CN101180845A - 用于均衡控制的方法及设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种具有在纯线性均衡与决策反馈均衡之间进行软切换能力的均衡滤波器。在决策反馈路径及前馈路径中分别地提供通过预定映射关系计算出的可靠性增益因数及相关联的增益因数。增加所述可靠性增益因数增加了所述决策反馈滤波的重要性。因此可实现比纯线性均衡及纯决策反馈均衡更佳的性能。

Description

用于均衡控制的方法及设备

相关申请案交叉参考

本专利申请案主张优先于2005年3月29日提出申请的标题为“Method andApparatus for Equalization in Wireless Communications”的第60/666,335号临时申请案，此临时申请案受让给本发明的受让人并以引用方式明确并入本文中。

技术领域

一般来说，本发明涉及无线通信的方法及设备，且更具体来说，涉及均衡控制的方法及设备。

背景技术

在具有更高数据速率的通信系统中，所接收数据中的错误可能导致阻碍完全利用可用带宽的重发延迟。降低重发延迟的一种途经是降低所接收信号中的位误差率(BER)。

更特定来说，在无线信道上的通信期间，信道行为随着时间而改变，因此影响(例如，增加其中的误差)在所述信道上传输的信号。需要当接收所传输的信号时补偿信道特性的这种变化。可通过线性均衡或决策反馈均衡(DFE)来实施信道均衡。通常来说，如果反馈序列是可靠的则DFE的性能要比线性均衡好，但反之其可能变得更差。因而，需要在设计所述DFE中考虑到决策可靠性。一种方法是将滤波器设计更新为DFE可靠性的函数。然而，实施这些的当前所考虑的方法需要高计算能力。

因此，在此项技术中需要简化在优化均衡滤波中的运算复杂性。

发明内容

本发明的一个方面是一种经配置以处理包括在信道上所传输的符号序列的信号的装置。所述装置包含：第一滤波器，其具有接收所述信号的输入；及反馈环路，其包括减法器、决策单元及第二滤波器。所述减法器经连接以从所述第一滤波器的输出减去所述第二滤波器的输出。所述决策单元具有连接到所述减法器的输出的输入及连接到所述第二滤波器的输入的输出。所述第二滤波器具有通过包含决策可靠性度量的标量值加权的系数。

本发明的另一个方面是一种经配置以处理包括在信道上所传输的符号序列的信号的装置。所述装置包含：第一滤波器，其具有接收所述信号的输入；第二滤波器，其具有耦合到所述第一滤波器的输出的输入；加法器，其经连接以合计所述的以滤波器的输出及所述第二滤波器的输出；及决策反馈环路，其包括减法器、决策单元及与所述第二滤波器具有大致相同滤波器系数的第三滤波器。所述减法器经连接以从所述加法器的输出减去所述第三滤波器的输出。所述决策单元具有连接到所述减法器的输出的输入及连接到所述第三滤波器的输入的输出。

本发明的再一个方面是一种包括在线性均衡及决策反馈均衡之间进行软切换的处理所接收信号的方法。

本发明的再一个方面是一种处理所接收信号的方法。所述方法包含：接收信号；用第一滤波器滤波所述信号；用第二滤波器滤波所述第一滤波器的输出；将所述第一滤波器的输出加到所述第二滤波器的输出，从加法的结果减去决策反馈信号以提供用于决策的信号；推定所述减法步骤的结果符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者；用具有与所述第二滤波器大致相同的滤波器系数的第三滤波器对一序列的所述符号估值进行滤波以提供所述决策反馈信号。

本发明的再一个方面是用于处理所接收信号的装置。所述装置包括用于在线性均衡与决策反馈均衡之间进行软切换的装置及用于解码经均衡信号的装置。

本发明的再一个方面是一种经配置以处理所接收信号的装置。所述装置包含：用于用第一滤波器过来所述信号的装置；用于用第二滤波器滤波所述第一滤波器的输出的装置；用于将所述第一滤波器的输出加到所述第二滤波器的输出的装置；用于从所述加法结果减去决策反馈信号以提供用于进行推定的信号的装置；用于推定所述减法结果的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者的装置；及用于用具有与所述第二滤波器大致相同的滤波器系数的第三滤波器对一序列的所述符号估值进行滤波以提供所述决策反馈信号的装置。

附图说明

图1图解实例性无线通信系统100的概观；

图2是图解用于在图1的系统的不同实施例中进行传输的两个不同实例性信号格式的块图；

图3显示图解实例性信道/接收器作业的功能块图；

图4显示图解实例性信道/接收器作业的功能块图，其中可靠性因数被并入预设计的DFE中；

图5是图解在图1的实例性系统100中均衡所接收信号的实例性方法500的流程图；

图6显示图解在图1的实例性系统100中在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的实例性方法的流程图；

图7显示图解在图1的实例性系统100中在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的另一个实例性方法的流程图；

图8显示图解在图1的实例性系统100中在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的再一个实例性方法的流程图；且

图9显示图解在图1的实例性系统100中在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的再一个实例性方法的流程图；

具体实施方式

以下详细说明是关于本发明的某些具体实施例。然而，本发明能够被以如权利要求书中所定义及涵盖的许多不同途经实现。在本说明中，会参照附图，在所有附图中，使用相同编号标识相同部件。

在本文中，“实例性”一词用于意指“用作实例、例子或例证”。本文描述为“实例性”的任何实施例未必被解释为比其他实施例更佳或有利。

在一个实施例中，接收器接收在射频(RF)信道上所传输的信号。所述接收器包含：线性均衡器、决策反馈滤波器及连接到所述线性均衡器的补偿滤波器，其中所述反馈滤波器及所述补偿滤波器具有大致相同的滤波器系数。第一乘法可靠性函数被应用于所述反馈滤波器的输出，且通过预定义映射关系与所述第一函数相关的第二乘法因数被应用于所述补偿滤波器的输出。用此结构可通过变化所述可靠性因数而实现在线性均衡与完全决策反馈均衡(DFE)之间进行软切换的结果。在线性均衡与决策反馈均衡之间进行“软切换”意指调整决策反馈影响所述均衡滤波器的输出的程度。可通过使用已知基准数据设计所述线性滤波器。可通过使用来自所述线性滤波器的输出与已知基准信号之间的误差序列确定所述反馈滤波器及所述补偿滤波器的系数。

图1图解实例性无线通信系统100的概观。在所述实例性实施例中，通信系统100包括一个或多个基站102及一个或多个用户终端104。在所述实例性实施例中，所述通信系统经配置以起蜂窝式无线网络的作用。蜂窝式无线网络包括一个或独个基站102。每一基站102提供通信到不同区域(“小区”)(其可重叠)以在比一个小区的面积更宽广的面积上提供无线覆盖。用户终端104可位于平坦位置或是移动的。各种越区切换技术可用于随着移动用户终端104进入或通过各个小区而允许移动用户终端104与不同基站102进行通信。在一个实施例中，通信系统100可包括用户终端102之间的点-至-点通信或单向通信链路。此外，本文参照使用射频(RF)载波的无线通信论述某些实施例。然而，在其他实施例中，通信网络可包括其他通信媒体，例如，光学信号或在有线连接上的通信。

系统100的各个实施例可在一个或多播RF频带中的一个或多个信道上通信，例如，中心在800MHz、850MHz、900MHz、1800MHz、1900MHz或2000MHz的频带。通信系统100的实施例可包括确定所述通信系统如何操作基站102与用户终端104之间的无线链路的多路存取协议。举例而言，通信系统100可使用基于码分多址(CDMA)的界面或时分多址(TDMA)界面。在一个实例性实施例中，通信系统100包括用1900MHz带中的5MHz信道的宽带CDMA(W-CDMA)界面。通常来说，此5MHz带中仅有3.84MHz是可供使用的。

为在所述通信信道上传输，将位或码片的群组映射到传输符号的“字母表”上。每一符号被作为载波的特定调制状态而编码于所述载波上。所述字母表的每一符号可(例如)对应于所述载波的选定的相位、频率及/或振幅状态。在所述接收器中，检测所述载波的状态并确定正在传输的符号流。然后，将所述符号流解码以再产生原来所传输的数字数据。

某些类型的数据传输可对重发延迟敏感，例如，语音及诸如TCP(传送控制协议)的共用互联网协议。举例而言，如果传输时间(包括在较低水平通信层中重发所丢失数据的时间)是非常大，则TCP连接通常不完全地利用可用信道带宽。在一个实施例中，通过根据本发明的各个方面实施所接收信号的信道均衡而降低通信系统100的位误差率(BER)，且因而最终降低更高水平协议(例如，TCP)的段误差率。

图2是图解用于在图1的系统的不同实施例中进行传输的两个不同的实例性信号格式的块图。在一个实施例中，循环前缀(CP)用于促进及提高频域数据处理。从将作为一个单元通过快速傅里叶变换进行处理的每一数据块将含有最后数个符号的部分122作为CP(块112)复制到所述数据库的前部。在另一个实施例中，称为唯一字(UW)的已知序列被置于连续数据符号块之间。

信道是指在其上传输信号的通信媒介。一般来说，信道是不完美的。信道通常具有影响在所述信道上传输的信号的随时间及/或频率而定的特性。在数学上，信道可由信道脉冲响应(h(n))来表示或表征，其将输入(例如，传输)到所述信道的信号与从所述信道输出(例如，接收)的信号相关联。

均衡通常是指通过其响应于在其上发送所述信号的信道的动态特性处理所接收信号的过程。其可被实施于时域或频域中。然而，时域均衡器在计算上可能是复杂的。

图3显示图解实例性信道/接收器作业的功能块图。在各个实施例中，可由执行软件指令的处理器(例如，数字电路、模拟电路或由其组合)实现图3中所图解的功能块。

如图3中所示，将信号x(n)馈送到信道480中以进行传输。在一个实施例中，x(n)包含基准信号(例如，唯一字(UW))及未知信号(所述数据)。在一个实施例中，x(n)包含一系列符号。

信道480可由其信道脉冲响应(h(n)310)来表示或表征。.所述信道的作业可表示为信道脉冲响应(h(n))与所传输信号(x(n))的卷积(例如，x(n)*h(n))。

虽然正在所述信道上传输，但信号x(n)通常被加性噪声n(n)破坏。如在无线信号传输的情况中，此种噪声可起因于传输中所遇到的干扰。图3中通过加法器320及噪声信号n(n)图解如下事实：在传输期间此种背景噪声加到所述信号中。可如下计算所接收信号r(n)：

r(n)＝h(n)*x(n)+n(n)     (1)

在图3中所示的实例性实施例中，信号r(n)被接收器接收，所述接收器根据所接收信号r(n)再构建所传输信号x(n)。块330是由其脉冲响应C_F(n)表示的线性均衡器。

在一个实施例中，块330是线性最小均方差(MMSE)均衡器。通常来说，所述错误包含两个分量：加性噪声及ISI。ISI通常是指当毗邻符号彼此重叠时可能出现的信号中脉冲(对应于所述数据中的不同符号)之间的干扰。

线性MMSE均衡器C_F(n)采用如下频率响应：

$C_F\left(f\right)=\frac{H^{*}\left(f\right)S_x\left(f\right)}{{\left|H\left(f\right)\right|}^2{S}_x\left(f\right)+S_n\left(f\right)}---\left(2\right)$

其中是x(n)及n(n)的功率谱，H(f)是所述频道的频率响应，且H^*(f)是H(f)的共轭复数。信号的功率谱测量形成所述信号的不同频率的强度。可以从先前所接收的数据得到S_x(f)及S_n(f)两者或通常假设其在所述信号带宽内是平坦的。所得MMSE复合误差

e(n)＝x(n)-y(n)                                 (3)

具有功率谱

$S_e\left(f\right)=\frac{S_x\left(f\right)S_n\left(f\right)}{{\left|H\left(f\right)\right|}^2{S}_x\left(f\right)+S_n\left(f\right)}---\left(4\right)$

所述均衡器输出的时域信号由如下公式产生：

y(n)＝c_F(n)*r(n)＝c_F(n)*h(n)*x(n)+c_F(n)*n(n)    (5)

在另一个实施例中，滤波器330是线性强制归零均衡器，其经配置以将其输出中的ISI分量强制归零。在此实施例中，误差谱将是：

$S_e\left(f\right)=\frac{S_R\left(f\right)}{{\left|H\left(f\right)\right|}^2}---\left(6\right)$

尽管原始数据谱及噪声谱是平坦的，除信道谱H(f)是平坦的外在MMSE或ZF中复合误差谱都不是平坦的。在很多情况中，信道是高频率选择性的，所以信道谱H(f)不是平坦的。因此，错误信号不是白色的。在其他实施例中，还可使用除MMSE或ZF均衡器外的滤波器。

滤波器330可被实现于时域或频域中。在一个实施例中，在向具有长度M样本的UW部分的所接收信号块应用离散傅里叶变换之后进行线性频域均衡(FDE)处理(MMSE或ZF)。然后，通过逆离散傅里叶变换(IDFT)将FDE输出Y(f)中的频率样本转换为时域样本y(n)。

由其脉冲响应c_B(n)表示的滤波器340被置于滤波器330之后以进一步降低样本y(n)中所含有的有色复合噪声。在一个实施例中，块340是L-抽头首一预测错误产生滤波器，其经配置以抑制有色复合噪声并使有色复合噪声变白。线性预测滤波器从过去样本的线性组合形成过去离散时间随机过程的当前样本的估值。其使用样本之间的相关性以基于过去样本推定当前样本的有信息根据的估值。

在一个实施例中，可通过使用来自滤波器330的输出样本y(n)与基准信号(例如，UW)之间的误差序列设计滤波器340，

e_UW(n)＝x_UW(n)-y(n)，n＝0，1，...，M-1.    (7)

然后，所述L-抽头首一预测错误产生滤波器加权

${\stackrel{\→}{c}}_B=[1-p\left(1\right)-p\left(2\right)...-p{(L-1)]}^T=[1-{\stackrel{\→}{p}}^T{]}^T---\left(8\right)$

经设计以最小化

$\mathrm{\ϵ}=E{|c_B\left(n\right)*e_{\mathrm{UW}}\left(n\right)|}^2=E{|e_{\mathrm{UW}}\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)e_{\mathrm{UW}}(n-i)|}^2\≡E{\left|z\left(n\right)\right|}^2.---\left(9\right)$

一种解决此种问题的方法包括称为最小平方(LS)方法的统计解的应用，其中所述线性预测滤波器的系数 $\stackrel{\→}{p}=[p\left(1\right)...p(L-1){]}^T$ 经优化以使 $\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=\underset{n=L-1}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|z\left(n\right)\right|}^2.$ 最小。

可如下获得最佳LS解：

$\stackrel{\→}{p}={\left(E_{\mathrm{UW}}^H{E}_{\mathrm{UW}}\right)}^{-1}{E}_{\mathrm{UW}}^H\·{\stackrel{\→}{e}}_{\mathrm{UW}}.---\left(10\right)$

其中：

且L应经设定以满足L≤M/2+1。滤波器330及340不需要是两个独立的滤波器。它们可被一个具有如下脉冲响应的滤波器替代：

c_pre(n)＝c_F(n)*c_B(n)                      (12)

然后，由决策(负)反馈环路处理来自滤波器340的输出，所述决策反馈环路包括加法器350、决策单元360及由其脉冲响应c_post(n)表示的反馈滤波器370。

在一个实施例中，所传输信号x(n)是一系列从字母表抽出的符号。因为加性噪声及信号失真，由所述接收器所接收及由预滤波器390所滤波的信号可能不精确地对应于所述字母表的任何容许的符号。决策单元360根据其输入处的信号推定实际传输符号的估值或推测以使所述决策单元的输出属于所述字母表。决策单元360的输出处的符号序列称为硬决策符号序列。在一个实施例中，决策装置360可以是量化器，其将一系列决策阈值应用于其输入信号。

反馈滤波器370是具有与滤波器340大致相同的系数的预测滤波器。可由下式确定滤波器370的系数：

${\stackrel{\→}{c}}_{\mathrm{post}}=[0-p\left(1\right)-p\left(2\right)...-p(L-1){]}^T---\left(13\right)$

因而，在两个滤波器之间仅有第一系数是不同的。

解码器410获取决策单元360的输入处的符号序列并将其解码为位序列。然后，CRC校验单元420获取所述位序列以校验解码中是否存在任何误差并纠正任何可纠正的位误差，且输出位序列B_k。在其他实施例中，解码器410可被改为放置在决策单元360之后。同样，可通过其他解码误差校验方案替代CRC校验。

仅当不存在反馈信号误差时图3中所示的DFE结构是最佳的，这是因为其应该完美地恢复由滤波器340引入的信号失真。然而，实际上，在反馈环路中通常存在决策错误。当所述决策单元做出不正确决策时，ISI纠正变得有缺陷，从而干扰未来决策。这被称为误差传播。

为解决此种问题，应减弱源于由决策单元360做出的不正确决策的失真的影响。为实现这些，可将滤波器340及370修改为每一决策循环后的决策可靠性的函数。然而，这需要高计算复杂性，尤其是如果实施所述滤波器的任何迭代精制时。

图4显示图解实例性信道/接收器作业的功能块图，其中简单但似乎合理地将所述可靠性因数并入预设计的DFE中。此实施例避免了图3的接收器的运算复杂性。

如图4中所示，乘法可靠性因数α及相关联的乘法因数f(α)被并入预测滤波器372及342中，其系数由序列{-p(n)}确定。存在预定义映射关系f(α)的许多不同选择。在一个实施例中，f(α)＝α。在另一个实施例中，f(α)＝α^2。现在滤波器340及370的系数是

${\stackrel{\→}{c}}_B=[1-f\left(\mathrm{\α}\right)*p\left(1\right)-f\left(\mathrm{\α}\right)p\left(2\right)...-f\left(\mathrm{\α}\right)p(L-1){]}^T=[1-f\left(\mathrm{\α}\right){\stackrel{\→}{p}}^T{]}^T---\left(14\right)$

且

${\stackrel{\→}{c}}_{\mathrm{post}}=[0-\mathrm{\αp}\left(1\right)-\mathrm{\αp}\left(2\right)...-\mathrm{\αp}(L-1){]}^T.---\left(15\right)$

在图4的实施例中，滤波器340由包括延时单元346、预测滤波器342、具有f(α)增益的乘法标量344及加法器348的结构实现。增加延时单元346以实现来自滤波器342的输出与所述决策反馈信号之间的同步，这是因为决策单元360引入符号延迟。滤波器342的系数由序列{-p(n)}确定。应了解，滤波器342及标量344可被实现为一个滤波器347。

通过与其系数由序列{-p(n)}确定的滤波器372串联安置具有f(α)增益的乘法标量374而实现滤波器370。滤波器370还可被实现为一个滤波器。

如果决策误差几乎是零则将可靠性因数α设定为1，而如果所述决策完全是不可靠的则将其设定为0。依据所述决策过程的可靠性，α可被设定为从0到1变化的值。

在一个实施例中，控制电路380经配置以产生0与1之间的值作为所述可靠性因数并相应地调整标量344及374。有各种途经来产生用作所述可靠性因数的值以便更高可靠性导致α更靠近1。在一个实施例中，可通过使用并不用于产生{-p(n)}的UW的一部分来产生所述可靠性因数。

在另一个实施例中，可通过将决策单元360的输出处的符号序列与来自经解码位序列

的再生符号序列进行比较而产生所述可靠性因数。当帧(位序列)通过CRC校验时，可通过使用如由发射机所使用的相同的从位到符号转换方案从

再生所传输的符号序列。

在不同实施例中，用于提供所述可靠性因数的度量可变化。在一个实施例中，用于所述可靠性因数的度量可以是累积符号决策成功概率或基准符号序列与决策单元360的输出处的硬决策符号序列(其响应于所传输的基准符号而产生)之间的归一相关性。

图5是图解在图1的实例性系统100中均衡所接收符号的实例性方法500的流程图。方法500开始于块502，其中所述接收器接收在信道上所传输的信号r(n)。移到块504，通过第一滤波器(例如，线性均衡器)滤波r(n)。其后在块506处，第二滤波器滤波来自所述第一滤波器的输出。进行到块508，将来自所述第一滤波器的输出加到来自所述第二滤波器的输出。移到块510，从块508中的所得信号减去来自第三滤波器的输出的反馈信号。其后在块512处，所述决策单元根据其输入处的信号(例如，块510的所得信号)推定所传输符号的估值，以使所述估值是一组预定符号(例如，所述字母表)中的一者。移到块514，第三滤波器从所述决策单元获取一系列的所述符号估值并产生决策反馈信号。

图6显示图解在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的实例性方法的流程图。具有从0到1变化的值的可靠性因数α控制为进行均衡而依靠所述决策反馈信号的程度。当将α设定为0时，不应用决策反馈。所述接收器仅将线性均衡应用于所接收信号r(n)。当将所述可靠性因数设定为1时，应用全部决策反馈。

方法600开始于块602，其中所述控制电路将可靠性因数α设定为0。移到块604，决策单元推定其输入处的符号的估值以使所述估值是一组预定符号(例如，所述字母表)中的一者。其后在块606处，控制电路将可靠性因数α增加较小的值(例如，0.1)。进行至块608，通过使用来自先前决策的符号估值序列用小的非零α实施所述DFE处理。在块612，所述控制电路确定是否已达到或超过预定最大值。此值通常是1，但可小于1。如果答案是否定的，则所述方法返回到块604并开始另一个迭代。否则，其后在块614，将软符号(即，所述决策单元的输入)馈送到所述解码器并实施数据解码。

图7显示图解在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的再一个方法的流程。在所述实例性实施例中，通过将已知基准符号与由所述决策单元产生的其估值进行比较，我们可以适应性地更新所述可靠性因数而非盲目地在每一迭代时将其增大。当不再存在所述可靠性因数的显著改变时或在预定数量的迭代之后所述迭代过程完成。所述方法开始于块702，其中所述控制电路将可靠性因数α设定为零。移动块704，所述接收器接收在所述通信信道上传输的已知基准符号序列。其后在块706，所述接收器通过由所述可靠性因数的当前值衰减的决策反馈信号实施决策反馈均衡。在此步骤期间，决策单元推定其输入处的符号的估值。所述决策反馈信号是基于所述符号估值产生的。其后在块708，所述控制电路将决策反馈符号估值与所接收的所述已知基准符号相比较，因此确定所述反馈符号决策的准确度。进行到块710，所述控制电路基于所述反馈符号决策的准确度更新所述可靠性因数。在块712，所述控制电路确定所述因数的增量是否小于预定阈值或是否已达到最大迭代数量。如果答案是否定的，则所述方法返回到块706并开始另一个迭代。否则，其后在块714，在所述可靠性因数被设定在其当前值的情况下所述接收器滤波并解码数据。

图8显示图解在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的再一个方法的流程图。在所述实例性实施例中，采用一种迭代方法，其中缓慢地从0到预定最大值增加所述可靠性因数。在所述迭代结束之后，所述可靠性因数被设定为在估值所接收已知符号序列中产生最小数量的误差的值。所述方法开始于块802，其中所述控制电路将所述可靠性因数α设定为零。移到块804，所述接收器接收在所述通信信道上传输的已知基准符号序列。其后在块806，所述接收器用通过所述可靠性因数的当前值衰减决策反馈信号实施决策反馈均衡。在此步骤期间，决策单元推定其输入处的符号的估值。所述决策反馈信号是基于所述符号估值产生的。其后在块808，所述控制电路用小值(例如，0.1)增加所述可靠性因数α。进行到块810，所述控制电路确定是否已达到或超过预定最大值。此值通常是1，但可小于1。如果答案是否定的，则所述方法返回到块806并开始另一个迭代。否则，其后在块812，所述控制电路将所述可靠性因数设定为零与预定最大值之间的值以使所选择值在推定反馈符号估值中产生最小数量的误差。通过将决策反馈符号估值与所接收的已知基准符号相比较而确定是否存在误差。移到块814，所接收器通过馈送对应于已确定的可靠性因数的软符号而滤波并解码数据。

图9显示图解在图1的实例性系统100中在线性均衡与DFE均衡之间进行软切换的另一个实例性方法的流程图。在此实施例中，如果已通过CRC校验，则基于从所解码数据再生的所接收符号周期性地更新可靠性因数α。方法900开始于块902，其中所述控制电路将可靠性因数α设定为初始值(例如，零)。移到块904，所述接收器接收在所述通信信道传输的数据符号序列。其后在块906，所述接收器用通过所述可靠性因数的当前值衰减的决策反馈信号实施决策反馈均衡。在此步骤期间，决策单元推定其输入处的符号的估值。所述决策反馈信号是基于所述符号估值产生的。进行到块908，所述软符号被馈送到所述解码器。然后，顺序地实施数据解码即CRC校验。其后在块910，如果已通过CRC校验，则所述控制电路比较决策反馈符号估值与从所解码数据再生的所接收符号以确定所述反馈符号决策的准确度。其后在块912，所述控制电路基于所述反馈符号决策的准确度更新所述可靠性因数。

所属技术领域的技术人员应了解，可使用各种不同技术及技法中的任一者来表示信息及信号。举例而言，整个上述说明中可能提到的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子、或其任一组合来表示。

所属技术领域的技术人员应进一步了解，结合本文所揭示实施例而阐述的各种例示性逻辑块、模块、电路、及算法步骤可构建为电子硬件、计算机软件、或二者的组合。为清晰地显示硬件与软件的互换性，上文通常是基于其功能性来说明各种说明性组件、块、模块、电路、及步骤。此种功能性实作为硬件还是软件取决于特定应用及施加于整个系统的设计制约条件。所属技术领域的技术人员皆可针对每一特定应用以不同方式实施所述功能性，但不应将此等实施决定解释为导致背离本发明的范畴。

与本文所揭示实施例关联阐释的各图逻辑块、模块及电路均可由下列装置构建或实施：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、场可编程栅极阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散栅极或晶体管逻辑电路、离散硬件组件、或其设计用于实施上文所示诸功能的任何组合。通用处理器可以是微处理器，但另一个选择为，处理器还可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可以构建为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或多个微处理器与DSP核心的联合，或任何其它此类配置。

结合本文所揭示实施例所述的方法或算法的各个步骤可被互换，而不背离本发明的范畴。可直接地以硬件、由处理器执行的软件模块或两者的组合来实现所述步骤。软件模组可驻留于RAM存储器、闪速存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可装卸磁盘、CD-ROM、或此项技术中已知的任何其他形式的存储媒介中。实例性存储媒介耦接到所述处理器，以使所述处理器可自所述存储媒介读取信息及向所述存储媒体写入信息，另一个选择为，所述存储媒介可被整合于所述处理器。所述处理器及存储媒介可驻留于ASIC中。所述ASIC则可驻留于用户终端中。另一选择为，所述处理器及存储媒介可作为分立组件驻留于用户终端中。

提供上文对所揭示实施例的说明旨在使所属技术领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属技术领域的技术人员将易于得出所述实施例的各种修改，且本文所界定的一般原理还可适用于其它实施例，此并未背离本发明的精神或范畴。因此，本文并不希望将本发明限定于本文所示的实施例，而是赋予其与本文所揭示原理及新颖特征相一致的最宽广范畴。

Claims (35)

1.一种经配置以处理包含在信道上传输的符号序列的信号的装置，所述装置包括：

第一滤波电路，其具有接收所述信号的输入；及

反馈环路，其包括减法器、决策单元及第二滤波器，其中所述减法器经连接以从所述第一滤波器的输出中减去所述第二滤波器的输出，其中所述决策单元具有连接到所述减法器的输出的输入及连接到所述第二滤波器的输入的输出，且其中所述第二滤波器具有通过包含决策可靠性度量的标量值加权的系数。

2.如权利要求1所述的装置，其进一步包括产生所述标量值的值的电路。

3.如权利要求2所述的装置，其中所述传输的符号序列包含至少一个已知符号序列，且所述标量值的所述值是至少部分地基于所述已知符号序列的所述决策结果的准确度而产生的。

4.如权利要求2所述的装置，其中所述电路经配置以对所述决策单元的输出处产生的先前符号序列与来自解码器的再生符号序列进行比较。

5.一种经配置以处理包含在信道上传输的符号序列的信号的装置，所述装置包括：

第一滤波器，其具有接收所述信号的输入；

延迟单元，其具有耦合到所述第一滤波器的输出的输入；

第二滤波器，其具有耦合到所述延迟单元的输出的输入；

加法器，其经连接以对所述第一滤波器的输出及所述第二滤波器的输出进行求和；及

决策反馈环路，其包括减法器、决策单元及具有与所述第二滤波器大致相同的滤波器系数的第三滤波器，其中所述减法器经连接以从所述加法器的输出中减去所述第三滤波器的输出，且所述决策单元具有连接到所述减法器的输出的输入及连接到所述第三滤波器的输入的输出。

6.如权利要求5所述的装置，其中所述第二及第三滤波器的输出由从0到1的大致相等的标量值加权。

7.如权利要求5所述的装置，其中所述第二及第三滤波器的输出由通过预定义映射关系而彼此相关的标量值加权。

8.如权利要求6所述的装置，其中所述标量值表示所述决策反馈输入信号的可靠性因数。

9.如权利要求7所述的装置，其中所述标量值表示所述决策反馈输入信号的可靠性因数。

10.如权利要求6所述的装置，其中所述第一滤波器包含线性均衡器。

11.如权利要求6所述的装置，其中所述第一滤波器包含线性MMSE均衡器。

12.如权利要求6所述的装置，其中所述第一滤波器包含线性ZF均衡器。

13.如权利要求9所述的装置，其进一步包括产生所述可靠性因数的值的电路。

14.如权利要求13所述的装置，其中所述传输的符号序列包含至少一个已知符号序列，且所述可靠性因数的所述值是至少部分地基于所述已知符号序列产生的。

15.如权利要求13所述的装置，其中所述电路通过对所述决策单元的输出处的先前符号序列与来自解码器的再生符号序列进行比较来为所述可靠性因数产生值。

16.如权利要求6所述的装置，其中所述传输的符号序列包含至少一个已知符号序列，且所述第一滤波器系数是至少部分地通过使用所述已知符号序列来选择的。

17.如权利要求16所述的装置，其中所述传输的符号序列包含第二已知符号序列，且所述第二及第三滤波器的所述滤波器系数是使用所述第一滤波器的输出符号序列与所述第二已知符号序列之间的差设定的。

18.一种处理所接收信号的方法，所述方法包括在线性均衡与决策反馈均衡之间进行软切换。

19.如权利要求18所述的方法，其中所述软切换包含改变具有从0到1的值的可靠性因数以控制将决策反馈信号用于均衡的程度。

20.如权利要求18所述的方法，其中软切换包含：

通过将可靠性因数设定为0而仅实施线性均衡；

推定所述经均衡符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者；

增加所述可靠性因数；

使用来自先前推定的所述符号估值实施所述决策反馈均衡；

重复推定、增加及实施决策反馈均衡的步骤直至所述因数不小于预定最大值；且

其中所述具有从0到1的值的可靠性因数控制将决策反馈信号用于均衡的程度，其中在将所述可靠性因数设定为0及1的情况下分别不使用反馈及使用全反馈。

21.如权利要求18所述的方法，其中软切换包含：

通过将可靠性因数设定为0而仅实施线性均衡；

推定所述经均衡符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者；

更新所述可靠性因数；

使用来自先前推定的所述符号估值实施所述决策反馈均衡；

重复推定、更新及实施决策反馈均衡的步骤直至所述因数的增量小于预定阈值或已达到最大迭代数量；且

其中所述具有从0到1的值的可靠性因数控制将决策反馈信号用于均衡的程度，其中在将所述可靠性因数设定为0及1的情况下分别不使用反馈及使用全反馈。

22.如权利要求21所述的方法，其进一步包括实施解码，其中所述更新包含对先前符号估值与来自解码的再生符号序列进行比较。

23.如权利要求21所述的方法，其中所述接收的信号是在信道上传输的包括至少一个已知符号序列的符号序列，且其中所述更新是至少部分地基于所述已知符号序列。

24.如权利要求18所述的方法，其中软切换包含：

通过将可靠性因数设定为0而仅实施线性均衡；

推定所述经均衡符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者；

使用来自先前决策的所述符号估值实施所述决策反馈均衡；

实施解码及CRC校验；

如果通过CRC校验，则更新所述可靠性因数；

重复推定、实施决策反馈均衡、实施解码及CRC校验及更新的步骤以处理所传输的符号序列；且

其中所述具有从0到1的值的可靠性因数控制将决策反馈信号用于均衡的程度，其中在将所述可靠性因数设定为0及1的情况下分别不应用反馈及应用全反馈。

25.如权利要求24所述的方法，其中所述更新包含对先前符号估值与来自解码的再生符号序列进行比较。

26.一种处理所接收信号的方法，所述方法包括：

接收信号；

用第一滤波器滤波所述信号；

用第二滤波器滤波所述第一滤波器的输出；

将所述第一滤波器的输出添加到所述第二滤波器的输出；

从所述添加步骤的结果中减去决策反馈信号以提供用于决策的信号；

推定所述减去步骤的结果符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者；及

用具有与所述第二滤波器大致相同的滤波器系数的第三滤波器对一序列的所述符号估值进行滤波以提供所述决策反馈信号。

27.一种用于处理所接收信号的装置，所述装置包括：

用于接收所述信号的装置；及

用于在线性均衡与决策反馈均衡之间进行软切换的装置。

28.如权利要求27所述的装置，其中所述用于软切换的装置包含用于改变具有从0到1的值的可靠性因数以控制将决策反馈信号用于均衡的程度的装置。

29.如权利要求27所述的装置，其中所述用于软切换的装置包含：

用于通过将可靠性因数设定为0而仅实施线性均衡的装置；

用于推定所述经均衡符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者的装置；

用于增加所述可靠性因数的装置；

用于使用来自先前推定的所述符号估值实施所述决策反馈均衡的装置；且

其中所述具有从0到1的值的可靠性因数控制将决策反馈信号用于均衡的程度，其中在将所述可靠性因数设定为0及1的情况下分别不使用反馈及使用全反馈。

30.如权利要求27所述的装置，其中所述用于软切换的装置包含：

用于通过将可靠性因数设定为0而仅实施线性均衡的装置；

用于推定所述经均衡符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者的装置；

用于更新所述可靠性因数的装置；及

用于使用来自先前推定的所述符号估值实施所述决策反馈均衡的装置，

其中所述具有从0到1的值的可靠性因数控制将决策反馈信号用于均衡的程度，其中在将所述可靠性因数设定为0及1的情况下分别不使用反馈及使用全反馈。

31.如权利要求30所述的装置，其进一步包括用于实施解码的装置，其中所述用于更新的装置包括用于对先前符号估值与来自解码的再生符号序列进行比较的装置。

32.如权利要求30所述的装置，其中所述接收的信号是在信道上传输的包括至少一个已知符号序列的符号序列，且其中所述更新是至少部分地基于所述已知符号序列。

33.如权利要求27所述的装置，其所述用于软切换的装置包含：

用于通过将可靠性因数设定为0而仅实施线性均衡的装置；

用于推定所述经均衡符号的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者的装置；

用于使用来自先前推定的符号估值实施所述决策反馈均衡的装置；

用于实施解码及CRC校验的装置；及

用于如果通过CRC校验则更新所述可靠性因数的装置；

其中所述具有从0到1的值的可靠性因数控制将决策反馈信号用于均衡的程度，其中在将所述可靠性因数设定为0及1的情况下分别不应用反馈及应用全反馈。

34.如权利要求33所述的装置，其中所述用于更新的装置包含用于对先前符号估值与来自解码的再生符号序列进行比较的装置。

35.一种经配置以处理所接收信号的装置，所述装置包括：

用于用第一滤波器滤波所述信号的装置；

用于用第二滤波器滤波所述第一滤波器的输出的装置；

用于将所述第一滤波器的输出添加到所述第二滤波器的输出的装置；

用于从添加的结果中减去决策反馈信号以提供用于推定的信号的装置；

用于推定减去的结果的估值以使所述估值是一组预定符号中的一者的装置；及

用于用具有与所述第二滤波器大致相同的滤波器系数的第三滤波器对一序列的所述符号估值进行滤波以提供所述决策反馈信号的装置。

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