CN1210629A - 远距离保护方法 - Google Patents

Abstract

一种在供电线路待监控区段检测短路的远距离保护方法,其中在短路情况下为获得触发信号,对由电流及电压构成的阻抗值作如下检验,即检验它是否位于一个给定触发特性曲线内。根据本发明使用相应于待检测区段相对小量度的第一触发特性曲线,及对首先求得的阻抗值根据第一触发特性曲线检验它是位于该触发特性曲线的内部还是外部;在阻抗值位于内部时将产生触发信号;否则转换到相应于待监控区段最大的触发特性曲线上。对首先求得的阻抗值其随后的阻抗值进行如下检验,即检验它们是否位于最大触发特性曲线的内部,并在需要时产生触发信号。在根据本发明的方法中可能使用多于两个的触发特性曲线,其中每个触发特性曲线本身大于直接在前使用的触发特性曲线但小于最大触发特性曲线。

Description

远距离保护方法

本发明涉及一种在一个供电线路的有待监控区段检测短路的远距离保护方法，其中在短路的情况下为获得触发信号对由电流及电压构成的阻抗值作如下检验，即检验它是否位于一个给定触发特性曲线内。

这样一种方法已由书籍“电力系统中的继电保护技术”博士工程师HeinzClemenz及Klaus Rothe著，VEB技术出版社，柏林1980年出版，第64至66页中公知。在该公知的方法中，对在短路情况下由电流及电压构成的阻抗值作如下检验：即检验它是否位于具有一个中心点的圆内，该中心点通过供电线路有待监控区段的起点来定义。该圆半径根据待监控区段的大小来确定。该方法在需要时以相对短的时间导致产生触发信号，但缺点是，圆形的触发特性曲线对一个电力供电线路情况的适配差；在圆半径选择不利的情况下，例如在待监控线路区段上对所有可能出现的短路故障进行检测的值选择不合适时，可能会使这样的阻抗值位于圆形触发特性曲线中，即这个阻抗值不是由于短路故障引起的，而是在一定负载情况下出现的。当与之相反地将圆半径选择得过小，以使得用该圆不会产生误触发时，则必须以一部分短路故障检测不到为代价。在该公知方法中，可达到相对高的触发速度，但仅是一部分可能出现的短路故障能被检测到。

另一种远距离保护方法由美国通用电气公司(AEG)的远距离保护装置PD 551的操作说明书第Ⅲ/29页以下已为公众所知。在该方法中使用了一个多角形触发特性曲线。对其阻抗值则根据它的电阻及电抗分量进行如下检验，即检验它是否位于该多角形内部。该方法对于可能形成一个触发信号需要相对长的时间，因为计算电阻及电抗分量所需的数据窗必须相对地大。另一方面该设有多角形的方法可以测量比设有圆形的方法更多部分的可能出现的短路故障。因为多角形特性曲线能更好地适应供电线路的情况。

本发明的目的在于，在一种远距离保护方法中检测在待监控线路区段所有可能出现的短路故障，并在需要时构成触发信号，并在其中构成触发信号所需的时间要比采用公知方法所需的时间缩短。

为了实现本发明目的，在本文前言所述类型的一种远距离保护方法中，-使用相应于供电导线待监控区段相对小量度的第一触发特性曲线，及对首先求得的阻抗值根据该第一触发特性曲线检验它是位于该触发特性曲线的内部还是外部；-在首先求得的阻抗值位于第一触发特性曲线内部的情况下，产生触发信号；-在首先求得的阻抗值位于该触发特性曲线外部的情况下，转换到相应于待监控区段最大的触发特性曲线上；及-检验在首先求得的阻抗值之后的阻抗值是否位于最大触发特性曲线内部，并在需要时产生触发信号。

使用相对小量度的触发特性曲线作为第一触发特性曲线首先导致对待监控区段相对局限的保护，因为不是所有在该区段出现的故障均能被检测出来。不过，可能约有80％的所出现的短路情况能在有利的短时间内被检测出来，因为由于构成阻抗值所允许的不精确度，仅需要使用较少数目的电流及电压测量值。对于所出现的故障不能用相对小量度的触发特性曲线检测的情况，将转换到最大触发特性曲线上，用它来检测所有在待监控区段可能出现的故障。因此根据本发明的方法保证了：出现的所有故障在优化的短时间中导致形成触发信号，而不会产生不希望有的误触发。

在该方法的一个有利的实施形式中，根据本发明设置了：-在首先求得的阻抗值位于第一触发特性曲线外部的情况下，转换到其量度大于第一触发特性曲线但小于最大触发特性曲线的第二触发特性曲线上；-对首先求得的阻抗值其随后的另一阻抗值进行检验，即检验它是位于该第二触发特性曲线内部还是外部；-在该另一阻抗值位于第二触发特性曲线内部的情况下，产生触发信号；-在该另一阻抗值位于第二触发特性曲线外部的情况下，转换到至少又一个触发特性曲线上，该曲线大于第二触发特性曲线但小于最大触发特性曲线；-对另一阻抗值随后的附加阻抗值进行检验，即检验它是否位于所述又一触发特性曲线的内部；-在该附加阻抗值位于所述又一触发特性曲线的内部的情况下，产生触发信号；及-在该附加阻抗值位于所述又一触发特性曲线的外部的情况下，转换到最大触发特性曲线。

在根据本发明的方法中从第一转换到第二触发特性曲线起到这样的作用，即在使用第二触发特性曲线的情况下，虽不能象在使用最大触发特性曲线那样，总是不能检测到所有出现的故障，但总能检测到更多的在用第一触发特性曲线时不能检测到的故障。由于上述理由可以有利地比当不使用第二触发特性曲线而立即使用最大触发特性曲线检测故障的情况更快地实现触发信号的形成，因为后者的求值需要相对大或最大的时间。相应地，在根据本发明的方法中这适用于从第二触发特性曲线转换到又一触发特性曲线。在根据本发明的方法中可以使用多于三个的触发特性曲线，其中每个触发特性曲线本身总比其直接在先使用的触发特性曲线大一些，但小于最大触发特性曲线。

根据本发明方法的另一有利改进方案：使用具有一个中心点的圆作为第一触发特性曲线，该中心点通过供电线路待监控区段的起始点来定义。使用圆的优点在于，利用圆能以最快的路径检测明显的故障，因为，为了相对于圆来检验阻抗，只要求解阻抗的一个分量、即它的幅值就足够了。

根据本发明在该方法的另一有利改进方案中：-使用对称且平行于电抗轴切割的具有一个中心点的圆作为第一触发特性曲线，该中心点通过供电线路待监控区段的起始点来定义，及-对首先求得的阻抗值进行如下检验，即根据它的幅值及它的电阻分量确定它是否位于该第一触发特性曲线的内部。

利用该第一触发特性曲线的形状，可能检测到比用圆形特性曲线少些的明显短路故障。相反地，对于切割圆形状的触发特性的阻抗求值需要更多的时间，因为这里要确定阻抗的两个分量。

根据本发明在本发明方法的又一有利改进方案中：-使用对称且平行于电抗轴切割的具有一个中心点的圆作为第二触发特性曲线，该中心点通过供电线路待监控区段的起始点来定义；及-对另一阻抗值进行如下检验，即根据它的幅值及它的电阻分量确定它是否位于该触发特性曲线的内部。

在使用实现最快故障检测的第一特性曲线以后将使用大一些的特性曲线。该较大的特性曲线可有利地但却在更长一些时间上检测到较多数目的故障。

在根据本发明的使用至少一个具有切割圆的触发特性曲线的方法的一个方案中，阻抗的电阻分量的获得是这样实现的：-在至少供电线路电网频率的半周期期间测量电流及电压的瞬时值；-由电流及电压的瞬时值计算功率的瞬时值，并通过积分求解与有效功率成正比的值；-将电流瞬时值平方，并求解电流瞬时值平方的积分；及-由与有功功率成正比的值及电流平方的积分值通过商运算产生阻抗的电阻分量。

这种获值方法的优点在于它的速度。该速度产生于相对很小数目的为获得电阻分量所需的电流及电压的瞬时值。

由相对较小数目的瞬时值也可以求得阻抗的幅值。

这可根据本发明以有利的方式这样地进行：-将各个导线电流及地电流的瞬时值以及每两个导线之间电压的瞬时值和每根导线与地之间电压的瞬时值数字化并分别在一数字滤波单元中被求值，该数字滤波单元由至少一个第一类型的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)及由至少一个第二类型的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)组成；-通过各个第一或第二类型的数字滤波器对瞬时值的求值如此引起一相移，即使得一方面由第一类型的数字滤波器、另一方面由第二类型的数字滤波器求值的瞬时值彼此成正交；及-借助由已求值的瞬时值对导线-导线回路及导线-地回路的电流幅值及电压幅值的实数和虚数分量的求解并通过商运算来产生阻抗值。

本发明的这种方法的优点在于为计算阻抗值所需的时间相对较短。

在实施本发明的远距离保护方法时比较有利的是，在原来的远距离测量前出于故障策略方面的考虑仅选择明确具有故障的导线-导线回路或导线-地回路，且之后根据第一或需要时第二触发特性曲线来检验它的阻抗值。例如当在其中作为电弧后果的电流变化时，这种回路不是明确地具有故障。对于这种不明确具有故障的回路仅在使用了第一或需要时第二触发特性曲线后才涉及其阻抗值的检验。在许多情况下，不明确故障的原因会消失、例如相对短时间的电弧，因此在较后的测量时不会导致触发信号的形成。

明确具有故障的回路的选择将在根据本发明的远距离保护方法的一个有利方案中这样地实现：-在根据第一触发特性曲线或必要时第二触发特性曲线检验阻抗值以前，在激励的情况下确定是否在一个三相供电线路中-一个导线-地回路或一个导线-导线回路被激励；或-一个导线-导线回路及同时在导线-导线回路中一个导线及地之间的回路被激励；或-所有的导线-导线回路被激励；或-所有的导线-导线回路及导线-地回路被激励；及-使用被确定回路的电流和电压的瞬时值来形成阻抗值。

在根据本发明的远距离保护方法的改进方案中，比较有利的是对于第二触发特性曲线随后的至少一个特性曲线使用多角形触发特性曲线。这里该多角形触发特性曲线具有其优点：它在其形状方面可以这样选择，以使得待检测区段出现的故障借助它能以相对高的选择性来检测。

此外有利的是，使用一个多角形触发特性曲线作为最大触发特性曲线。

在使用多角形触发特性曲线时必须使用阻抗的电阻分量及电抗分量来检验其阻抗值。该电抗分量可近似地由电感分量来代替。因此，较有利的作法是：-为了根据多角形触发特性曲线检验阻抗值，将电流及电压的瞬时值数字化并在一个数字滤波器装置中求值，该滤波器由两个第一类型(具有加权系数hi)的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)及一个第二类型(具有加权系数gi)的数字滤波器组成；-FIR滤波器的各个加权系数(hi,gi)自由地预先给出；-在求值时形成的误差借助一个校正系数(K_C)来校正，该校正系数作为第一和第二类型的FIR滤波器在额定频率(H(Ω₀),G(Ω₀))时的振幅特性的商来求得；及-由校正后求得的瞬时值求解阻抗的电阻分量及电感分量。

该远距离保护方法的改进方案的优点在于，可相对精确及快速地求得电阻值及电感值。

当在时间过程中可提供多个电流及电压的瞬时值时，求值的精确度能改善，这时加权系数的数目将增多。根据本发明这样来达到：-线性相位非递归数字滤波器各具有n+1个加权系数，其中n为一整数；及-在根据另外的多角形触发特性曲线检验阻抗值时，使用比在根据最大触发特性曲线检验阻抗值时较小值的n。

对根据本发明的方法以下将借助实施该方法一个装置的实施例及图1至图5来说明。

图1表示由三根导线组成的电力供电线路的一个待监控区段的概图及在该区段位置上实施本发明方法的装置；

图2表示所述远距离保护方法的时间过程；

图3表示所述触发特性曲线的一个阻抗复平面；

图4借助简化框图表示求解一个回路电流幅值平方的优先方式；

图5表示获得一个回路电压幅值平方的简化框图。

图1表示一个电力供电线路区段A的概图，该供电线路由三根导线1、2及3组成。在这些导线中流过交流电流I_L1(t)、I_L2(t)及I_L3(t)，它们在电流互感器1a、2a及3a中被变换为次级电流I_S1(t)、I_S2(t)及I_S3(t)。在每根导线1、2、3及地之间的交流电压U_L1-E(t)、U_L2-E(t)及U_L3-E(t)借助电压互感器1b、2b及3b检测并被交换成次级电压U_S1(t)、U_S2(t)及U_S3(t)。次级电流I_S1(t)、I_S2(t)及I_S3(t)和次级电压U_S1(t)、U_S2(t)及U_S3(t)在用于实施该远距离保护方法的装置(远距离保护装置)4中譬如以1ms的采样间隔被进行采样并被存储。次级电流I_SE(t)将视供电导线情况被采样及存储或计算。这样被采样及存储的次级电流及电压的瞬时值被用来求解阻抗值。

根据图2，在一个时间轴5上标有在被监测区段出现不正常后所经过的时间(ms)。对于求解相应故障有待计算的次级电流及相应次级电压，首先在一个譬如从t₀=0ms到t₁₀=10ms的时间间隔中(借助一测试线条5a来表示)被采样及被存储。从存储值求解出阻抗值|Z_S(t₁₀)|。对该值将这样地检验，即检验它是在第一触发曲线5b内部还是外部，该特性曲线表示为一个圆。对于首先求得的阻抗值|Z_S(t₁₀)|在触发曲线5b内的情况，将产生一个触发一功率开关B的触发信号。

如果首先求得的阻抗值|Z_S(t₁₀)|位于触发曲线5b的外部，则不向功率开关B输出任何触发信号。

通常对阻抗值的求解及检验不仅对一个导体回路的次级电流及电压来进行，而且也根据远程保护装置4的相应激励对通过短路构成的并由此被激励的其它导体回路的次级电流及电压来进行。

当首先求得的阻抗值全部位于触发曲线5b的外部时，将使用对称且平行于电抗轴X(参见图3)切割圆形的第二触发曲线6b。在譬如从t₂=2ms至t₁₂=12ms的另一时间间隔6a期间，采样及存储的一个故障回路的次级电流和电压被用来求解另一阻抗值Z_S(t₁₂)，它的特征为其幅值|Z_S(t₁₂)|和其电阻分量Z_SR(t₁₂)。对所述另一阻抗将这样检验，即它是在第一触发曲线6b的内部还是外部。在第一种情况(内部)下将产生一个触发信号，否则将不形成任何触发信号，而将转向另一触发特性曲线7b。

另一触发曲线7b是一个多角形。对于求解相应故障有待计算出的次级电流及相应次级电压将在附加的时间间隔7a(t₅=5ms至t₁₅=15ms)及在与时间间隔5a相对应的时间间隔7c(t₀=0ms至t₁₀=10ms)中被采样及被存储；被存储的值将用来求解附加的阻抗值Z_S(t₁₅)，该值的特征在于其电阻分量Z_SR(t₁₅)及其电感分量Z_SL(t₁₅)。对该附加阻抗值将检验它是位于另一触发曲线7b的内部还是外部。在作为例子描述的该方法中总共使用了8条触发曲线。在使用与监测区段相对应的一条最大触发曲线8b时，对于求解相应故障有待求出的次级电流及相应次级电压将在时间间隔8a(t₂₀=20ms至t₄₀=40ms)及8c(t₁₅=15ms至t₃₅=35ms)中被采样及存储。

图3表示在设有电阻轴R及电抗轴X的阻抗复平面中示出的触发曲线5b、6b、7b及8b，这些曲线用在作为例子描述的远距离保护方法中。这两个坐标轴的相交点代表供电导线有待监测区段A的起始点。最大触发曲线8b是具有电阻最大值(-R_B,+R_B)及电抗最大值(-X_B,+X_B)的矩形。相反地，第一触发曲线5b具有相对小的量值及半径为Z_K=0.8MIN(R_B,X_B)，其中MIN(R_B,X_B)提供R_B及X_B两个值中最小的值。作为第二触发曲线6b使用对称并平行于电抗轴X在点0.8R_B及0.8(-R_B)上切割的，具有半径Z_BK=0.8X_B的圆。触发曲线7b位于特征曲线6b和8b之间。此外，在该实施例中可使用未示出的附加多角形。这些附加的多角形中的每个大于多角形7b，而小于最大触发曲线8b。

在实施根据本发明的方法时，将使用触发曲线5b求解作为阻抗值的阻抗幅值|Z_S|。对于每个受激励的回路，该幅值由所属电压幅值 及所属电流幅值回路的平方来求得。

电流幅值的平方将根据图4所示线路框图来形成。作为例子，它表示在导线1和地构成的导线-地回路中的电流幅值_S1-SE的平方的形成。次级电流I_S1及I_SE的被采样瞬时值I_S1(t_i)和I_SE(t_i)分别在频率选择信号放大器9a及9b中被放大及标准化成I_S1,G(t_i)和I_SE,G(t_i)以及在频率选择信号放大器10a及10b中被放大及标准化成I_S1,F(t_i)和I_SE,F(t_i)。接着该被放大及被标准化的信号在第一类型(G)和第二类型(F)的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)11a及11b和12a及12b中被求值。该FIR滤波器11a、11b、12a及12b分别具有11个系数(对于11a及11b为g₀、g₁、…、g₁₀，对于12a及12b为f₀、f₁…、f₁₀)。

所求之值是被放大及标准化的信号值与FIR滤波器11a、11b、12a和12b的系数的离散褶积的结果。对于I_S1,G(t_i)在G滤波器11a的输出端得到下列值： ${\hat{I}}_{S1,\mathrm{re}}\left(t_n\right)=G^{*}{I}_{S1,G}\left(t_n\right)=\underset{K=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{g}_K\·I_{S1,G}\left(t_{n-K}\right)$ 及对于I_S1,F(t_i)在F滤波器12a的输出端得到下列值： ${\hat{I}}_{S1,\mathrm{im}}\left(t_n\right)=F^{*}{I}_{S1,F}\left(t_n\right)=\underset{K=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{f}_K\·I_{S1,F}\left(t_{n-K}\right)$ _S1,re(t_n)及_S1,im(t_n)是在时间点t_n上求得的导线1中电流幅值的实数分量及虚数分量。对FIR滤波器11a、11b、12a及12b的系数将这样的选择即求值的信号相对其相位是彼此正交的。

对于I_S1,G(t_i)及I_SE,F(t_i)，相应于I_S1,G(t_j)及I_S1,F(t_i)的情况同样适用，即在G滤波器11b的输出端上得到： ${\hat{I}}_{S1,\mathrm{re}}\left(t_n\right)=G^{*}{I}_{\mathrm{SE},G}\left(t_n\right)=\underset{K=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{g}_K\·I_{\mathrm{SF},G}\left(t_{n-K}\right)$ 及在F滤波器12b的输出端上得到： ${\hat{I}}_{\mathrm{SE},\mathrm{im}}\left(t_n\right)=F^{*}{I}_{\mathrm{SE},F}\left(t_n\right)=\underset{K=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{f}_K\·I_{\mathrm{SE},F}\left(t_{n-K}\right)$

接着该求值信号在差值形成组件13a及13b中根据以下规则构成回路电流幅值的实数及虚数分量：_S1-SE,re(t_n)=_S1,re(t_n)-Z_e·_SE,re(t_n)_S1-SE,im(t_n)=_S1,im(t_n)-Z_e·_SE,im(t_n).

根据对称分量理论(“三相交流电网中的短路电流、时间变化曲线及其值的计算”，Roeper,Richard著1984年第六版，第48页以下，西门子股份公司；柏林，慕尼黑发行)系数Ze考虑为零序阻抗与顺相序阻抗的比例。它根据下式来计算： $Z_e=\sqrt{\frac{(1+\frac{X_E}{X_L})\tan {\left({\mathrm{\φ}}_L\right)}^2+{(1+\frac{R_E}{R_L})}^2}{{\tan }^2\left({\mathrm{\φ}}_L\right)+1}}-1$

式中，参数X_E、X_L、R_E、R_L为零序系统(E)或顺相序系统(L)的电抗及电阻，及φ_L为顺相序阻抗与电阻轴之间的相位角。

接着在求和组件15中，根据平方组件14a和14b的输出信号的和值构成L1-E导线-地回路的电流幅值平方。

² _S1-SE(t_n)=² _S1-SE,re(t_n)+² _S1-SE,im(t_n).参数t_n作为求解电流幅值平方的时间点t_n。

作为计算电压幅值的例子，在图5中表示出一个计算导线1及地之间次级电压幅值平方的线路框图。其中被采样的次级电压U_S1的瞬时值U_S1(t_i)在频率选择信号放大器16和17中被放大及标准化。由它们产生出信号U_S1,H(t_i)，及U_S1,K(t_i)。在一个第一类型(H)及一个第二类型(K)的线性相位非递归数字滤波器(FIR-滤波器)18及19(各具有系数h₁,h₂…及K₁,K₂…)中被求值后，将得到导线1-地回路中的次级电压幅值的实数及虚线分量

_re(t_n)及 ${\hat{U}}_{S1,\mathrm{im}}\left(t_n\right)$ 滤波器18及19的系数数目可以小于滤波器11a、11b、12a及12b中系数的数目，以便对于故障时电压的求解有目的地达到该方法正常功能的降级。通过滤波器18和19得到求解的值： ${\hat{U}}_{S1,\mathrm{re}}\left(t_n\right)=H^{*}{U}_{S1,H}\left(t_n\right)$ 及 ${\hat{U}}_{S1,\mathrm{im}}\left(t_n\right)=K^{*}{U}_{S1,K}\left(t_n\right).$ 。

这些实数及虚数分量在平方组件20a及20b中均被进行平方，并再在加法组件21中相加以构成次级电压幅值平方： ${\widehat{U^2}}_{S1}\left(t_n\right)={\widehat{U^2}}_{S1,\mathrm{re}}\left(t_n\right)+{\widehat{U^2}}_{S1,\mathrm{im}}\left(t_n\right).$ 以下的表格包括回路有关电流及电压幅值的构成规则：

不言而喻，对该表格中所含的幅值始终在应求出阻抗值的时间点tn进行计算。

该表格在第一列中包含对其电流及电压幅值进行计算的回路。例如L1-E表示由导线1和地构成的一回路。

在第二列中是用于形成电流幅值的实数分量及虚数分量的规则。

在第三列中包含的是用于形成电压幅值的实数分量及虚数分量的规则。

现在可根据相关回路的电流及电压幅值的平方来构成每个回路的阻抗值的平方，并与相应于圆半径的倾复阻抗ZK的平方相比较。例如对于L1-E回路阻抗幅值的形成如下进行： $|Z_{L1-E}\left(t_n\right){|}^2=\frac{{\widehat{U^2}}_{S1}\left(t_n\right)}{{\widehat{U^2}}_{S1-\mathrm{SE}}\left(t_n\right)}$

对于阻抗幅值是否在圆内的检验，也可有利地不直接构成阻抗幅值而通过以下比较来实现：

在此情况下，回路中的电压幅值的平方被称为保持分量，回路中电流幅值的平方乘以倾复阻抗Z_K的平方值称为触发分量。

在使用对称及平行于电抗轴切割的圆的情况下，对阻抗幅值及阻抗的电阻分量将检验它是否位于触发曲线内部。

对于每个导线-导线回路及每个导线-地回路，如同使用圆的情况，可以由电流及电压幅值来求得阻抗幅值。从采样的次级电流及电压的瞬时值求解电流及电压幅值的过程类似于以上所述。

阻抗的电阻分量可以根据一个与有功功率成正比的值及采样电流瞬时值的平方来求得。

在这种求解方法中其出发点在于，通常以下列正弦函数来描写在时间t时的电压U(t)及电流I(t)： $I\left(t\right)=\sqrt{2}\·{\hat{I}}_{\sin }(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})$ $U\left(t\right)=\sqrt{2}\·{\hat{U}}_{\sin }\left(\mathrm{\ωt}\right)$ 式中和

是电流和电压的幅值，ω是电网的频率及φ是I(t)和U(t)之间的相位差。

由下式得到电流及电压的乘积： $I\left(t\right)\·U\left(t\right)=\sqrt{2}\·{\hat{I}}_{\sin }(\mathrm{\ωt}+t)\·\sqrt{2}\·{\hat{U}}_{\sin }\left(\mathrm{\ωt}\right)$ 。通过转换可得到： $I\left(t\right)\·U\left(t\right)=\hat{U}\hat{I}\cos \mathrm{\φ}-\hat{U}\hat{I}\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}).$ 该等式右边的项包括具有双倍电网频率2ω的余弦。这意味着，在乘积I(t)·U(t)通过相应于电网频率半周期的时间间隔T_2ω积分时，具有双倍电网频率的余弦值被积分成零。该积分得到： ${\∫}_{T2\mathrm{\ω}}U\left(t\right)\·I\left(t\right)d\left(t\right)=\frac{\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}}\hat{U}\hat{I}\cos \mathrm{\φ}$ 该积分提供了一个与有功功率成正比的值： $P=\hat{U}\hat{I}\cos \mathrm{\φ}.$ 另一方面该有功功率P可以用公知方式由下式计算：P=2ZR。式中Z_R是阻抗的电阻分量。在计算时需使用电流瞬时值的平方。为此，电流瞬时值平方在时间间隔T_2ω上的积分由下式计算： ${\∫}_{T2\mathrm{\ω}}{I}^2\left(t\right)\mathrm{dt}\widehat{{=2I}^2}{\∫}_{T2\mathrm{\ω}}{\sin }^2(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})\mathrm{dt}=\frac{\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}}\widehat{I^2}$ 接着，可由式(1)及(2)的值求得电阻分量ZR： $Z_R=\frac{{\∫}_{T2\mathrm{\ω}}U\left(t\right)\·I\left(t\right)\mathrm{dt}}{{\∫}_{T2\mathrm{\ω}}{I}^2\left(t\right)\mathrm{dt}}=\frac{\hat{U}\hat{I}\cos \mathrm{\φ}}{\widehat{I^2}}$

考虑到这些基本关系，在本发明的方法中首先求解与有功功率成正比的值，以下将借助于导线-地回路L1-E的例子来加以说明：

在该等式的左边是：在时间点t_n上与回路L1-E中的有功功率成正比的值。在其右边是；是时间t_n-K时采集的导线1和地之间的次级电压瞬时值与导线1中的次级电流瞬时值的乘积并通过K值累加的值。该累加值包括L1-E回路中在t_n-9及t_n之间采集的所有瞬时值并相应于当进行每半周期10个采样时，电网频率半周期上的积分。

接着对于同一回路L1-E，使在同样时间间隔t_n-9至t_n上存储的次级电流瞬时值进行平方并累加： ${I^2}_{\mathrm{\Σ},S1}\left(t_n\right)=\underset{K=0}{\overset{9}{\mathrm{\Σ}}}{I^2}_{S1}\left(t_{n-K}\right).$ 在该式左边的时间t_n仍然给出：在求解累加值时涉及在时间点t_n上求解电阻分量的值。回路阻抗的电阻分量由以下商式来计算：下面的表格包括构成与每个导线-导线或导线-地回路的有功功率成正比的值及次级电流平方总和的规则：在第一列中登入的内容为导线-导线回路或导线-地回路。在第二列中包含次级电流平方之和的构成规则，以及在第三列中包含与有功功率成正比的值的构成规则。

阻抗值，即阻抗幅值及阻抗的电阻分量也可有利地不被明确计算出，各设有如下所示的比较来检验它是否在切割的圆的内部：对于阻抗幅值，

及-对于电阻分量，

以上阻抗幅值的不等式也用于检验阻抗幅值是否位于一个圆内。在目前“切割圆”的情况下，Z_BK相当于切割圆的半径。

在第二个不等式中，其左边是对于相应回路作为保持分量的与有功功率成正比的值。右边的乘积是由倾覆电阻及电流幅值平方的总和构成的并作为触发分量。倾覆电阻相应于阻抗复平面中切割圆与电阻轴交点的正电阻值(0.8·R_B)。在导线-地回路的情况下，对该倾覆电阻必须用一个参数化校正系数如下地校正：

通过该校正将使一个预定的顺相序系统阻抗换算成一个回路阻抗。参数XE、X_L、R_E、R_L是零序系统(E)及顺相序系统(L)的系统固有电抗及电阻，而φL为顺相序阻抗及电阻轴之间的相位角。

不言而喻，为了确定阻抗值在切割圆的内部，这两个不等式均必须被满足。

在这里作为例子描述的远距离保护方法中，可以设置一个激励单元，其中当-仅一个回路被激励，或-一个导线-导线回路及同时一个在该导线-导线回路中的一根导线及地之间的回路被激励，或-所有导线-导线回路被激励，或-所有回路被激励，在检验其阻抗值是否在一个圆或一个切割圆内以前，选择导线-导线回路及导线-地回路。

在该方法中，仅当在此期间未形成触发信号之后，才使用多角形来检验被激励但未被选择的回路的阻抗值。

在使用多角形作为触发特性曲线时，待检验阻抗值分量是电阻及电感。它们将与回路有关地由采样的次级电流及电压的瞬时值来获得。在此情况下出发点为，回路中次级电流及电压用一阶微分方程如下地表示：

式中R_回路及L_回路是应求解的阻抗值的两个未知分量。同样也可以用一个在时刻t_m上的R_回路及L_回路的类似等式来求解阻抗值的这些分量，在该时刻t_m其电流及电压值是与时刻t_n上的电流及电压值线性无关的。

原则上，可在该微分方程中代入在时刻t_n上采样及存储的次级电流及次级电压的瞬时值。但是通常这些瞬时值具有大的测量误差，这在求解阻抗值分量时将继续引起误差。因此有待代入的次级电流及电压值是由多个相继的次级电流及电压的瞬时值构成的。如这里所述的，在专利文献EP 0284546A1中已公开。

作为对于在该EP专利文献中所公开方法的补充，还必须说明在一个回路中使用该公开方法时的基本措施。例如该微分方程是对于回路L1-L2建立的；为此首先求解导线1中的U_S1(t_n),I_S1(t_n)及 $\frac{d{I}_{S1}\left(t_n\right)}{\mathrm{dt}},$ 及然后求解导线2中的U_S2(t_n),I_S2(t_n)及

接着建立两个相应的微分方程，并且从第一方程减去第二方程。将得到以下的微分方程： $U_{S1-S2}\left(t_n\right)=L_{S1-S2}\·\frac{{\mathrm{dI}}_{S1-S2}\left(t_n\right)}{\mathrm{dt}}+R_{S1-S2}\·I_{S1-S2}\left(t_n\right).$ 如已述的，也必须对时刻t_m建立该方程，以便确定出L_S1-S2及R_S1-S2。

在EP专利文献公开的方法中使用了线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)。该数字滤波器分别具有一定数目的系数。该数目对于每个所使用的滤波器是相等的并确定了构成电流及电压值所使用的瞬时值的数目。系数数目的增多将会导致所构成的电流值及电压值具有很小的测量误差。因此，所求得的阻抗值也具有较小的误差。因而在使用最大触发曲线、即最大多角形时，系数的数目大于使用较小多角形时系数的数目。

在作为例子描述的该远距离保护方法中，在使用多角形7b时对于FIR滤波器使用了11个系数；而相应地在使用最大触发曲线8b时，FIR数字滤波器采用了21个系数。

Claims (12)

1．一种在一个供电线路的待监控区段(A)检测短路的远距离保护方法，其中在短路情况下为获得触发信号对由电流及电压构成的阻抗值作如下的检验，即检验它是否位于一个给定触发特性曲线内，其特征在于：-使用相应于供电导线待监控区段(A)相对小量度的第一触发特性曲线(5b)，及对首先求得的阻抗值(|Z_S(t₁₀)|)根据该第一触发特性曲线(5b)检验它是位于该触发特性曲线的内部还是外部；-在首先求得的阻抗值(|Z_S(t₁₀)|)位于第一触发特性曲线(5b)内部的情况下，产生触发信号；-在首先求得的阻抗值(|Z_S(t₁₀)|)位于该触发特性曲线(5b)外部的情况下，转换到相应于待监控区段(A)最大的触发特性曲线(8b)上；及-对首先求得的阻抗值其随后的阻抗值进行如下检验，即检验它是否位于最大触发特性曲线(8b)内部，并在必要时产生触发信号。

2．根据权利要求1所述的远距离保护方法，其特征在于：-在首先求得的阻抗值(|Z_S(t₁₀)|)位于第一触发特性曲线(5b)外部的情况下，转换到其量度较大于第一触发特性曲线(5b)但小于最大触发特性曲线(8b)的第二触发特性曲线(6b)上；-对首先求得的阻抗值(|Z_S(t₁₀)|)其随后的另一阻抗值(Z_S(t₁₂))进行如下检验，即检验它是位于该第一触发特性曲线(6b)内部还是外部；-在该另一阻抗值(Z_S(t₁₂))位于第二触发特性曲线(6b)内部的情况下，产生触发信号；-在该另一阻抗值(Z_S(t₁₂))位于第二触发特性曲线(6b)外部的情况下，转换到至少又一个触发特性曲线(7b)上，该曲线大于第二触发特性曲线(6b)但小于最大触发特性曲线(8b)；-对另一阻抗值(Z_S(t₁₂))其随后的附加阻抗值(Z_S(t₁₅))进行如下检验，即检验它是否位于该又一触发特性曲线(7b)的内部；-在该附加阻抗值(Z_S(t₁₅))位于又一触发特性曲线(7b)的内部的情况下，产生触发信号；及-在该附加阻抗值(Z_S(t₁₅))位于又一触发特性曲线(7b)的外部的情况下，转换到最大触发特性曲线(8b)。

3．根据权利要求1或2所述的远距离保护方法，其特征在于：使用具有一个中心点的圆作为第一触发特性曲线(5b)，该中心点通过供电线路待监控区段(A)的起始点来定义。

4．根据权利要求1或2所述的远距离保护方法，其特征在于：-使用对称且平行于电抗轴(X)切割的具有一个中心点的圆作为第一触发特性曲线，该中心点通过供电线路待监控区段(A)的起始点来定义，及-对首先求得的阻抗值这样地检验，即根据它的幅值及它的电阻分量确定它是否位于第一触发特性曲线内部。

5．根据权利要求2至4中任一项所述的远距离保护方法，其特征在于：-使用对称且平行于电抗轴(X)切割的具有一个中心点的圆作为第二触发特性曲线(6b)，该中心点通过供电线路待监控区段(A)的起始点来定义；及对另一阻抗值(Z_S(t₁₂))这样的检验，即根据它的幅值(|Z_S(t₁₂)|)及它的电阻分量(Z_SR(t₁₂))确定它是否位于该触发特性曲线(6b)的内部。

6．根据权利要求4或5所述的远距离保护方法，其特征在于：-为获得电阻分量(Z_R)，-在至少供电线路电网频率的半周期(T_2ω)期间测量电流及电压的瞬时值(I_S1(t_n-K)),(U_S1(t_n-K))；-由电流及电压的瞬时值(I_S1(t_n-K)),(U_S1(t_n-K))计算功率的瞬时值，并通过积分求解与有效功率成正比的值(P_{S1-SE，有功}(t_n))；-将电流瞬时值(I_S1(t_n-K))平方，并求解电流瞬时值平方的积分(I² _∑,S1(t_n))；及-由与有功功率成正比的值(P_{S1-SE，有功}(t_n))及电流平方的积分(I² _∑,S1(t_n))值通过商运算产生阻抗的电阻分量(Z_R)。

7．根据权利要求3至6中任一项所述的远距离保护方法，其特征在于：-为构成阻抗值(|Z_L1-E(t_n)|)，-将各个导线电流及地电流的瞬时值(I_S1(t_i),I_SE(t_i))及每两根导线之间电压和每根导线及地之间电压的瞬时值(U_S1(t_i))数字化并分别在一数字滤波单元中被求值，该数字滤波单元由至少一个第一类型的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)(11a,11b,18)及由至少一个第二类型的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)(12a,12b,19)组成；-通过各个第一或第二类型的数字滤波器(11a,11b,12a,12b,18,19)对瞬时值的求值如此引起一相移，即使得一方面由第一类型的数字滤波器(11a,11b,18)另一方面由第二类型的数字滤波器(12a,12b,19)求值的瞬时值(_S1,re,_SE,re,U_S1,re及_S1,im,_SE,im

,)彼此正交；及-借助由已求值的瞬时值对导线-导线回路及导线-地回路的电流幅值(_S1-_SE,re,_S1-SE,im)及电压幅值

的实数和虚数分量的求解并通过商运算来产生阻抗值(|Z_L1-E(t_n)|)。

8．根据上述任一项权利要求所述的远距离保护方法，其特征在于：-在根据第一触发特性曲线(5b)或必要时第二触发特性曲线(6b)检验阻抗值以前，在激励的情况下确定：是否在一个三相供电线路中-一个导线-地回路或一个导线-导线回路被激励；或-一个导线-导线回路及同时在导线-导线回路中一根导线与地之间的回路被激励；或-所有的导线-导线回路都激励；或-所有的导线-导线回路及导线-地回路都被激励；及-使用被确定回路的电流和电压的瞬时值来构成阻抗值。

9．根据权利要求2至8中任一项所述的远距离保护方法，其特征在于：

对于第二触发特性曲线(6b)随后的至少一个特性曲线使用多角形触发特性曲线。

10．根据上述任一项权利要求所述的远距离保护方法，其特征在于：

使用一个多角形触发特性曲线作为最大触发特性曲线(8b)。

11．根据权利要求9或10所述的远距离保护方法，其特征在于：-为了根据多角形触发特性曲线检验阻抗值，将电流及电压的瞬时值数字化并在一个数字滤波器装置中求值，该滤波器由两个第一类型(具有加权系数hi)的线性相位非递归数字滤波器(FIR滤波器)及一个第二类型(具有加权系数gi)的数字滤波器组成；-FIR滤波器的各个加权系数(hi,gi)自由地预先给出；-在求值时形成的误差借助一个校正系数(K_C)来校正，该校正系数作为第一和第二类型的FIR滤波器在额定频率(H(Ω₀),G(Ω₀)时的振幅特性的商来求得；及-由校正后求得的瞬时值求解阻抗的电阻分量和电感分量(R_回路及L_回路)。

12．根据权利要求11所述的远距离保护方法，其特征在于：-使用分别具有n+1个加权系数的滤波器作为线性相位非归递数字滤波器，其中n为一整数，及-在根据另外的多角形触发特性曲线检验阻抗值时使用比在根据最大触发特性曲线检验阻抗值时较小值的n。

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