CN1217103A - 分集合成电路 - Google Patents
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Abstract
一种用于在接收机(25)中组合两个电磁信号(11/12)的方法和装置。采用两根分开的天线(10、20)。由空间、极化和方向图划分的一些组合分开天线(10、20)。第一天线(10)接收第一信号(11),第二天线(20)接收第二信号(21)。耦连到天线(10、20)的至少一根上的是用于改变在所述天线(10或20,分别)处接收到的信号(11、21)的增益和相位的电路(12)。限制从预选离散增益有限集和预选离散相位有限集中选出增益和相位。搜索模块(6)通过所有增益/相位组合进行搜索以使接收机(25)中的信号－减损比最优化。当信号－减损比最优化时,固定建立增益和相位。把搜索(6)分成两种分开的搜索,即较粗略的搜索和较精细的搜索。每当信号－减损比低于预选值,一般都可进行搜索步骤(6)。可用灵巧舍位模块(14)来恢复组合信号(22)的载波相位,而没有任何显著的性能劣化。
Description
技术领域
本发明所属领域为对来自分开的天线的电磁信号进行合成，以便消除同频道干扰并减小频率选择性衰落。
背景技术
在说明书中，运用下列标号引用下列参考文件：
(1)D.C.Cox，“通用数字便携式无线电信”IEEE Proceeding，第五卷，第4号，第436，477页，1987年4月。
(2)R.C.Bernbardr，“同频道干扰环境中便携式无线电系统的用户接入”，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，第七卷，第1号，第49-58页，1989年1月。
(3)P.B.Wong和D.C.Cox，“低复杂度同频道干扰的消除和用于高容量PCS的宏观分集”,Conf.Record IEEEICC‘95,Seattle,WA，第852-857页，1995年6月18-22日。
(4)TR-INS-001313，“无线接入通信系统(WACS)的0.1版本的一般标准’’Bellcore,Issue 1,1993年10月；修订本1,1994年1月。
(5)D.C.Cox,“什么是无线个人通信”,IEEE Personal CommunicationMagazine第20-35页，1995年4月。
(6)D.E.Thomas和P.R.Moorby,Verilog硬件描述语言，第2版，Boston:Kluwer Academic Pub.,1995。
(7)E.Sternheim等人，用Verilog HDL进行数字设计和合成，San Jose,CA:Automata Pub,Co.,1993。
(8)J.C.-J Chuang和N.R.Sollenberger,“用组合符号定时、频率偏置估计和分集选择进行猝发段相干解调”，IEEE Transactions on Communications，第39卷，第7号，第1157-64页，1991年7月。
(9)J.C.-I.Chuang和N.R.Sollenberger，“便携式无线电通信的健全频率和定时估计猝发相干检测，Conf.Record IEEE GLOBECOM‘88,Hollywood,FL，第804-9页，1998年11月28日-12月1日。
(10)J.C.-I Chuang，“时延扩展对数字调制便携无线电通信信道的影响”，IEEE Journal on Selected Areas in Communicatims,sac-5卷，第5号，第879-889页，1997年6月。
发明概述
本发明是一种用于在接收机(25)中组合两个电磁信号(11/12)的方法和装置。采用两根分开的天线(10、20)。耦连到接收机(25)是两根天线，第一天线(10)接收所述第一信号(11)，而第二天线(20)接收所述第二信号(21)。耦连到天线(10、20)的至少一根上的电路(12)，它改变在所述天线(10或20)处接收到的信号(11或21)的增益和相位。限制从预选离散增益的有限集和预选离散相位的有限集选出增益和相位。
附图说明
参照附图，在下列说明中，充分揭示了本发明的这些和其它详细和特定目的及特性，其中：
图1是示出运用接收天线10、20的本发明的微观分集合成的方框图。
图2示出用于分集合成的一组复合加权A的例子。由六边形标记表示用于粗搜索的复合加权A，而由阴影矩形标记表示用于细搜索的具体例子的复合加权A。
图3是示出信号s、S和S’的时间关系的三张图。S1采样期间延后于S’45°。s和S’同相，而且可以相长叠加。
图4是示出在接收机25中的本发明的分集合成的处理流程图。对于本发明，包括在实线方框中的功能单元是唯一的。
图5是示出用于本发明的一级、二级和后备(相对较低速)相位恢复状态的数据通路电路系统的功能方框图(虚线方框所含各部分)。
图6是示出用于搜索信号合成及相应最佳符号定时的最佳复合加权A的并行(相对较高速)数据通路电路系统的功能方框图。
图7是一个PACS TDMA帧周期的相位恢复29和搜索状态6的定时安排以及它们的相应时钟频率。假设在第一时隙T1(阴影区)中接收数据。
图8是示出在有限干扰环境中模拟平均归一化信号质量(y)对SIR的两条曲线。
图9是示出对于设置在统计最差区域中的两根接收天线10、20的硬件计算机模拟结果的三条曲线。加入基于信道功率测量的宏观分集。Cs、n和σ分别是8、4和10dB。注意，’x’、’*‘和’o’点是单从信号载波计算所得的模拟结果。通过在硬件模拟中进行SQ测量获得连续曲线。
图10是示出在有限干扰环境中，模拟平均估计信号质量SQ对SIR的两条曲线。在SQ轴上的值取决于具体硬件实施。
图11是示出对于设置在统计最差区域中的两根接收天线10、20的硬件计算机模拟结果的三条曲线。加入基于信道概率测量的宏观分集。Cs、n和σ分别是8、4和10dB。注意，’x’、’*‘和’o’点是单从信号载波计算所得的模拟结果。由硬件通过SQ获得连续曲线。
图12A和12B是用于研究运用选择分集和分集合成减小频率选择性衰落的有效性的两个功率延迟轮廓图。DS表示延迟扩展。T是在信道脉冲之间的时间间隔。Pi是在时间iT响应信道脉冲的复合高斯随机过程的方差。
较佳实施例的详细描述
1．前言
图1示出运用本发明的接收机25的基本操作。把分开的天线10、20耦连到接收机25。由空间、极化和方向图划分的某种组合使天线10、20分开。天线10接收第一信号11。信号11是所需信号S和一个或多个干扰信号I1、I2等的某种组合。同样，由天线20接收到的信号21是所需信号s和一个或多个干扰信号i1、i2等的某种组合。把增益和/或衰减电路12插入两个分支61、62中的至少一个分支。电路12把复合加权A引入电路。A具有增益分量(k)和相位分量(θ)。在合成器15中组合两个分支61、62以形成组合信号22。
在给定带宽的高容量个人通信系统(PCS)中，同频道干扰(CCI)限制系统容量(参考文件1、2)。通常，由于遮蔽现象，由一个同频道干扰信号支配CCI，该信号具有接收信号功率的对数正态分布局部平均值。本发明所述的两根天线10、20分集合成(图1)能够消除这种支配干扰，并使信号干扰比(SIR)较传统两根天线选择分集(参考文件3)时提高至少3.8dB。SIR提高3.8dB与无线TDMA/FDMA系统容量增加到1.5相对应。通过把复合加权(在参考文件1中的A)限制为从下列式1选出的值，可以获得这种系统提高，其中k=3,Aθ=18°(参考文件3)：|A|=2n,n=-k,……,k-1
或者
=2n+2n+1,n=-k,……,k-2θA=m*Δθ,m{Z|0°≤m*Δθ＜360°}(式1)
其中，k是正整数，而Z是所有整数的集合。可以运用|A|和θA的其它值，选择得少会使性能降低，选择得多则性能提高。
本发明运用复杂度低的方法和电路结构进行分集合成，无线电通信链路无需任何训练序列或者参考信号。这里运用美国低层PCS标准PACS(参考文件4、5)以说明本发明。然而，用类似的合成方法可以提高任何频率再使用系统(例如，PCS系统)的性能。用Verilog硬件描述语言(参考文件6、7)已证实这里所述的方法和电路结构。硬件模拟结果示出假设限制A满足式1(其中，k=2,Δθ=45°)，则从最佳解下降小于半个dB。如上所述，|A|和Δθ增量小，下降少，而增量大，则下降大。
当前，当在无线电信道中的归一化延迟扩展大约为0.16(参考文件8)时，PACS运用选择分集，无自适应均衡，具有大约为2.4％的平均既约WER(字差错率)。当归一化延迟扩展是0.3时(它与在5.2μs的符号周期的1.6μs的延迟扩展相对应)，无自适应均衡但运用在本专利申请中所述的方法和电路结构的分集合成可以产生相同的平均既约WER。这可以使无线电通信范围延伸到PACS可以工作的范围之外。
通过自动增益控制、6位模拟-数字转换器2加上数字电路来实现信号合成方法，稍微增加两个线性接收机25的信号处理复杂度，就可实现这种系统改进。若如上所述用|A|和Δθ的小增量改进性能，则模拟-数字变换器2中需要较多位。
在式1中给定的限制下，下面我们在第2节描述最佳方法。第3节介绍与实现两根天线10、20分集合成及它们的电路结构相关的一些问题。在第4节中提供对于消除CCI和减小频率选择性衰落的硬件模拟结果。
2．搜索方法
在本节中，我们描述用于寻找分集合成用的最佳复合加权A的一个简单而十分有效的方法，比起在参考文件(3)中所述的穷举搜索，该方法所需计算较少。在搜索最佳复合加权A的过程中，无线电通信链路不需要任何训练序列或参考信号。
随着式1中分别使增益和相位量化递增到k=2和Aθ=45°，分集合成结果落在采用增益和相位(参考文件3)的连续值的最佳合成的几十分之一dB的范围内。图2以水平轴为相位，垂直轴为幅度，示出的量化复合加权A的全集合。为了便于实现电路12，选择加权A的这个代表集合的幅度和相位。找到用于分集合成的最佳复合加权A的一种方法是穷举搜索。计算上较保守过程是以图2中的阴影六边形点所示粗略步骤通路加权A。对于每幅度和相位步骤，对于幅度和相位的每一步骤，为组合信号22计算信号质量(SQ)24。可将信号质量定义为在一个猝发段中眼图的平均开度，而且是衡量在最佳符号定时内信号-减损比的较好尺度。参考文件(8)描述这个SQ测量。然后，逐步通过在给出最佳SQ的六边形复合加权A周围的复合加权A，以搜索提供较佳SQ的加权。
虽然SQ和SIR(信号干扰比)作为测量信号质量的尺度的例子用于直接说明，但应理解可以运用任何一种信号-减损比表示。“减损”包括(但并不局限于)噪声、同频道干扰和符号间干扰。
对于由在图2中的阴影所表示的例子，如果幅度和相位分别等于1和90°的复合加权A(图b2表示)给出对阴影六边形点进行粗略搜索的最大SQ，那么搜索其周围由阴影矩形点所示的权A，以找到最佳SQ。于是，用于分集合成的所需复合加权A是已搜索的复合加权ASQ最佳的那个复合加权。把搜索分成较粗搜索和较细搜索的这种方法以局部最大值减少终结搜索的概率而不是全局最大值，不需要搜索所有权A。在节4.2中示出这种搜索方法比穷举搜索劣化小。然而，这种方法只搜索20个复合加权A，而不是所有56个复合加权A。
3电路实现和结构
设计在该示例实施例中所述的电路结构，以用于PACS(参考文件4)电话听筒接收机25。基站接收机25可以运用相同的技术来获得对于分集合成的可比改进。在基站接收机25中需要更多的电路并行性和复杂性，以处理需要接收的所有8个数据猝发段。接收机25可以并入发射机，以形成收发机。一组同样的收发机处于地理上的不同位置，从而它们可以运用射频互相进行通信。当收发机的发射机部分和接收机25部分在相同的频率下进行工作时，发射机和接收机25可用同样的电路和方法。例如，发射机运用由接收机25在搜索步骤6中确定的相位的共轭值，通过两根天线10、20进行发送。这对有限噪声的收发机是一种有效的策略，但是在有限同频道干扰的所有情况下并不是最佳的。
本说明书的大多数描述了结合接收机25运用的电路和方法。这些技术适用于与其它无线电链路结构一起使用的接收机，而且对于熟悉该技术领域的人员来说，其变更是显而易见的。
3.1在两个分支61、62上的非对称采样速率
一种调节用于在数字电路25中分集组合的两个接收信号11、21之间的相位差的方法是信号11、21过采样对，然后相对于其它分支(62或61)一分支(61或62)的一组样本。为了在来自两个接收分支61、62的样本之间引入45°的最小相位差(样本之间不内插)，需要以8倍于中频(IF)的速率对来自一个分支(61或62)的接收到的信号进行采样。如在较早的PACS实施(参考文件8)中那样，可以4倍于IF的速率对来自其它分支(62或61)的接收到的信号进行采样。运用4倍于IF的速率提供用于猝发相干解调的一种方便的方法，而无需要求任何训练序列(参考文件8)。两个分支61、62运用可调延迟单元7的分支61、62之间的相移在-90°和+90°之间。通过对来自分支(61或62)之一的接收信号11、21采样求反，可以获得所需相移的另一半(从+90°到270°)。图3通过相对于其它分支(62后61)的信号样本S，延迟一个分支(61或62)的信号样本s1个采样，示出-45°相移。
通过在不同过采样速率下对分支61、62进行采样，可以产生相位调节的其它增量Δθ。较大的过采样可以产生较小的Δθ增量，而较低的过采样导致较大的增量。
图5示出本发明的实施例，其中每个分支61、62具有它自己的增益衰减电路12，包括时延单元7(诸如，一连串锁存器)和增益/衰减单元39，诸如分级寄存器。
在PACS实现中用到的IF是符号频率(SF)的4倍。因此，由用于分集合成的采样延迟引入的最大相对延迟只是符号周期的16分之一。即，由本发明的分集合成的处理引入的最大归一化延迟扩展只是平坦衰落无线电传播信道的．031。后面，在节4.2中示出这种符号间干扰使全系统性能劣化微小。对于频率选择性衰落信道，实际上由本发明的分集合成减小总的符号间干扰，即使合成处理引入平坦衰落信道的小延迟扩展。
3.2系统概述
图4示出在接收机25中的处理流程的概况。在这个小节中描述各个块的功能性。在下面各小节中示出包括在实线方框中的功能单元的电路结构设计。参考文件(4)讨论包括在虚线方框中的其它功能单元的设计和性能，不包括处理信号质量比较单元3，它是仅要求两个数字相减的一般电路。
首先由前端射频电路1处理来自两根天线10、20的接收信号，以进行放大并把它们转换成中频并除去相邻信道信号。然后，由模拟-数字变换器2过采样和量化信号。由合成器15组合来自两个接收分支61、62的量化信号，而且在一级相位恢复(PPR)电路31中恢复载波的相位。PPR电路31运用在前一个接收到的猝发段中找到或运用的复合加权A和符号定时。前面的复合加权和符号定时不是开始可获得的。开始在PPR单元31中运用随机复合加权A和符号定时。在执行运用随机复合加权A和符号定时的PPR之后，电路31可能启动搜索状态6，以找到用于初始数据组的最佳复合加权A和符号定时。
然后，在比较器3中，把经恢复的相位的信号质量(SQ)与预先规定的SQ门限(SQ*)相比较。选择SQ*以提供可接受的字差错率。如果SQ大于SQ*，那么由解调器4相干解调经恢复的相位。否则，驱动搜索状态(SS)6。在相干解调4之后，在5校验经恢复的位是否有差错，并看同频道色标是否正确(参考文件3)。如果通过这两项校验，那么把经恢复的随机猝发段转移到输出端9。否则，驱动SS6。
搜索状态6运用在节2中所述的方法，以搜索信号合成用的最佳复合加权A。在SS6中还找到与最佳复合加权A相对应的符号定时以及对这些权A的求反。对于在分集合成处理中用到的不同复合加权A，符号定时可以是不同的。二级相位恢复(SPR)电路32运用由SS6提供的最佳复合加权A和符号定时，以组合接收到的信号11、21并恢复其载波相位。然后，在43处相干解调经恢复的相位。如果按照差错校验模块51的检测，经恢复的数据猝发段包含任何差错，那么在8宣布字出差，并丢弃经恢复的猝发段。如果没有检测出任何差错，那么由模块52检测色标。如果色标与所需的相匹配，那么把经恢复的数据猝发段转移到输出端9。否则，驱动后备相位恢复(BPR)电路33。没有差错但色标校验不通过的数据猝发段很有可能是来自支配干扰(在图1中的I或i)，表示已增强它，但是由分集合成减小所需的信号(S或s)。运用对信号合成用的最佳复合加权A求反，可以部分删除这种支配干扰并使所需信号(S、s)相长叠加。BPR电路33运用最佳复合加权A的求反和相应的最佳符号定时以恢复相位。然后，由解调器44相干解调经恢复的相位，并由模块53校验其差错和色标。如果两种校验均通过，那么把数据猝发段转移到输出端9。否则，在8处，丢弃接收到的数据猝发段。
3.3主组件
已用Verilog硬件描述语言证实在图中所示的所有位数和在节3中所述的结构。
3.3.1信号合成和数字自动增益控制
为了保持用于分集合成的幅度消息，不能运用在原始PACS接收机25中用到的硬件限制器和4位信号均衡。我们已进行Monte Carlo模拟以研究量化噪声对系统性能的影响。信号量化采用5位，当使用良好的自动增益控制和线性放大器时，分集合成的系统性能大约降低0.3dB。为了放松对优良AGC的要求，可以运用信号量化用的一个额外位。运用6位信号量化和图2所示的复合加权A组，用7位3-2加法器15、7位全加器15和一些延迟单元(锁存器)7，可以对来自两个接收分支61、62的接收信号进行组合。如前所述，用增加的或减小的降低进行合成将分别导致信号量化位较多或较少。
在信号合成之后，当主要用两个接收信号11、21来增加所需信号功率时，组合信号的幅度会较大，或者当主要用两个接收信号11、21来消除支配干扰时，该幅度会较小。发生哪个情况取决于在两个分支中的信号S、s和干扰I、i的相对相位和幅度。因此，在信号合成之后我们需要“数字AGC”，从而可由相同数量的位来表示两种情况，同时通过携带零引导位避免浪费硬件资源。
正交分量和同相分量之比确定接收到信号22的相位。如果在信号合成之后两个分量的引导位是零，那么我们可以用两个寄存器把两个值的位向左移，直至一个或两个值的最高有效位是1。于是，可以把两个分量缩短成两个5位值。我们把这种方法叫做灵巧舍位(图5中的模块14)。实际上，它等同于“数字AGC”。运用灵巧舍位，对于每个分量，我们都可以把9位值舍为5位值，而不会在载波恢复相位中有重大损失，而且可以显著减小用于相位查询表的存储器的规模(减小到24之一)。
虽然用QPSK调制来说明本发明的操作，但必须理解任何类型的调制(包括模拟调制)都可以使用。当运用模拟调制时，仍然使用A/D变换器2。
3.3.2解码电路
图5示出用于一级、二级和后备相位恢复状态(分别为PPR31、SPR32、和BPR33)的主要数据通路电路单元29。由开关35(1)在6.144MHz(8*IF)下对来自一个分支的接收信号进行采样，然后由A/D变换器2(1)把它量化成6比特/采样。由开关35(2)在3.072MHz(4*IF)的低速下对来自其它分支62的接收信号进行采样，然后由A/D变换器2(2)把它量化成相同的比特精度。作为替代，如现有技术中所熟知，结合采样和保持电路，相同的A/D变换器2可用于两个分支61、62。把接收到的量化样本存储在三个存储块中，每个存储块有744个字节，分别称为X0-RAM 40、X1-RAM 41和Y-RAM 42。744个字节=6比特*16个采样/符号+(60+2)符号/8比特。因为在接收到的猝发段之间的符号定时中可能存在变动，所以把额外的2个符号存储用作后备。较高采样速率的样本在X0-RAM 40和X1-RAM 41之间进行交错。这三个存储块40、41、42中存储的样本用于SS6、SPR32和BPR33等状态。PPR状态31运用直接来自两个模拟-数字变换器2的输出端的样本。由于免去存储器40、41、42，节约功率，这是较理想的。
由于向相位恢复状态提供最佳符号定时，所以这个数据通路电路系统29只计算一个8位相位值/符号。这与在参考文件(8)中的设计有所不同，其中各接收猝发段寻找最佳符号定时，因而相位恢复电路需要对每个符号计算16个8位相位值。
在参考文件(8)中描述在I和Q分量发生器13、相位恢复电路30和频率偏置估算器16中进行的处理。对于这个QPSK实施例，频率偏置估算器16评估信号质量，取相关并防止接收机25和发射机中振荡器频率失配。在前面的小节中，已描述了在信号合成器15和灵巧舍位模块14中实现的过程。在本说明书中，没有详细说明在虚线方框29外的功能单元，并就后面将要描述的全系统级模拟，用浮点计算，以C计算机语言对它们进行编码。
3.3.3搜索电路
图6示出用于搜索分集合成的最佳复合加权A并找到与最佳复合加权A和它的求反相对应的最佳符号定时的数据通路电路单元6。在图6中所示的搜索电路6包括三个主要并行电路块。如果时间不是主要的，可以运用一个块或两个并行块。如果时间较重要，那么可以运用更多的并行块。在电路复杂性和时间之间折衷。作为替代，如果以更快的速率发生时钟信号，那么可用一个块来满足上述时间限制，这对于熟悉该技术领域的人员而言是显而易见的。
存储块40、41、42与图5中所示的相同。如前所述，除了流水线式处理程度较高，而且经恢复的相位是6位值而不是8位值处，信号合成器和相位恢复块23基本上与在解码电路中所用的相同。由于模块24的SQ和符号定时测量只需要经恢复的相位的6位最低有效位，所以导致在呈现的相位值中减少2位。在参考文件(8)中详细描述SQ和符号定时测量24的方法和电路结构。如上所述，SQ只是信号-减损比的一个例子。于是，在一般情况下，电路24是信号-减损比和符号定时测量电路。
搜索电路6运用在节2中描述的方法，搜索最佳复合加权A。在粗略的搜索(由图2中的阴影六边形点所示)过程中，只访问Y-RAM 42和X-RAM 40/41之一。在访问每一存储器时，电路24对3个不同的复合加权A测量3个SQ和符号定时ST。把这三个SQ和ST馈送到信号质量比较器3中，比较三个SQ，选出最高的SQ并把所述最高SQ送到最大SQ寄存器17和加法器18。比较器3号把与最高SQ对应的ST送到ST寄存器19。
在粗略搜索进行的全部四次存储器访问之后，精细搜索(由图2中对具体情况所示的阴影矩形点表示)再一次访问在粗略搜索中用到的X-RAM 40、41和Y-RAM 42。之后，精细搜索两次访问其它X-RAM 41/40和Y-RAM 42。即，搜索电路只需运作7次，以搜索20个不同的复合加权A，找出用于信号合成的所需加权集。把来自这个搜索电路6的所有信号质量比较结果送到确定所需复合加权A(该权给出最高SQ)的控制电路单元(未图示)，注意，在粗略搜索中用到的复合加权A常与用于任何接收猝发段的相同，但是在精细搜索中用到的复合加权可能与用于各个猝发段的不同。
与最佳复合加权相对应的最佳符号定时是存储在符号定时(ST)寄存器19中的最终值。当寻找BPR状态33所需的用于最佳复合加权求反的最佳符号定时时，只驱动三分之一搜索电路。把寄存器19的内容输出到RAM40、41和42。该信息命令RAM 40、41、42何时向合成器15提供它们的输出。
3.4猝发段解调实时安排
图7示出PACS无线电通信下行链路的一个TDMA帧周期。在图7中运用下列主要术语：
PPR-一级相位恢复31 IF-中频(768KHZ)
SPR-二级相位恢复 SF-符号频率(192KHz)
BPR-后备相位恢复 ST-符号定时
SS-搜索状态6 DCW-所需复合加权A
X-信号质量比较3、相干解调4、差错和色标校验5
Y1-相干解调43、差错和色标校验51、52
Y2-相干解调44、差错和色标校验53
把2.5ms的一个帧周期(即，400Hz的帧速率)分成8个猝发段。选择处理定时，以保证在接收到所需猝发段的第一采样之后的一个帧周期内，对分集合成后的接收信号进行解码，同时，使电路中用的最大时钟频率保持6.144MHz(8*IF)的最大速率。与原始PACS选择分集接收机相比，语音的发送延迟增加大约2ms。(通过运用较高时钟频率可以减小这种延迟，它将增加功率消耗)。
把一个帧周期分成不同相位恢复搜索状态。如图7所示，除二级32和后备33相位恢复状态运用相同的时钟频率之外，各状态运用不同的时钟频率。对于3Hz的衰落速率(它等于帧速率的3/4％，或者更小)，在绝大部分时间内，电路只驱动一级相位恢复(PPR)状态31。由于在PPR状态31中，只计算一个相位值/符号，所以大多数数据通路单元在符号频率(192KHz)的时钟频率下运作。控制电路单元通常在8倍于中频(8*IF=6.144MHz)的速率下(即，在两个分支之一的最大采样频率下)运作。
在PPR状态31和搜索状态6之间，而且在其它相位恢复状态(标记为Y1和Y2)之后，有一个标记为X的猝发段周期。保留这些时间周期以用于相干解调4、43、44、差错校验5、51、53和色标校验5、52、53。这些功能块是常见的，因而在本说明书中不作详细讨论。参考文件(4)中有这些内容。
为了保存能量，仅在如果存在解码差错或色标校验5不通过，PPR状态31中测得的信号质量(SQ)低于预定SQ门限(SQ*)时，才驱动在8*IF=6.144MHz下运作的搜索状态6。搜索状态6运用在节2中所述的搜索方法，及其相应的二级相位恢复(SPR)状态32(它在IF下运作)分集合成用的符号定时，找到最佳复合加权A。
只有SPR状态32中色标校验52不通过时，移动电话手机的接收机25才运用IF的时钟频率驱动后备相位恢复(BPR)状态33。BPR状态33运用在搜索状态6中找到的最佳复合加权A的求反和SPR状态32之后找到的相应符号定时(如图7所示)，以进行信号合成和相位恢复。BPR状态33的符号定时运用SS电路6的三分之一，如在前面的小节中所述。
4硬件模拟和结果
本节描述模拟过程和为我们的计算机模拟进行的无线电信道模型的建立，而且提供一些系统估算结果。对于同频道干扰为主和符号间干扰(ISI)为主的两种情况，进行模拟。
4.1模拟过程
在相应的小节中，讨论有限同频道干扰和ISI情况下的无线电信道。本小节中，我们描述为两种情况所共有的模拟过程。
用上文已讨论的相应定时安排、时钟频率和计算用的数量有限的计算位，以Verilog硬件描述语言对最佳复合加权A的相位恢复级29和搜索6进行编码。运用浮点计算，以C计算机语言，对在系统模拟中所需的其他功能单元进行编码。
模拟中不包括加性白高斯噪声(AWGN)。由于在信号量化和整数硬件计算(如图5和6所示)使用的有限数量二进制位，我们模拟中的噪声仅是量化噪声。
模拟中，假设为准静态信道。即，假设信道在一个猝发段始终恒定。下面列出在计算机计算中用到的其它条件：·对每个基站和各个猝发段随机独立发送数据。·差分编码和Gray编码的π/4 QPSK调制(参考文件4)。·形成滚降因数为0.5的Nyquist上升余弦谱(参考文件4)。·符号周期中均匀分布的符号定时(不局限于符号中的16个采样点)。·±11％符号速率(与在2GHz射频下的10.6ppm相对应)的均匀分布频率偏移。·接收机中带AGC的线性放大器。·6位信号量化。·带有2-2的相位环增益和2-6的频率环增益的二阶锁相环(参考文件9)。4.2同频干扰消除
在对同频道干扰消除的计算机模拟中用到下列条件以及在前面的小节中所述的条件：
·8个信道组(Cs=8)。
·方形区。
·只限于第一层同频道基站25。
·在基站25中随机异步发送次数。
·设置在统计最差区域中的手机25。
·接收信号统计是对数正态和瑞利(Rayleigh)分布的。
·d-n传播中路径损耗指数为4(n=4)。
·对数正态衰落的标准偏差为10dB(σ=10dB)。
参考文件(3)包括对于模拟过程和这些条件的详细描述。
在我们把硬件模拟得出的结果与在参考文件(3)中得出的计算机模拟结果相比较之前，我们需要把平均SQ测量与在有限干扰环境中的SIR相联系。为了做到这一点，我们首先生成独立对数正态和Rayleigh统计的8个随机频信道干扰信号载波。然后，生成并适当定标所需信号载波，以产生要求的SIR。然后，把随机数据流加到这些载波上。每个接收到的猝发段都具有不同的载波和数据流组。然后，运用Verilog模拟，在没有分集的相位恢复电路的输出测量猝发段的SQ。在图8中示出平均归一化SQ(参考文件8)(对20个猝发段和40个猝发段求平均)与SIR的关系。
图8示出平均归一化SQ在SIR大于6dB的区域中SQ测量只用20个猝发段就相当好地会聚。这包括我们最关心的从8dB到20dB的区域。低于8dB，差错率太高以致不能使用，而高于20dB，差错率实际上变为零。该图与在参考文件(8)中提供的图5十分类似。特别是，当SIR和SNR大于15dB时，这两个图几乎相同。两个图之间的差别主要归因于计算机模拟中引入不同减损：在参考文件(8)中用到的AWGN，而图8中所示的结果采用同频道干扰。
对于在模拟处理中的下一个步骤，产生与基于功率测量的宏观选择分集有关的1483独立猝发段。除了这里用在式1中的k=2和Δθ=45°，来代替在参考文件(3)中的k=3和Δθ=18°外，这与在参考文件(3)中的图4中所示的相同。根据参考文件(3)中所述的信号载体和硬件模拟中的SQ测量，在单根天线、选择分集和合成分集的情况下，分别对这些1483个猝发段计算SIR。运用用于40猝发段情况的如图8所示的曲线和在数据点之间的线性内插，把测得的SQ变换为SIR。在图9中示出SIR的模拟累积分布。连续曲线来自在硬件模拟中的SQ测量，而离散数据点来自信号载体波(SC)计算。
SQ测量结果与在单根天线和选择分集情况下，对8dB和20dB之间的SIR(即，感兴趣的区域)的SC计算结果非常一致。少许差别是由于变换的不定性(SQ到SIR变换为平均过程)和变换的不精确性(运用在数据点之间的线性内插)引起的。对于SIR的相同范围，当与SC计算结果相比较时，由于下列原因使得本发明的分集合成受到的劣化小(降低小于0.5dB)：·通过使接收到的采样偏移以获得用于信号合成的所需相位，把ISI引入硬件模拟。·在SC计算中没有频偏，因此Δθ=45°是很精确的。由于在硬件模拟中的频偏，使得Δθ不准确地等于45°。·在SC计算中用到穷举搜索，它能保证找到最佳解。在硬件模拟中运用在节2中所述的搜索方法。
在所有三种情况下，对小于6dB及大于20dB的区域，基于SQ测量的硬件模拟结果和SC计算结果之间越来越不一致。这是因为SQ在高和低SIR处饱和，而且诸如量化噪声的等各种影响在低SIR处变得十分显著。
由于在频偏估算期间硬件也估算SQ，所以我们用由硬件运用位精度较低估算的SQ来替代用一浮点计算从相位恢复的输出测得的SQ，重复这些相同研究。在图10中示出硬件估算的平均SQ与SIR的关系。在SQ轴上的值取决于具体硬件实施。运用由变换用的硬件估算的SQ，图11示出SIR的模拟累积分布。该图还示出在给定的量化复合加权限制下，硬件模拟中，分集合成从最佳解降低小(小于0.5dB)。
对8dB和20dB之间的SIR，在单根天线和选择分集的情况下，图9和图11与在参考文件(3)中的图4一致。对于这种SIR区域，当与参考文件(3)给出的结果相比时，本发明的分集合成降低小于(0.5+0.3)dB。由于在硬件模拟中运用在式1中的k=2和Δθ=45°，而不是在参考文件(3)中运用的k=3和Δθ=18°，导致另外降低0.3dB。预计对参考文件(3)中所述的其它情况的SIR改进将经受相同量的降低。因此，比起传统的两根天线选择分集(参考文件(3))，本发明的分集合成向无线通信系统提供至少3dB的SIR改进。
表1概括了在这些1483个独立接收到的猝发段的硬件模拟中的差错统计。平均WER定义为包含至少一位差错的猝发段数与经模拟的全部猝发段数之比。单根天线和选择分集的平均WER分别是17.6％和9.1％。在这些高WER中，可靠的话音通信是不可能的。注意，选择分集的WER不能用单根天线的WER的平方近似表示。这是因为由于对数正态衰落，在两根天线上接收到的信号之间相关，即使天线之间Rayleigh衰落是独立的。至于分集合成平均，WER是4.9％，对于可靠话音通信，它在一定程度上是可接受的。运用基于功率和信号质量测量的信道接入过程，可以提高系统性能达7.4dB(参考文件3)。这种附加SIR改进使得在这些条件下运用本发明的分集合成时，可靠话音通信变得可行，
| 单根天线 | 选择分集 | 合成分集 | |
| 出错的猝发段数平均WER | 26117.6％ | 1359.1％ | 734.9 |
表1：对1483个接收到的猝发段得出硬件计算模拟结果。把手机25设置在统计最差区域。加入基于信道功率测量的宏观分集。Cs、n和σ分别是8、4和10dB。
表1还示出两根天线选择分集使没有任何分集的单根天线情况下损失的猝发段48.3％得到恢复。本发明的两根天线分集合成使两根天线选择分集中另外损失的猝发段的45.9％得到恢复。
4.3频率选择衰落缓解
本节描述对抗延迟扩展(频率选择性衰落)中，分集合成和选择分集的有效性的研究。这些延迟扩展的模拟中不包括同频道干扰。把两个功率延迟轮廓(双射线和截断瑞利分布)用于这些研究中，而且分别在图12A和12B中示出。在图12A中，T=2DS，其中DS是延迟扩展。在图12B中，在时刻iT处的信道脉冲响应是方差为Pi的零平均值复高斯随机过程。
Pi=(i/4)e-i2/32
T2=(DS)2/4.7
表2概括对于单根天线、选择分集和本发明的分集合成的平均既约WER的硬件模拟结果。除了在表2中列出的0.1％和0.3％外，所有WER包括多于50个累积模拟猝发段差错。即使对于数量有限的累积差错(WER为0.1％和0.3％)，WER可能小于1％。把归一化延迟扩展定义为延迟扩展(DS)与符号周期之比。WERsingle、WERselection和WERcombining分别是单根天线、选择分集和本发明的分集合成的平均既约字差错率。
当d=0.2时，在各个情况下(单根、选择和合成)，两个功率延迟轮廓的WER大致相同。由于当归一化延迟扩展小时，系统性能不易受功率延迟轮廓的形状的影响(参考文件10)，所以这是合情合理的。d=0.2的单根天线和选择分集的WER与在参考文件(8)中提供的值十分一致，该文件给出了d高达0.25的WER。
| 功率延迟轮廓 | d | WERsingle | WEselection | WERcombing |
| 双射线 | 0.2 | 23.7％ | 5.4％ | 0.1％？ |
| 双射线 | 0.4 | 63.4％ | 40.7％ | 3.1％ |
| 瑞利分布 | 0.2 | 22.5％ | 5.4％ | 0.3％？ |
| 瑞利分布 | 0.3 | 43.5％ | 17.9％ | 2.4％ |
| 瑞利分布 | 0.4 | 58.9％ | 35.6％ | 6.6％ |
表2：对d=0.2、0.4的图12A的双射线功率延迟轮廓以及d=0.2、0.3和0.4的图12B的截断瑞利分布功率延迟轮廓的模拟平均既约WER。所有WER(除了小于1％的两种情况之外)包括多于50个累积猝发段差错。
本发明的分集合成所得图12B的截断瑞利分布功率延迟轮廓的系统性能比图12A的双射线功率延迟轮廓的差。这是预期的结果，因为用两根天线10、20，所以预计只可抑制或最优化一条无线电路径。在截断瑞利分布功率延迟轮廓模型中d=0.3时，分集合成具有2.4％的平均既约WER，它仍然可以提供相当好的话音通信。当d=0.3时，在双射线功率延迟轮廓模型中，预计分集合成的WER较小。从参考文件(8)中的研究来看，对于相同的2.4％的WER，选择分集和没有分集的单根天线分别可以保持高达大约0.16和0.06的归一化的延迟扩展。
包括上述描述以说明较佳实施例的操作，而且并不是局限本发明的范围。仅由下列权利要求书限制本发明的范围。从上述说明，对于熟悉该技术领域的人员而言，许多变更是显而易见的，而且不偏离本发明的构思和范围。
Claims (19)
1．一种在接收机内分集合成第一和第二电磁信号的方法，其特征在于，所述方法包括下列步骤：
把两根天线耦连到所述接收机上，第一根天线接收所述第一信号，第二根天线接收所述第二信号；
把用于改变在所述天线处接收到的信号的增益和相位的电路耦连到所述天线的至少一根上，把所述增益和相位限制为从预选离散增益有限集和预选离散相位有限集中选出。
2．如权利要求1所述的方法，其特征在于，存在几套收发机，每套包括所述接收机中的一个，所述收发机处于地理上不同的位置，从而所述收发机可以运用射频进行互相通信。
3．如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述收发机中的至少一个是手持收发机。
4．如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述收发机中的至少一个是基站的一部分。
5．如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括通过至少一些所述增益/相位组合进行搜索，以使所述接收机中的信号-减损比最优化的步骤。
6．如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括当最优化所述信号-减损比时设定所述增益和所述相位的步骤。
7．如权利要求5所述的方法，其特征在于，把所述搜索步骤分成两种分开的搜索：较粗略的搜索和较精细的搜索。
8．如权利要求5搜索的方法，其特征在于，所述接收机根据时分协议接收，从而按猝发段发送所述信号，而且一个猝发段进行一次所述搜索步骤。
9．如权利要求5所述的方法，其特征在于，每当所述信号-减损比低于预选值内，都进行所述搜索步骤。
10．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收机是具有发射机的收发机的一部分，所述接收机和所述发射机在相同频率下进行工作，而且所述发射机进行的步骤与所述接收机进行的步骤类似。
11．分集合成第一和第二信号用的装置，其特征在于，所述装置包括：
接收机；
耦连到所述接收机上的两根分开的天线，第一根天线耦合所述第一信号，而第二根天线耦合所述第二信号；
耦连到每根天线上的模拟-数字变换器；
耦连到至少一个模拟-数字变换器上的时延电路，它包括配合插入固定相位改变量的一组时延单元；
耦连到至少一个模拟-数字变换器上的分级放大器/衰减器，以插入固定增益量；
耦连到时延电路和分级放大器/衰减器上的信号合成器；
耦连到所述信号合成器上的电路，以测量在所述接收机内的信号-减损比。
12．如权利要求11所述的装置，其特征在于，还包括，耦连到所述信号合成器上的信号-减损比和符号定时测量电路。
13．如权利要求12所述的装置，其特征在于，还包括并联的两个信号-减损比和符号定时测量电路。
14．如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述接收机采用QPSK调制，而且所述装置还包括：
耦连到所述信号合成器的I/Q分量发生器，和
耦连到所述I/Q分量发生器的相位恢复电路。
15．如权利要求11所述的装置，其特征在于，由空间、极化和方向图划分的一些组合分开所述两根天线。
16．用于分集合成第一和第二电磁信号的装置，其特征在于，所述装置包括；
接收机；
耦连到所述接收机上的两根天线，第一根天线接收所述第一信号，而第二根天线接收所述第二信号；
耦连到所述天线的至少一根上的电路，它改变在所述天线处接收到的所述信号的所述增益和所述相位，限制从预选离散增益的有限集和预选离散相位的有限集选出所述增益和相位；
耦连到用于改变增益和相位的所述电路上的合成器，它用于把所述两个信号组合为合成信号。
17．如权利要求16所述的装置，其特征在于，还包括：耦连到用于改变增益和相位的所述电路上，用于通过至少一些所述增益/相位组合进行搜索，以使在所述接收机内的所述信号-减损比最优化的电路。
18．如权利要求17所述的装置，其特征在于，还包括：耦连到用于搜索的所述电路上的当最优化所述信号-减损比时设定所述增益和所述相位用的电路。
19．如权利要求16所述的装置，其特征在于，还包括：耦连到用于改变增益和相位的所述电路上的灵巧舍位电路，它恢复所述组合信号的载波相位，而没有任何明显的性能劣化。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN 95198003 CN1217103A (zh) | 1995-12-18 | 1995-12-18 | 分集合成电路 |
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Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1813423B (zh) * | 2003-06-30 | 2010-06-09 | 英特尔公司 | 组合来自多个天线的射频信号的方法和装置 |
-
1995
- 1995-12-18 CN CN 95198003 patent/CN1217103A/zh active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1813423B (zh) * | 2003-06-30 | 2010-06-09 | 英特尔公司 | 组合来自多个天线的射频信号的方法和装置 |
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