。

在实现的时侯，采用软件或集成电路(IC)、或者以软件或集成电路的形式可以最好地支持许多本发明的功能和许多本发明的原理，该软件或集成电路诸如是数字信号处理器和软件或专用IC。可以预期，在本文公开的概念和原理的指导下，尽管出于例如对可用时间、当前技术和经济考虑的原因会激发可能相当多的努力和多种设计选择，但是本领域的普通技术人员将能够很容易采用最小的实验过程产生这种软件指令或IC。因此，为了简洁和最小化可能混淆根据本发明的原理和概念的任何风险，这种软件和IC的进一步论述(如果具有的话)将被局限于有关各种示例性实施例所使用的原理和概念的所必需的内容。

除了一般特性的设备之外，特别关注的通信设备是在蜂窝广域网络(WAN)上提供或促进语音/数据通信服务的通信设备，该蜂窝广域网络诸如是常规的双向系统和设备、各种蜂窝电话系统，这包括CDMA(码分多址)系统以及它们的变形、诸如UMTS(通用移动电信服务)的2.5G和3G系统以及它们的变形或演进。而且，使用各种接入技术和一个或多个各种连网协议，关注的无线通信单元或设备就可以具有短距离无线通信能力，这通常被称为WLAN能力，诸如IEEE802.11、蓝牙、或Hiper-Lan等。

正如本文下面的进一步论述，可以有利地使用各种发明原理及其组合来提供信道估计，该信道估计不同于例如在图1中显示的常规估计环境100，还可以提供对移动通信单元的信道估计，这些移动通信单元包括静止单元和以各种速度行进的单元，该速度包括450公里/小时以上的速度。在常规的估计环境100中，移动交换中心(MSC)101可以被耦合到基站控制器(BSC)102，该基站控制器被耦合到基站(BS)110，基站具有信道估计器111，该信道估计器通常位于收发信机中(未显示)、或该基站控制器被耦合到收发信机的接收机部分。正如上面所表明的内容，信道估计器111包括具有250Hz固定带宽的低通滤波器112。当移动单元(MS)120以例如120公里/小时以下的相对移动速度121行进，并尝试与BS110通信时，可以通过信道估计器111成功地估计链路122，并从而建立和保持链路122。当MS 130以例如120公里/小时以上的相对移动速度131行进时，通常就不能通过信道估计器111成功地估计链路132，并且因而不能建立和保持链路132。

应当注意到，通过相对移动速度，对在例如BS 110与MS 120或MS 130之间速度上的相对差异进行参考。对于450公里/小时的相对移动速度和2GHz载波频率来说，所产生的MS 130和链路132的性能劣化大约是1.5dB。正如所表明的内容，对于在正常的相对移动速度范围处操作的MS 120来说，将低通滤波器112的带宽扩展到800Hz会导致大约1dB的显著性能劣化。

自适应信道估计器可以根据估计的多普勒速度来调整信道估计滤波器的系数。然而，正如所表明的内容，改变滤波器系数会引进瞬态效应。而且，多普勒估计和其它信道估计器不合乎需要之处在于，在它们相应的实施中它们通常需要高的复杂性，这些信道估计器是例如M.Stojanovic，Z.Zvonar，Proc.1996 Conf.Information Sciences andSystems，Princeton，NJ，Mar.1996，pp.349-354，标题为“Linear multiuserdetection in time varying multipath fading channels”的文献中描述的诸如基于模型的卡尔曼滤波，以及在M.Stojanovic，Z.Zvonar，IEEE Trans.Commun.Vol.47，pp.1129-1132，Aug.1999，标题为“Performance ofMultiuser Detection with Adaptive Channel Estimation，”中描述的最小均方信道估计。

因此，根据各种示例性的实施例，本发明的信道估计器具有最小或没有瞬态效应，并且在复杂性上仅仅具有最小的增加。正如在图2的配置200中的显示，信道估计器220可以在BS 210或MS 230中或者在BS 210和MS 230此两者中实现，用于增加接收机的灵活性。信道估计器220可以被提供有多信道估计滤波器F₁221、F₂222、F₃223和F_n224，每个信道估计滤波器具有不同的带宽BW₁、BW₂、BW₃和BW_n并且同时进行操作。应当理解，根据各种示例性实施例，在图2中显示的配置200允许在例如BS 210和MS 230之间的相对速度达到500公里/小时以上，这取决于影响无线电传输环境的各种外部因素，这些外部因素对于本领域的普通技术人员来说是已知的内容。可以看到，可以估计在BS 210与MS 230之间的信道212，从而以这种速度建立和保持信道212，这与上文所描述的常规信道估计器不同。

根据各种示例性实施例，在图3中显示了基本信道估计器配置300。根据常规的空中接口传输协议，诸如本领域普通技术人员已知的CDMA协议，导频符号p_l ^SF 301被输入到下(down)采样器303和信道活动检测器320。图3进一步显示了默认滤波器305和扩展带宽滤波器311。信道活动检测器320被用于检测信道活动，并选择对于用于信道估计的当前信道条件最合适的默认滤波器305和扩展带宽滤波器311中的一个滤波器。通常，默认滤波器305和扩展带宽滤波器311的输出被加权和软组合，用于产生合成估计。信道活动检测器320可以进一步确定加权W₁ 316和W₂ 318，并且在最简单的情况下，这些加权可以是1或0。所选择的默认滤波器305和扩展带宽滤波器311中的一个滤波器被指定加权1，并且未被选择的滤波器被指定加权0。加权W₁ 316和W₂ 318可以被应用到乘法器309和315，并与时间相乘，该时间调整默认滤波器305和扩展带宽滤波器311的输出，于是可以在加法器321中组合该加权输出，并且该加权输出被耦合作为对例如解调器的输出323。应当理解，为了保持一般性，为了描述的方便在剩余论述中本文将使用简单的事例。

延迟元件DELAY 1 307和DELAY 2 313被用于产生在信道估计与延迟之间的定时调整，这些延迟是由默认滤波器305和扩展带宽滤波器311引进的，并且延迟元件DELAY 1 307和DELAY 2 313可以被输入到加法器317，用于产生信号δ₁ 319，该信号δ₁ 319可以被输入到信道活动检测器320。应当注意到，默认滤波器305和扩展带宽滤波器311可以是有限脉冲响应(FIR)或无限脉冲响应(IIR)滤波器。如果默认滤波器305和扩展带宽滤波器311被设计成具有系统所允许的相同延迟，诸如是例如1ms，就可以移除延迟元件DELAY 1 307和DELAY 2 313。正如所表明的内容，在定时调整之后如果必要的话，默认滤波器305和扩展带宽滤波器311的输出在加法器317中被差分化(differenced)，并被输入到信道活动检测器320。

正如从图4中可以看到，示例性信道活动检测器400，诸如根据各种示例性实施例的信道活动检测器320，可以包括差分信号功率估计器和外部基线噪声方差估计器402，该差分信号功率估计器包括例如累加器403，该累加器403向协方差规范器(normalizer)405提供输出404，该协方差规范器405提供输出P_l(i)406，该外部基线噪声方差估计器402包括例如加法器413、延迟生成器415和估计器411，该估计器411在412驱动(drive)比例乘法器409。因此，根据方程式(1)，如果采样速率远高于最大信道衰落速度，则在特定的周期上，差分信号δ_l(k)401首先在累加器403中被相干地(coherently)累加：

${\mathrm{\Δ}}_l\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\δ}}_l\left(k\right)---\left(1\right)$

让 ${\mathrm{\Δ}}^l=[{\mathrm{\Δ}}_1^l{\mathrm{\Δ}}_2^l...{\mathrm{\Δ}}_N^l]---\left(2\right)$

其中Δ^l被分配为N(0，R₀)。还将意识到，当衰落信号不存在(H₀)时，根据方程式(3)给出了在累加的差分信号与衰落信号之间的关系：

$f_{{\mathrm{\Δ}}_l|H_0}\left({\mathrm{\Δ}}_l\right)={\mathrm{\π}}^{-N}\left|R_0{|}^{-1}\exp \right\{-\frac{1}{2}{\mathrm{\Δ}}_l^H{R}_0^{-1}{\mathrm{\Δ}}_l\}---\left(3\right)$

；并且其中Δ^l被分配为N(0，R₁)，当衰落信号存在(H₁)时，根据方程式(4)给出在累加的差分信号与衰落信号之间的关系：

$f_{{\mathrm{\Δ}}_l|H_l}\left({\mathrm{\Δ}}_l\right)={\mathrm{\π}}^{-N}\left|R_1{|}^{-1}\exp \right\{-\frac{1}{2}{\mathrm{\Δ}}_l^H{R}_1^{-1}{\mathrm{\Δ}}_l\}---\left(4\right)$

根据方程式(5)可以形成对数-似然比检测器：

${\mathrm{\&Delta;}}_l^H(R_0^{-1}-R_1^{-1}){\mathrm{\&Delta;}}_l=\frac{1}{1+{\mathrm{\&sigma;}}_0^2/{\mathrm{\&sigma;}}_s^2}{\mathrm{\&Delta;}}_l^H{C}^{-1}{\mathrm{\&Delta;}}_l\mathrm{\&eta;}_{>}^{<}---\left(5\right)$

其中σ₀ ²是噪声方差，σ_s ²是衰落信号方差，C是归一化协方差矩阵，也被称为相关系数矩阵 $C={\mathrm{\&sigma;}}_0^{-2}{R}_0=({\mathrm{\&sigma;}}_0^2+{\mathrm{\&sigma;}}_s^2{)}^{-1}{R}_1,$ 该矩阵是由两个滤波器来确定，η是检测阈值，该检测阈值是由允许的最大误报警概率来确定，也就是不会引起显著性能损失的最大误报警概率，诸如小于0.1dB的BER性能损失。应当注意到，η是σ₀ ²的函数，因此η不能被容易地预定。因此，根据方程式(6)可以重写方程式(5)：

$\frac{{\mathrm{\&Delta;}}_l^H}{{\mathrm{\&sigma;}}_0}{C}^{-1}{\frac{{\mathrm{\&Delta;}}_l}{{\mathrm{\&sigma;}}_0}}_{>}^{<}({\mathrm{\&sigma;}}_0^{-2}+{\mathrm{\&sigma;}}_s^{-2})\mathrm{\&eta;}={\mathrm{\&eta;}}^{\&prime;}---\left(6\right)$

由于

被分配为N(0，C)，与η′408对应的新检测阈值是和σ₀ ²无关的常数，并且因此就可以预定该新检测阈值。然后，可以根据方程式(7)来描述检测器(其中对比较器407的上部输入是左手侧，下部输入是右手侧)：

${\mathrm{\&Delta;}}_l^H{C}^{-1}{\mathrm{\&Delta;}}_l{\mathrm{\&sigma;}}_0^2{\mathrm{\&eta;}}^{\&prime;}_{>}^{<}---\left(7\right)$

为了估计对包含衰落信号的信号的噪声方差，正如图5中的显示，可以在信道活动检测器中使用差分噪声方差估计器。配置500可以包括差分信号功率估计器，该差分信号功率估计器包括例如提供输出504的累加器503、提供输出P_l(i)506的平方误差计算器505、和加法器模块519。配置500还可以包括外部基线噪声方差估计器502，该外部基线噪声方差估计器包括例如加法器513、延迟生成器515和估计器511，该估计器在512驱动比例乘法器509。可以根据方程式(8)来定义估计器511：

${\mathrm{\&sigma;}}_{0,l}^2=\frac{1}{2\mathrm{SF}(M-1)}\underset{j=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|p_l^{\mathrm{SF}}\left(j\right)-p_l^{\mathrm{SF}}(j-1){|}^2---\left(8\right)$

其中p_l ^SF是具有解扩频因子SF的L个指针(finger)中第l个指针的导频符号517。应当理解，方程式(8)也可以被用于限定图4的估计器411，其中p_l ^SF是具有解扩频因子SF的第l个指针的导频符号417。

应当注意到，例如，对应于较小SF的导频符号的较高采用速率会产生更准确的噪声方差估计。为了获得噪声方差的最好估计，应当以最高可能的速率或最短可能的SF来采样用于噪声估计的导频符号417和517。还应当注意到，噪声方差估计器可以是“外部”组件，并且可以与需要噪声方差信息的系统中的其它组件共用。

由于P与均值和标准偏差∝I成x²分布，因此，在比较器507能够产生的判定规则可以被描述为：如果 $P>\frac{\mathrm{\&beta;}}{\sqrt{L}}I,$ 就选择扩展带宽滤波器，其中β是比例因子，该比例因子是由Neyman-Pearson准则来确定，并且L是rake接收机中的指针数量，否则就选择默认滤波器。注意到以相似的方式，通过上面的方程式7给出了比较器407(P_l(i))的判定规则。

为了更好地认识在图4中的配置400操作与图5中的配置500操作之间的差异，应当注意到在配置400中，比较器407中产生的判定可以依靠判定统计，诸如基于组合指针的P_l(i)406，以便在检测之后，所有指针都使用相同的带宽。如果指针具有相同的信道带宽，则配置400就产生可接受的性能。一种替换方案是允许不同的指针选择不同的信道滤波器带宽，这与在配置500中所显示的无关。配置500的缺陷在于判定统计P不可能始终与组合统计同样可靠。另一方面，每个指针可以具有不同的信道带宽。

因此，根据各种示例性的实施例，为了覆盖可达900Hz的全部信道带宽，在图6中显示了配置600，其中可以期望包含具有较窄频率间隔的更多信道估计器模块，以便实现最佳的性能。配置600是一个示例性的估计器，它覆盖具有非线性间隔截止频率的可达900Hz的信道带宽。应当注意到，在以更多复杂性为代价的情况下，间隔越窄，性能就越好。因此，图6中配置600的示例性“灵巧”信道估计器包括了一种结构或功能601，该结构或功能601进一步包括并存的低通滤波器，即在250Hz的“滤波器0”609、在350Hz的“滤波器1”607、在500Hz的“滤波器2”605和在700Hz的“滤波器3”603，每个低通滤波器被耦合到对于指针的导频信号，例如导频信号606，并且用于提供相应的输出623、622、621、620。灵巧(smart)信道估计器进一步包括三个检测器，即，耦合到滤波器输出622、623的“检测器1”615，耦合到滤波器输出621、622的“检测器2”613，耦合到滤波器输出620、621的“检测器3”611。如果“检测器1”615，“检测器2”613，或“检测器3”611中的对应一个检测器在具有结果滤波器输出信号的对应频带中检测到信号能量，则选择器617就通过例如选择器开关619的控制618进行操作，来选择“滤波器0”609～“滤波器3”603中的一个滤波器，该结果滤波器输出信号被进一步耦合到对应的指针解调器626。注意到，对于在已知rake接收机中的每个指针，可以重复或复制该结构或功能601，其中其它的导频信号，例如导频信号604、602被耦合到具有从耦合到对应指针解调器625、624的这些复制结构或功能中输出的复制(duplicate)结构。对于多路检测，应当选择最大带宽的滤波器。如果“检测器1”615、“检测器2”613、或“检测器3”611都没有检测到在对应频带中的信号能量，则应当选择默认滤波器，诸如“滤波器0”609。应当注意到，为了改善在相对低速时的信道估计性能，可以以可行的附加成本，将诸如170Hz带宽滤波器的较窄滤波器附加到灵巧信道估计器上，正如上面的叙述。

正如在图7～图16中所显示的曲线图中的说明，通过在例如以各种速度、多普勒扩展、和多路径数量的基本信道IS2000反向链路模拟器上的应用，来模拟具有默认滤波器和三个扩展滤波器的提议灵巧信道估计器的性能，如图6中的显示，该默认滤波器是“滤波器0”609，这三个扩展滤波器是在350Hz的“滤波器1”607、在500Hz的“滤波器2”605和在700Hz的“滤波器3”603。根据上面所表明的模拟，使用了下面的示例性参数。导频强度相对于业务是-6.5dB，在对应于1/6功率控制组(PCG)的模拟中使用了相干(coherent)累加周期n，和非相干平均周期N对应于20毫秒。采用76.8kHz采用速率的噪声方差估计的累加周期M是20毫秒(SF＝16)。在估计器中，使用Butterworth无限脉冲响应(IIR)滤波器，该滤波器具有19.2kHz采用速率和大约1毫秒延迟。作为与所表述带宽的固定带宽信道估计器的比较，显示了灵巧信道估计器的结果，这些带宽是诸如250Hz，350Hz，490Hz，和690Hz，该灵巧信道估计器在曲线图上的显示为SCE。从图中可以很容易的看到，SCE能够根据不同的信道条件来选择对信道估计最合适的滤波器。

如上所述，诸如速度控制信道估计器的常规估计器包括常规的单低通滤波器，该低通滤波器的系数能根据相对速度进行调整。常规方法、以及特别是速度控制方法所经受的缺陷在于，首先，滤波器系数的改变会引起瞬态效应，这导致滤波器需要一定数量的稳定时间从一个系数集合改变到另一个系数集合；以及其次，速度估计是复杂的并且通常并不准确。在大量的对比中，使用在示例性的SCE中并存运行的滤波器会消除瞬态效应，并且不需要明确的速度估计。正如在图7-16中所描述的模拟结果的显示，提议的信道活动检测器能够根据变化的信道条件，动态地选择对信道估计最合适的滤波器。

在图7的性能结果700中，对于3公里/小时左右的相对速度，在轨迹701中显示了SCE结果，其中轨迹703、705和707分别显示了具有在350Hz、490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图8的性能结果800中，对于120公里/小时左右的相对速度，在轨迹808中显示了SCE结果，其中轨迹806、804和802分别显示了具有在350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图9的性能结果900中，对于150公里/小时左右的相对速度，在轨迹906中显示了SCE结果，其中轨迹910、908、904和902分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图10的性能结果1000中，对于220公里/小时左右的相对速度，在轨迹1008中显示了SCE结果，其中轨迹1004、1006和1002分别显示了具有在250Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图11的性能结果1100中，对于320公里/小时左右的相对速度，在轨迹1108中显示了SCE结果，其中轨迹1102、1104、1106和1110分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图12的性能结果1200中，对于400公里/小时左右的相对速度，在轨迹1208中显示了SCE结果，其中轨迹1202、1204、1206和1201分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图13的性能结果1300中，对于320公里/小时左右的两径(tworay)多路径的速度，在轨迹1306中显示了SCE结果，其中轨迹1302、1304、1308和1310分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图14中，对于400公里/小时左右的两径多路径的速度，在轨迹1410中显示了SCE结果，其中轨迹1402、1404、1406和1408分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图15中，对于120公里/小时左右的四径(four ray)多路径的速度，在轨迹1508中显示了SCE结果，其中轨迹1502、1504、1506和1510分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

在图16中，对于400公里/小时左右的四径多路径的速度，在轨迹1608中显示了SCE结果，其中轨迹1602、1604、1606和1610分别显示了具有在250Hz，350Hz，490Hz和690Hz处设置的带宽的个别滤波器的性能。

为了更好的理解根据各种示例性实施例的本发明的操作，在图17中显示了示例性过程1700。在1701开始之后，在1702中可以确定在250Hz频带中是否检测到信号活动。如果检测到活动，那么就根据上面提供的叙述，可以在1703中为操作选择例如对应于250Hz频带的“滤波器0”。如果没有检测到活动，那么就可以在1704中确定是否在350Hz频带中检测到信号活动。如果检测到活动，那么就根据上面提供的叙述，可以在1705中为操作选择例如对应于350Hz频带的“滤波器1”。应当注意到，如果基于在250Hz频带中的活动检测选择了“滤波器0”，并且在350Hz频带中也检测到活动，那么就可以选择“滤波器1”来替代“滤波器0”的选择。如果在350Hz频带中没有检测到活动，那么就可以在1706中确定是否在500Hz频带中检测到信号活动。如果检测到活动，那么就根据上面提供的叙述，可以在1707中为操作选择例如对应于500Hz频带的“滤波器2”。应当注意到，如果基于在250Hz或350Hz频带中的活动检测，选择了“滤波器1”或“滤波器0”，并且在500Hz频带中也检测到活动，那么就可以选择“滤波器2”来替代“滤波器1”或“滤波器0”的选择。如果在500Hz频带中没有检测到活动，那么就可以在1708中确定在700Hz频带中是否检测到信号活动。如果检测到活动，那么就根据上面提供的叙述，可以在1709中为操作选择对应于700Hz频带的“滤波器3”。应当注意到，如果基于在250Hz、350Hz或500Hz频带中的活动监测，选择了“滤波器0”、“滤波器1”或“滤波器2”，并且在700Hz频带中也检测到活动，那么就可以选择“滤波器3”来替代“滤波器0”、“滤波器1”或FILTER2的选择。如果在700Hz中没有检测到活动，那么在任何频带中都没有出现检测，就根据上文提供的叙述，可以在1710中为操作选择在250Hz的“滤波器0”作为默认滤波器。

进一步根据各种示例性的实施例，在图18中显示了一个示例性装置1800。诸如信道估计器1801的信道估计器可以包括处理器1810和存储器1811。应当理解，处理器1810可以是高性能通用处理器、数字信号处理器、专用处理器、专用集成电路(ASIC)等，正如例如上文中的叙述，这取决于接收机或收发信机的特殊应用或实现方案。例如，如果在基站收发信机中实现信道估计器1801，尽管处理器1810还可以是在例如基站收发信机的“前端”部分中的专用处理器，但处理器1810更可能是执行除信道估计之外的附加功能的高性能通用处理器。如果在诸如手机的移动台中实现信道估计器1801，尽管处理器1810还可以是在具有高集成电子装置的移动台中，执行除信道估计之外的附加功能的高性能通用处理器，但是它更可能是集成在移动台的接收机部分电子装置中的专用或特殊用途处理器。无论什么样的特定实现方案，处理器1810可以被配置为与例如RF接口1812和可能许多天线1813相关联进行操作，该RF接口1812被耦合到至少一个天线1813，该天线1813用于接收诸如CDMA导频信号的传入信号。应当理解，根据各种替换的示例性实施例，可以在RF接口1812中实现如本文上面叙述的信道估计器的某些部分，诸如是例如示例性的检测器，在RF接口1812中可以检测到信号能量，并将它指示给处理器1810。然而，RF接口1812可以以本领域周知的方式向处理器1810提供信号采样，于是在处理器1810中可以使用数字方法，诸如上面描述的相关法等，来“检测”在期望频带中的信号能量分量的存在。正如上文的叙述，可以对导频信号、与示例性信道估计器相关的信号等实施各种信号处理过程，该信道估计器是诸如与上述的各种带宽相关的滤波器。当已经执行该过程时，可以将有关估计信道的信号信息传送到示例性解调器1814，在解调器1814中可以实施进一步处理。

本文公开内容是为了解释如何构造和使用根据本发明的各种实施例，而不是用于限制本发明真实、预期和公平的范围和精神。本发明仅仪通过所附权利要求书以及它们的所有等价内容来限定，权利要求书可以在本专利申请悬而未决期间进行修改。前面的叙述并不是穷举的，或者并不是将本发明限制成公开的明确形式。根据上面的教导，可以进行修改或变形。所选择和叙述的实施例是用于提供对本发明原理和其实际应用的最佳描述，以使本领域的普通技术人员能够利用各种实施例中的发明和具有各种修改形式的发明，本发明的各种修改是适用于预期的特殊应用。在根据公正、合法和合理授权的权利要求书的宽度进行解释时，所有这种修改和变形都涵盖着如所附权利要求书和权利要求所有的等价内容所确定的发明范围内，在本专利的申请悬而未决期间可以对权利要求书进行修改。

Claims (10)

1.一种用于提供接收机中信道估计的方法，该接收机与无线接入网(RAN)中的一个或多个移动台和基站相关联，所述接收机能够根据相对速度、相对于信号源移动，所述方法包括：

检测与对应的多个滤波器相关联的多个频率带宽中一个频率带宽内的信号，用于提供所述多个频率带宽中的检测的一个频率带宽；以及

基于所述多个频率带宽中的所述检测的一个频率带宽，选择所述多个滤波器中的一个滤波器，用于提供所述估计，

其中如果所述检测信号未能提供所述多个频率带宽中的所述检测的一个频率带宽，则所述选择就选择所述多个滤波器中的默认的一个滤波器，用于提供估计。

2.根据权利要求1的方法，其中所述检测包括：

相干地累加从所述多个滤波器中的至少两个滤波器的至少两个输出中产生的差分信号；

估计与所述信号相关联的噪声方差；

基于所述相干地累加的所述差分信号、所述估计的噪声方差、和检测阈值，产生肯定的检测结果。

3.根据权利要求2的方法，其中所述检测进一步包括：重复所述相干地累加所述差分信号、估计所述噪声方差，并且产生所述多个频率带宽中每个频率带宽的肯定的检测结果。

4.一种用于提供接收机中信道估计的装置，该接收机与无线接入网(RAN)中的一个或多个移动台和基站相关联，所述接收机能够根据相对速度、相对于信号源移动，所述装置包括：

存储器；

RF接口，所述RF接口被配置为耦合到所述RAN，并被配置为接收所述信号；

处理器，所述处理器被耦合到所述存储器和所述RF接口，所述处理器被配置为促进：

检测在相关联频率带宽内从所述RF接口接收的所述信号，用于形成检测信号；以及

基于所述检测信号，选择在所述处理器中配置的多个滤波器中的一个滤波器，用于提供所述估计，

其中如果所述检测未能检测到在所述相关联频率带宽内的所述信号，则所述选择就选择所述多个滤波器中的默认的一个滤波器，用于提供所述估计。

5.根据权利要求4的装置，其中在检测所述相关联频率带宽内所述的信号中，所述处理器被进一步配置为：

产生与所述多个滤波器中的至少两个滤波器相关联的至少两个输出之间的差分信号；

在时间间隔期间相干地累加所述差分信号；

估计在所述时间间隔期间与所述信号相关联的噪声方差；以及

基于所述相干地累加的所述差分信号、所述估计的噪声方差、和检测阈值，产生肯定的检测结果。

6.一种信道估计器，所述信道估计器被配置用于估计接收机中的信道，所述接收机与无线接入网(RAN)中的一个或多个移动台和基站相关联，所述接收机能够根据相对速度、相对于信号源移动，所述信道估计器包括：

默认滤波器和扩展滤波器；

检测器，所述检测器被配置为所述接收信号，并且检测与所述信号相关联的信道活动，用于形成检测的信道活动，所述检测的信道活动能够检测到与所述默认滤波器和所述扩展滤波器中的一个滤波器相关的带宽；

选择器，所述选择器被耦合到所述默认滤波器、所述扩展滤波器和所述检测器，所述选择器被配置为基于所述检测的信道活动，选择所述默认滤波器和所述扩展滤波器中的一个滤波器，用于提供所述估计信道。

7.根据权利要求6的信道估计器，其中如果所述检测器没有检测到信道活动，所述选择器就选择所述默认滤波器来提供所述估计信道。

8.根据权利要求6的信道估计器，进一步包括一个或多个附加的扩展滤波器。

9.根据权利要求8的信道估计器，其中所述检测器进一步被配置为，使所述检测的信道活动能够被检测到与所述一个或多个附加的扩展滤波器中的一个扩展滤波器相关联的附加带宽。

10.根据权利要求8的信道估计器，其中所述选择器进一步被耦合到所述一个或多个附加的扩展滤波器，并且进一步被配置为，基于所述检测的信道活动，来选择所述一个或多个附加的扩展滤波器中的一个扩展滤波器，用于提供所述估计信道。

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