CN121663448B - 基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，属于智能电网技术领域，包括以下步骤：S1、通过构建混合交错并联与三电平电路结合的双向DC/DC变流器拓扑，得到适配端口电压增益需求的网侧直流端口变流器拓扑结构；S2、通过分析功率传输特性与电流、电压纹波要求，预设网侧直流端口电路的关键参数，得到满足功率传输与纹波抑制要求的电路参数组；S3、通过建立变流器数学预测模型并构建代价函数，求解最优控制变量，得到网侧直流端口变流器的高动态响应控制策略。采用上述方法，解决了高速公路直流微电网网侧端口电压等级悬殊、传统供电方式动态响应能力不足，无法适配分布式能源与智能网联新型负载接入需求的问题。

Description

基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法

技术领域

本发明涉及智能电网技术领域，尤其涉及一种基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法。

背景技术

在全球能源消耗与碳排放激增且其累计装机容量已占全国总装机容量20%以上的背景下，智能网联道路系统的信息化需求扩张使得道路系统电能供给需求日益增加，而高速公路作为具备布设风、光等分布式发电系统天然禀赋的场景，采用可再生能源供电成为促进低碳交通与交能融合的重要路径，且直流供电系统因频率无冲突、孤岛模式无需同步、不存在无功功率控制问题等优势，较传统交流供电系统更受关注；同时，电能路由器作为能源互联网核心设备，能够为高速公路直流微电网中光伏板、储能电池、新型负载等提供多样化电气接口，实现源网荷储设备间能量高效调配，多个多端口电能路由器的布设还可提升供电弹性。

但当前存在显著技术缺陷：传统道路交通供电系统依赖市电，在高速公路等偏远、大跨度、负荷分散且不均衡的场景中，存在供电成本高、灵活性差的问题，且随着分布式能源与气象站传感器、激光雷达等新型负载的大量接入，传统市电供电方式难以满足高速公路高效、高灵活的供电要求，缺乏适配直流微电网特性的源网荷储高效集成与协调控制方案，无法实现能量的精准调度与供电稳定性的有效保障。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，解决上述技术问题。

为实现上述目的，本发明提供了基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，包括以下步骤：

S1、基于高速公路直流微电网的网侧高压母线与电能路由器内部低压母线的电压等级差异，通过构建混合交错并联与三电平电路结合的双向DC/DC变流器拓扑，得到适配端口电压增益需求的网侧直流端口变流器拓扑结构；

S2、基于步骤S1得到的网侧直流端口变流器拓扑结构，通过分析功率传输特性与电流、电压纹波要求，预设网侧直流端口电路的关键参数，得到满足功率传输与纹波抑制要求的电路参数组；

S3、基于步骤S2得到的电路参数组，通过建立变流器数学预测模型并构建代价函数，求解最优控制变量，得到网侧直流端口变流器的高动态响应控制策略。

优选的，还包括对上述方法进行实验验证的步骤S4，具体为：

基于步骤S34得到的高动态响应控制策略，通过分别采用PI控制与模型预测控制MPC对变流器不同功率流向模式下的开关器件动作进行控制，并对比两种控制策略的稳态性能与动态性能，以验证通过MPC控制能够得到平抑母线电压波动、实现源网荷储能量协同分配的分布式能源组网最优控制效果。

优选的，步骤S4的具体步骤包括：

S41、基于步骤S34得到的高动态响应控制策略，通过明确稳态性能与动态性能的核心对比参数，得到PI控制与MPC控制的性能评价指标体系；

S42、变流器的不同功率流向模式包括升压模式、降压模式和潮流反转模式，通过PI控制与MPC控制的性能对比确定最优控制方式，具体包括：

升压模式：基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的高动态响应控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器升压模式下开关器件的导通与关断时序，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在升压模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与代价函数优化机制，调控变流器升压模式下开关器件的动作，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在升压模式下的性能数据；

降压模式：基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器降压模式下开关器件的导通占空比，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在降压模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与滚动优化机制，调控变流器降压模式下开关器件的动作，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在降压模式下的性能数据；

潮流反转模式：基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器潮流反转模式下开关器件的控制信号，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在潮流反转模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与状态预判机制，调控变流器潮流反转模式下开关器件的动作时序，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在潮流反转模式下的性能数据；

S43、基于步骤S42得到的各模式下两种控制策略的性能数据，通过对稳态性能参数与动态性能参数进行逐一对比分析，验证MPC控制在平抑母线电压波动、实现源网荷储能量协同分配方面的最优控制效果。

因此，本发明采用上述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，具有的有益效果为：

1、本发明通过构建由交错并联双向Buck-Boost电路与T型三电平电路串联、内部桥臂接入高频变压器的新型拓扑，有效适配了高速公路直流微电网网侧高压母线与电能路由器内部低压母线的电压等级差异；并通过借助两电路串联提升电压增益比，通过分压显著降低开关器件的电压应力，同时依托特定的开关器件驱动逻辑与8个独立工作模态的有序切换，实现了所有开关器件的零电压开通，大幅减少开关损耗，为变流器高效、安全运行提供了可靠的拓扑基础，有力支撑了源网荷储一体化运行的电压转换需求。

2、基于变流器拓扑的功率传输特性与电流、电压纹波抑制要求，针对性设计等效漏感、耦合电感、高压侧箝位电容、开关频率及变压器变比等关键参数，通过功率传输表达式确定等效漏感以满足额定功率需求，依据电流纹波公式设定耦合电感及耦合系数以降低支路电流纹波，按电压纹波控制目标计算电容参数以稳定电压输出，以确保变流器在满足高速公路直流微电网功率传输需求的同时，有效抑制电流、电压纹波，降低电路损耗，为后续控制策略的精准实施提供了稳定、适配的硬件参数支撑，保障了系统整体运行的稳定性与可靠性。

3、通过建立线性化的变流器数学预测模型，以输出电压与参考电压偏差最小化为目标构建代价函数，采用遍历法求解最优相移量，整合模型预测-代价评估-最优决策的闭环逻辑形成高动态响应控制策略，该策略无需依赖积分器，相比传统PI控制能够提前预判电压、电流变化趋势，精准调控变流器功率流向，有效提升了变流器的动态响应速度，同时确保电能路由器内部直流母线电压稳定与内部功率平衡，为平抑母线电压波动、提升系统对负载变化及能源波动的适应能力提供了核心控制支撑。

4、通过明确电压稳态误差、电压纹波、恢复时间、超调量等核心评价参数，在升压、降压、潮流反转三种功率流向模式下分别对PI控制与MPC控制的性能进行对比验证，全面覆盖了分布式能源组网中不同能量传输场景，不仅清晰呈现了MPC控制在稳态精度与动态响应速度上的显著优势，更通过多模式场景的全面验证，确保了MPC控制在能量流向灵活变化的复杂工况下，仍能稳定实现平抑母线电压波动、源网荷储能量协同分配的效果，为分布式能源组网提供了最优控制方案，有效提升了高速公路供电系统的韧性、灵活性与低碳运行水平。

附图说明

图1为本发明提供的高速公路直流微电网中常用的多端口电能路由器拓扑结构图。

图2为本发明提供的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法的流程图。

图3为本发明提供的新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器的拓扑结构图。

图4为本发明提供的网侧端口变流器工作模态图。

图5为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图6为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图7为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图8为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图9为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图10为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图11为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图12为本发明提供的时网侧端口变流器的模态图。

图13为本发明提供的网侧端口变流器控制框图。

图14为本发明提供的升压模式下，采用PI控制的输入输出电压电流波形图。

图15为本发明提供的升压模式下，采用MPC控制的输入输出电压电流波形图。

图16为本发明提供的升压模式下，采用PI控制和MPC控制的稳态性能和动态性能对比条形图。

图17为本发明提供的降压模式下，采用PI控制的输入输出电压电流波形图。

图18为本发明提供的降压模式下，采用MPC控制的输入输出电压电流波形图。

图19为本发明提供的降压模式下，采用PI控制和MPC控制的稳态性能和动态性能对比条形图。

图20为本发明提供的潮流反转模式下，采用PI控制的输入输出电压电流波形图。

图21为本发明提供的潮流反转模式下，采用PI控制的输入输出电压电流波形图。

图22为本发明提供的潮流反转模式下，采用MPC控制的输入输出电压电流波形图。

图23为本发明提供的潮流反转模式下，采用MPC控制的输入输出电压电流波形图。

图24为本发明提供的潮流反转模式下，采用PI控制和MPC控制的稳态性能和动态性能对比条形图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的实施方式作详细说明。

现有技术中传统道路交通供电系统过度依赖市电，参见图1所示，在高速公路等偏远、大跨度、负荷分散且分布不均衡的场景中，存在供电成本高、灵活性差的先天不足；同时，面对分布式能源的规模化接入与气象站传感器、激光雷达等新型负载的大量应用，传统供电方式难以匹配高速公路直流微电网的运行特性，无法满足高效、高灵活的供电需求，且缺乏适配该场景的源网荷储高效集成与协调控制方案，导致能量调度精准度不足，难以保障供电稳定性，无法支撑低碳交通与交能融合的发展需求。

基于上述分析设计本发明，参见附图2-24，基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，参见图2所示，包括以下步骤：

S1、基于高速公路直流微电网的网侧高压母线与电能路由器内部低压母线的电压等级差异，通过构建混合交错并联与三电平电路结合的双向DC/DC变流器拓扑，得到适配端口电压增益需求的网侧直流端口变流器拓扑结构；

混合交错并联与三电平电路结合的双向DC/DC变流器拓扑为新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器，参见图3所示，具体通过以下方式构建：

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器由交错并联双向Buck-Boost电路和T型三电平电路组成，在内部桥臂上接入高频变压器，交错并联双向Buck-Boost电路与T型三电平电路的输出串联以提高电压增益比；交错并联双向Buck-Boost电路中设置有两个自感相等的反向耦合电感和，T型三电平电路中设置有高压侧箝位电容、、，高频变压器包括漏感和副边等效励磁电感，通过两电路串联提升电压增益，通过分压降低开关器件电压应力。

其中，为接入交错并联双向Buck-Boost电路与T型三电平电路的串联分压节点，主要用于平衡两串联电路的电压差，避免单电路电压过载；、均接入T型三电平电路的不同桥臂，如Cd对应Q2d所在桥臂、Cu对应Q1u所在桥臂，配合T型三电平电路的开关动作，如Q1u、Q2d的零电压开通，实现电压的精细调节与纹波抑制；

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器的工作模式根据并网运行时的功率流向确定，其中，当新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器处于并网吸收功率工况时，其工作于Buck模式；当新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器处于并网释放功率工况时，其工作于Boost模式；

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器的开关器件驱动逻辑设置为：由开关管与组成超前桥臂，开关管与组成滞后桥臂，超前桥臂中的驱动信号滞后于滞后桥臂中的驱动信号180°，且同一桥臂内两个开关管的驱动信号互为互补；开关管与的驱动信号满足的驱动信号滞后于的驱动信号180°，同时与的驱动信号互为互补，与的驱动信号互为互补；

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器在Buck模式和Boost模式这两种工况模式下，均包含8个独立工作模态，各工作模态通过对应开关器件的有序关断与开通，实现电流在相关电容、电感及开关器件漏源电容之间的充放电过程，最终达成所有开关器件的零电压开通，有效降低开关损耗。

具体的，以Boost模式为例，参见图3~12所示，工作模态包括：

工作模态a：关断。和的电流之和给的漏源电容放电并对漏源电容充电，直到的漏源电容彻底放电，漏源电压降至零，的体二极管导通，等待驱动信号到来；

工作模态b：的开通信号到来，实现零电压开通；

工作模态c：关断，和的电流之差给的漏源电容放电并对漏源电容充电，直到的漏源电容彻底放电，漏源电压降至零，的体二极管导通，等待驱动信号到来；

工作模态d：的开通信号到来，实现零电压开通；

工作模态e：关断，和的电流之差给的漏源电容放电并对漏源电容充电，直到的漏源电容彻底放电，漏源电压降至零，的体二极管导通，等待驱动信号到来；

工作模态f：的开通信号到来，实现零电压开通；

工作模态g：关断，和的电流之和给的漏源电容放电并对漏源电容充电，直到的漏源电容彻底放电，漏源电压降至零，的体二极管导通，等待驱动信号到来；

工作模态h：的开通信号到来，实现零电压开通。

在时，由公式，结合时间-相位转换关系，推导得相位域的漏感电流变化关系公式，；

由于变流器每个工作模态，对应内的子区间，漏感两端的电压由当前模态的母线电压、箝位电容电压组合决定，因此每个子区间内漏感电流呈线性变化，则对应的电感电流的表达式依次为：

；

；

；

；

其中，为电感电流；为相位角；

基于对称性，使上述公式分别联立公式，解得：

；

；

；

；

其中，为相角差。

S2、基于步骤S1得到的网侧直流端口变流器拓扑结构，通过分析功率传输特性与电流、电压纹波要求，预设网侧直流端口电路的关键参数，得到满足功率传输与纹波抑制要求的电路参数组；

网侧直流端口变流器拓扑结构的电压增益公式为：

；

其中，为变流器电压增益；为电能路由器内部直流母线电压；为箝位电容电压；为直流微电网中压直流母线电压；为箝位电容电压；为开关管、的占空比，且，为高频变压器变比；

基于具有上述电压增益公式的网侧直流端口变流器拓扑结构，以使开关器件的电压应力由交错并联双向Buck-Boost电路和T型三电平电路分压承担，进而实现高升降压比的电压转换。

步骤S2中的网侧直流端口电路的关键参数包括等效漏感、耦合电感和、耦合系数、高压侧钳位电容、、、开关频率以及内置变压器变比，其中：

等效漏感依据变流器的功率传输表达式，变流器的最大传输功率与基准功率成正比、与高频变压器等效漏感成反比，在额定传输功率为2kW的条件下，选取的额定值为8μH，以使最大传输功率满足高速公路直流微电网供电需求；

功率传输表达式为：

；

；

其中，为网侧直流端口变流器的传输功率；为变流器对应的基准功率；为变流器中高频变压器初级侧与次级侧电压之间的相角差；

耦合电感和依据电流纹波公式，当时，将电流纹波率限制在预设的阈值10%以内，基于电流纹波公式确定反向耦合电感和的自感值为600μH，且和互为耦合电感，预设耦合系数数值为0.5，以进一步降低支路电流纹波；

电流纹波公式为：

；

其中，为低压侧的电流纹波；为低压侧的电压；为变流器开关管的开关周期；

当高压侧电压为预设高压值1500V时，高压侧箝位电容与的稳态电压为对应第一稳态电压设计值，为517V，箝位电容的稳态电压为第二稳态电压设计值，为465V；电容纹波电压按平均电压的预设比例2%设计，依据电容值计算公式，结合纹波频率、输出功率、滤波电容电压最大值及电压纹波大小，确定箝位电容为300μF、及均为80μF；

电容值计算公式为：

；

其中，为纹波频率；为滤波电容电压的最大值；为电压纹波大小。

S3、基于步骤S2得到的电路参数组，通过建立变流器数学预测模型并构建代价函数，求解最优控制变量，得到网侧直流端口变流器的高动态响应控制策略；

参见图13所示，为网侧直流端口变流器的模型预测控制执行流程：以直流微电网中压直流母线的参考电压与实际电压的偏差为输入，结合预测模型输出的状态预测结果，通过代价函数求解得到最优相移量；同时，利用该实际母线电压与电能路由器内部母线电压，经电压匹配计算得到开关管占空比；最终，这两个控制参数被输入脉冲宽度调制模块，由该模块将参数转化为开关器件的驱动信号，实现对变流器开关动作的精准调控。整个流程是方案中高动态响应控制策略的硬件执行链路，保障了变流器的电压转换与功率传输稳定性。

步骤S3中的具体步骤包括：

S31、基于步骤S2的电路参数，构建线性化的网侧端口变流器预测模型，并进行线性化，得到公式为：

；

其中，为直流微电网中压直流母线电压；为开关管的开关周期；为高压侧电流；

S32、基于步骤S31的输出电压的预测模型，得到代价函数，公式为：

；

其中，为代价函数；为直流微电网中压直流母线电压输出参考电压；

S33、将相移量划分为预设数量的分段，通过遍历法将各分段代入代价函数公式中，选取使取得最小值的作为最优相移量，以实现对网侧端口变流器功率流向的控制，维持电能路由器直流母线电压稳定和内部功率平衡；

S34、基于步骤S31的数学预测模型、S32的代价函数及S33的最优相移量，通过整合模型预测-代价评估-最优决策的闭环逻辑，得到能够实时调节变流器功率流向、维持母线电压稳定的网侧直流端口变流器高动态响应控制策略。

S4、基于步骤S3得到的高动态响应控制策略，通过分别采用PI控制与模型预测控制MPC对变流器不同功率流向模式下的开关器件动作进行控制，并对比两种控制策略的稳态性能与动态性能，以验证通过MPC控制能够得到平抑母线电压波动、实现源网荷储能量协同分配的分布式能源组网最优控制效果。

具体的，选用作为开关器件，适配高频开关需求；采用快速控制原型系统作为主控制器，负责控制策略的运行与驱动信号生成；部署ITECH-M3900D双向直流电源模拟直流微电网中压直流母线与电能路由器内部直流母线的电压环境，配置示波器用于采集电压、电流波形数据，接入24V辅助电源为控制模块供电，搭建上位机用于数据记录与分析，形成完整实验平台。

实验参数如表1所示：

表1实验参数

步骤S4的具体步骤包括：

S41、基于步骤S34得到的高动态响应控制策略，通过明确稳态性能与动态性能的核心对比参数，得到PI控制与MPC控制的性能评价指标体系；

稳态性能对比参数包括电压稳态误差、电压纹波，动态性能对比参数包括负载变化及模式切换时的恢复时间、超调量；

S42、变流器的不同功率流向模式包括升压模式、降压模式和潮流反转模式，通过PI控制与MPC控制的性能对比确定最优控制方式，具体包括：

升压模式：参见图14~15所示，基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的高动态响应控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器升压模式下开关器件的导通与关断时序，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在升压模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与代价函数优化机制，调控变流器升压模式下开关器件的动作，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在升压模式下的性能数据；

降压模式：参见图17~18所示，基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器降压模式下开关器件的导通占空比，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在降压模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与滚动优化机制，调控变流器降压模式下开关器件的动作，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在降压模式下的性能数据；

潮流反转模式：参见图20~23所示，基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器潮流反转模式下开关器件的控制信号，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在潮流反转模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与状态预判机制，调控变流器潮流反转模式下开关器件的动作时序，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在潮流反转模式下的性能数据；

S43、基于步骤S42得到的各模式下两种控制策略的性能数据，通过对稳态性能参数与动态性能参数进行逐一对比分析，验证MPC控制在平抑母线电压波动、实现源网荷储能量协同分配方面的最优控制效果；

具体的，在升压模式下，参见图16所示，负载突增/减时，相比于PI控制，MPC控制的稳态误差更小，恢复时间仅为5ms和6ms，证明其能够有效降低母线电压的波动，并且大幅减少了恢复时间。验证了网侧端口变流器使用MPC控制策略在升压模式下能平抑电能路由器母线电压波动并提高变流器动态响应能力；

在降压模式下，负载突增/减时，参见图19所示，相比于PI控制，MPC控制的稳态误差更小，恢复时间仅为12ms和2ms，证明其能够有效降低母线电压的波动，并且大幅减少了恢复时间。验证了网侧端口变流器使用MPC控制策略在降压模式下能平抑电能路由器母线电压波动并提高变流器动态响应能力；

在潮流反转模式下，参见图24所示，负载突增/减时，相比于PI控制，MPC控制的稳态误差更小，恢复时间仅为16ms和22ms，证明其能够有效降低母线电压的波动，并且大幅减少了恢复时间。验证了网侧端口变流器使用MPC控制策略在潮流反转模式下能平抑电能路由器母线电压波动并提高变流器动态响应能力。

综上，网侧端口变流器实验验证了基于MPC的网侧变流器控制方案，能够在不同模态下，平抑电能路由器母线电压波动并提高变流器动态性能。

本发明依据网侧端口特性设计高升降压比的新型混合交错并联双向Buck-Boost变换器，并针对该变换器配套研发基于模型预测控制的高动态响应控制方案，实验结果证实，此控制方案可显著平抑电能路由器母线电压波动、提升变流器动态响应能力，因此，本发明实现了高速公路直流微电网源网荷储一体化运行，有效提升系统负荷调节能力，为构建高韧性、低能耗、低碳排的高速公路供电系统提供了切实可行的解决方案。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其进行限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而这些修改或者等同替换亦不能使修改后的技术方案脱离本发明技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1、基于高速公路直流微电网的网侧高压母线与电能路由器内部低压母线的电压等级差异，通过构建混合交错并联与三电平电路结合的双向DC/DC变流器拓扑，得到适配端口电压增益需求的网侧直流端口变流器拓扑结构；

S2、基于步骤S1得到的网侧直流端口变流器拓扑结构，通过分析功率传输特性与电流、电压纹波要求，预设网侧直流端口电路的关键参数，得到满足功率传输与纹波抑制要求的电路参数组；

S3、基于步骤S2得到的电路参数组，通过建立变流器数学预测模型并构建代价函数，求解最优控制变量，得到网侧直流端口变流器的高动态响应控制策略；

混合交错并联与三电平电路结合的双向DC/DC变流器拓扑为新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器，具体通过以下方式构建：

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器由交错并联双向Buck-Boost电路和T型三电平电路组成，在内部桥臂上接入高频变压器，交错并联双向Buck-Boost电路与T型三电平电路的输出串联以提高电压增益比；交错并联双向Buck-Boost电路中设置有两个自感相等的反向耦合电感和，T型三电平电路中设置有高压侧箝位电容、、，高频变压器包括漏感和副边等效励磁电感，通过两电路串联提升电压增益，通过分压降低开关器件电压应力；

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器的工作模式根据并网运行时的功率流向确定，其中，当新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器处于并网吸收功率工况时，其工作于Buck模式；当新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器处于并网释放功率工况时，其工作于Boost模式；

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器的开关器件驱动逻辑设置为：由开关管与组成超前桥臂，开关管与组成滞后桥臂，超前桥臂中的驱动信号滞后于滞后桥臂中的驱动信号180°，且同一桥臂内两个开关管的驱动信号互为互补；开关管与的驱动信号满足的驱动信号滞后于的驱动信号180°，同时与的驱动信号互为互补，与的驱动信号互为互补；

新型混合交错并联双向Buck-Boost变流器在Buck模式和Boost模式这两种工况模式下，均包含8个独立工作模态，各工作模态通过对应开关器件的有序关断与开通，实现电流在相关电容、电感及开关器件漏源电容之间的充放电过程，最终达成所有开关器件的零电压开通，有效降低开关损耗。

2.根据权利要求1所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：网侧直流端口变流器拓扑结构的电压增益公式为：

；

其中，为变流器电压增益；为电能路由器内部直流母线电压；为箝位电容电压；为直流微电网中压直流母线电压；为箝位电容电压；为开关管、的占空比，且，为高频变压器变比；

基于具有上述电压增益公式的网侧直流端口变流器拓扑结构，以使开关器件的电压应力由交错并联双向Buck-Boost电路和T型三电平电路分压承担，进而实现高升降压比的电压转换。

3.根据权利要求2所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：步骤S2中的网侧直流端口电路的关键参数包括等效漏感、耦合电感和、耦合系数、高压侧钳位电容、、、开关频率以及内置变压器变比。

4.根据权利要求3所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：等效漏感依据变流器的功率传输表达式，变流器的最大传输功率与基准功率成正比、与高频变压器等效漏感成反比，在额定传输功率条件下，选取的额定值，以使最大传输功率满足高速公路直流微电网供电需求；

功率传输表达式为：

；

；

其中，为网侧直流端口变流器的传输功率；为变流器对应的基准功率；为变流器中高频变压器初级侧与次级侧电压之间的相角差；

耦合电感和依据电流纹波公式，当时，将电流纹波率限制在预设的阈值以内，基于电流纹波公式确定反向耦合电感和的自感值，且和互为耦合电感，预设耦合系数数值，以进一步降低支路电流纹波；

电流纹波公式为：

；

其中，为低压侧的电流纹波；为低压侧的电压；为变流器开关管的开关周期；

当高压侧电压为预设高压值时，高压侧箝位电容与的稳态电压为对应第一稳态电压设计值，箝位电容的稳态电压为第二稳态电压设计值；电容纹波电压按平均电压的预设比例设计，依据电容值计算公式，结合纹波频率、输出功率、滤波电容电压最大值及电压纹波大小，确定箝位电容、及的设计值；

电容值计算公式为：

；

其中，为纹波频率；为滤波电容电压的最大值；为电压纹波大小。

5.根据权利要求4所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：步骤S3中的具体步骤包括：

S31、基于步骤S2的电路参数，构建线性化的网侧端口变流器预测模型，并进行线性化，得到公式为：

；

其中，为直流微电网中压直流母线电压；为开关管的开关周期；为高压侧电流；

S32、基于步骤S31的输出电压的预测模型，得到代价函数，公式为：

；

其中，为代价函数；为直流微电网中压直流母线电压输出参考电压；

S33、将相移量划分为预设数量的分段，通过遍历法将各分段代入代价函数公式中，选取使取得最小值的作为最优相移量，以实现对网侧端口变流器功率流向的控制，维持电能路由器直流母线电压稳定和内部功率平衡；

S34、基于步骤S31的数学预测模型、S32的代价函数及S33的最优相移量，通过整合模型预测-代价评估-最优决策的闭环逻辑，得到能够实时调节变流器功率流向、维持母线电压稳定的网侧直流端口变流器高动态响应控制策略。

6.根据权利要求5所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：还包括对上述方法进行实验验证的步骤S4，具体为：

基于步骤S34得到的高动态响应控制策略，通过分别采用PI控制与模型预测控制MPC对变流器不同功率流向模式下的开关器件动作进行控制，并对比两种控制策略的稳态性能与动态性能，以验证通过MPC控制能够得到平抑母线电压波动、实现源网荷储能量协同分配的分布式能源组网最优控制效果。

7.根据权利要求6所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：步骤S4的具体步骤包括：

S41、基于步骤S34得到的高动态响应控制策略，通过明确稳态性能与动态性能的核心对比参数，得到PI控制与MPC控制的性能评价指标体系；

S42、变流器的不同功率流向模式包括升压模式、降压模式和潮流反转模式，通过PI控制与MPC控制的性能对比确定最优控制方式，具体包括：

升压模式：基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的高动态响应控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器升压模式下开关器件的导通与关断时序，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在升压模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与代价函数优化机制，调控变流器升压模式下开关器件的动作，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在升压模式下的性能数据；

降压模式：基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器降压模式下开关器件的导通占空比，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在降压模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与滚动优化机制，调控变流器降压模式下开关器件的动作，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在降压模式下的性能数据；

潮流反转模式：基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S34的控制策略，通过PI控制的比例-积分调节逻辑，调控变流器潮流反转模式下开关器件的控制信号，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到PI控制在潮流反转模式下的性能数据；

基于步骤S41确定的性能评价指标体系及S33得到的最优相移量与控制逻辑，通过MPC控制的预测模型与状态预判机制，调控变流器潮流反转模式下开关器件的动作时序，记录该模式下稳态性能与动态性能的各项对比参数，得到MPC控制在潮流反转模式下的性能数据；

S43、基于步骤S42得到的各模式下两种控制策略的性能数据，通过对稳态性能参数与动态性能参数进行逐一对比分析，验证MPC控制在平抑母线电压波动、实现源网荷储能量协同分配方面的最优控制效果。

8.根据权利要求7所述的基于电能路由器的分布式能源组网高动态响应控制方法，其特征在于：步骤S41中的稳态性能对比参数包括电压稳态误差、电压纹波，动态性能对比参数包括负载变化及模式切换时的恢复时间、超调量。