CN1188578A - 时分复用(tdm)接收机中的解调器和解调方法 - Google Patents

Abstract

给出一种供定长时帧内预定时隙中发送的数据包中数字数据的接收机用的解调器。该解调器包括至少一个数据处理器并用来接收各含有同步数据的数据包。解调器包括存储所接收数据包的数据的缓冲器、按同步数据接收的次序和其倒序读取至少部分同步数据的处理装置以及根据同步数据来训练每个数据处理器的训练装置。

Description

时分复用(TDM)接收机中 的解调器和解调方法

本发明涉及供定长时帧内预定时隙中以数据包发送的数字数据的接收机用的解调器。

在传统的TDM/TDMA(时分复用/时分多址)通信网中的数据包包括预定(同步)符号的序列，该序列被设计成由接收机用作定时和载波(相位，频率)的同步。对于经受显著多径干扰的TDM/TDMA的网络，该同步序列还可用作本技术领域所谓的均衡器训练，见于例如“蜂窝无线电系统”(Cellular RadioSystem，编者DM Balston & RCV Macario，ArtechHouse Inc 1993，167-168页)。训练就是根据预定的数据序列使数据处理器的各参数进行迭代自适应的过程以使起始的参数值朝更精确的值收敛。该各参数在处理数据时应用。在均衡器训练的特定场合下，其目的是自适应地调整均衡滤波器各系数使它们收敛于某些值以产生补偿多径干扰效应的频率或时间域响应。然而，训练也能用于其他的数据处理器，诸如用于载波相位恢复、TDM/TDMA时隙定时恢复和/或自动增益控制的处理器。

在传统接收机内，解调从接收的同步序列内的数据开始，随后序贯地(逐个符号地)进行直到数据包的信息数据部分的结束。这就保证了组成解调器的数据处理器所在恢复信息内容前先受到训练从而使信息符号判决出错的可能性最小。

同步序列的长度对解调器的性能及所用均衡方法的复杂性有影响。短的序列意味着快速的训练，它一般表示必须使用高度复杂的自适应方法(诸如递归最小二乘，RLS)而不是简单的诸如最小均方(LMS)自适应方法。LMS，RLS和各自适应技术的详细叙述在“自适应滤波器原理”一书(Adaptive FilterTheory，Simon Haykin著，Prentice Hall Publishers，1991，2nd Edition)内给出。长的序列提供更多的训练时间同时允许更多的实现均衡器的选择方案但是减少了数据包可分给信息数据的数据包的部分。

本发明在应参照的权利要求书中加以限定。在各从属权利要求中给出优选特征。

本发明优选地提供一种用于TDM/TDMA通信网中的解调器，其中该解调器包括至少一个数据处理器并用于接收各个包括同步数据的数据包，该解调器包括存储所接收数据包数据的缓冲器装置、按同步数据的接收次序和按其倒序读取至少一部分同步数据的处理装置以及根据同步数据训练该数据处理器(或每一数据处理器)的训练装置。

该解调器所期望的同步数据被训练装置处理，以使解调器可精确地处理信息数据。数据处理器可以是供自适应滤波、载波相位恢复、TDM/TDMA时隙定时恢复或自动增益控制使用的各种数据处理器。

本发明允许比单次穿过同步序列时有多得多的重复训练次数，这导致可有更为精确的参数值用于处理信息数据因而改进了解调器的性能。因此，可以采用诸如最小均方法(LMS)的简单自适应方法而不需要长训练序列。

可以这样处理同步数据，首先按接收的次序读取该数据的后接收到部分，然后再按倒序读取基本上全部同步数据。或者反过来，可以按倒序读取先收到部分，随后再按接收的次序读取基本上全部同步数据。可以对同步数据进行更多的前向/反向处理以提供更多次的重复训练，于是收敛的时间更长。此方法在接收信号受到与同步序列不相关的加性噪声影响的场合特别有利。

本发明还涉及一种用于TDM/TDMA通信网的含有同步数据的数据包解调方法，该方法包括将收到的数据包的数据进行存储、和将同步数据的至少一部分按同步数据收到的次序及其倒序进行处理。该同步数据优先地被用于训练至少一个数据处理器。

现在参照附图来说明本发明优先实施例：

图1是说明包括一基站(BTE基地终接设备)和用户单元(NTE-网络终接设备)的系统的简图；

图2是说明双工链路帧结构和定时的图；

图3是说明从基站发往用户单元(即下行链路)的不同型式的数据包简图；

图4是说明用户单元处解调器的符号处理器功能方框图；

图5说明所采用的多次穿越训练方法；

图6说明按照π/4差分正交相移键控(DQPSK)调制方案的均衡器的输出量化。

基本系统

如图1所示，本优选的系统是电话系统的一部分，其中从交换机到用户的本地有线环路已由固定的基站(BTE)和固定的用户单元(NTE)间的全双工无线电链路所代替。优选系统包括双工无线电链路(空中接口)及实现必要协议的发射机和接收机。该优选系统和在本技术领域中熟知的诸如GSM(全球移动通信系统)的数字蜂窝移动电话系统之间有若干相似之处。本系统采用一种基于分层模型的协议，详细说有下列各层次：PHY(物理)层，MAC(中间接入控制)层，DLC(数据链路控制)层、NWK(网络)层。

与GSM相比的一个差别是，在优选系统中用户单元是在固定位置上，并不需要越区切换设备或其他涉及移动性的特点。这意味着在该优选系统中例如可使用定向天线和干线电源。

该优选系统中每一基站在从全部频率配置中选出的12个频率上提供六个双工无线电链路，以便使邻近基站间的干扰最小。图2给出一双工链路的帧结构和定时图。每一双工无线电链路包括从用户单元到基站的上行链路和，在一频率偏移处，从基站到用户单元的下行链路。下行链路是TDM的而上行链路是TDMA的。所有链路的调制是π/4-DQPSK的，而所有链路的基本帧结构是一2560比特的帧有10个时隙，即每时隙256比特。比特率是512 kbps。各下行链路是连续发送的，并包括有必要的系统信息的广播信道。当没有用户信息要发送时，下行链路的传输继续使用基本帧和时隙结构但是包含一适当的填充模式。

上行链路和下行链路的传输都有两种类型的时隙：呼叫建立后使用的正常时隙和呼叫建立期间使用的导引时隙。

每一下行链路正常时隙包括24比特的同步信息、后跟包含8比特头标的由24比特表示的S字段、和由160比特表示的D字段。随后是24比特的前向纠错和8比特的尾标，接着是12比特的广播信道。广播信道由一帧的各个时隙中的各字段组成，它们在一起构成由基站发送的下行链路公共信令信道。广播信道包括含有链路信息的控制消息，这些链路信息为例如时隙表、多帧和超帧信息、无联接消息以及系统操作的其他基本信息。

在呼叫建立期间，每一下行链路导引时隙包括频率校正数据及供接收机初始化用的训练序列，该时隙只有短的S字段但是没有D字段信息。

上行时隙基本上包括两种类型的数据包。第一种类型数据包称为导引包，它在例如一ALOHA(随机接入)呼叫请求的联接建立之前使用，以允许自适应时间对准。另一种类型数据包称为正常包，它在呼叫已建立时使用，由于采用自适应时间对准所以是一个较大的数据包。

每一上行链路正常包包括一244比特的数据包，在它前面和后面是4比特长的斜坡。该两斜坡及256比特时隙剩下的各比特提供了一个保护区以对付由于定时误差造成的来自邻近时隙的干扰。各用户单元调节它的时隙传输的定时以补偿信号到达基站的时间。各上行链路正常数据包包括24比特的同步数据，其后是与每一下行链路正常时隙相同比特数的S字段和D字段。

每一上行链路导引时隙包括一导引数据包，它是192比特长，前后有4比特的斜坡，该两斜坡规定了一加长的60比特保护区的界限。因为没有可用的定时信息，这个较大的保护区是必需的，而没有该保护区则传播延迟会造成相邻时隙干扰。导引数据包包括64比特的同步后跟104比特的S字段，该S字段以8比特的头标开始并以16比特的循环冗余校验(CRC)结束，S字段之后是2比特保留位、14比特前向纠错(FEC)及8比特尾标。没有D字段。

上述数据包中的S字段可供两种类型的信令用。第一类是MAC信令(MS)，它是供基站的MAC层和用户单元MAC层之间的发信令用的，因此定时是重要的。第二类称作关联信令，它可以长或者短，供DLC或NWK层内的基站和用户单元间的信令使用。

D字段是最大的数据字段，在正常电话情况下，它容纳数字化的语音样本，但也可容纳非语音数据样本

在优选系统中为使用一应答协议的用户单元鉴权作准备。把与发送的超帧号同步的一密钥流发生器所产生的不可预测密码比特序列和语音或数据组合在一起以提供一般的加密。

此外，对发送的信号进行扰码以去除直流分量。用户单元解调器

用户单元解调器涉及基站到用户的下行方向发送数据的接收。

由多径传播造成的扩散的从帧到帧的变化并不显著。这就允许如下面将讨论的在一个数据包的均衡过程中所确定出的滤波器系数可用于均衡下个TDMA帧的对应数据包

图3中给出三个类型下行链路数据包中的二个。从解调的观点看，第三类数据包(空闲包)除了用固定的填空模式替代DOWN_P_DATA(下行-导引-数据)字段外和所示的导引包是一样的。

导引包占据不承担通信业务的各时隙并作为下行链路部分联接建立过程专供用户单元定时同步和均衡器训练用。语音和数据业务由正常数据包传送，正常数据包在不需要作逐个时隙的均衡器训练的基础上靠分配数据包的少量部分给同步数据而提供较大的有效带宽。符号处理器

下列功能由用户单元解调器的一个子部件(称为符号处理器)承担；

同步相关(时隙定时恢复，数字增益控制及起始相位恢复)；

信道均衡；

载波相位跟踪；

分片(符号判决)。

符号定时恢复，信道滤波及模拟增益控制由用户单元的其他部件处理。

概括说，符号处理器起着基本(无均衡)相参接收机、线性均衡器或者判决反馈均衡器(DFE)的作用。对任一特定用户单元，哪一种最适合取决于射频传播路径的特性。在多径效应不显著的场合相关接收机可能是最合适的，在有多径传播但不严重的场合线性均衡器提供性能上的得益，而DFE则具有穿越严重扩散信道工作的潜力。符号处理

符号处理器完成的功能如图4所示，该图是一信号流图其中双边的箭头表示复数数据的通路。

用户单元接收机射频部分(RF)(未示出)的输出被数字化以一复样本序列加到符号处理器。这些样本被缓存使有可能进行非实时处理。解调后的比特序列(符号处理器输出)根据工作的模式可以是正常数据包或导引数据包或广播数据片段，该解调后比特序列(符号处理器的输出)通到一单独的电路方框作去格式化和比特级协议处理

除了相关器2是以输入采样率工作外，所有的处理是逐个符号地反复实现的。这样来编制定时，使捕获到的数据包的接收的时隙同步序列落入相关器2所用的输入缓冲器的预定区域内

随后与期待的同步序列的一存储样品作复相关以产生瞬时载波相位估值和信号电平估值，接着用这些估值对全部输入样本集定标和进行相位对准(即旋转)。定标是由自动增益控制(AGC)方框1的工作承担的而旋转则由旋转器方框3承担。这一相位恢复技术在同步序列的中间部分建立载波相位，于是逐个符号的处理从此处开始。

经相位和增益校正后的样本(从最靠近同步序列中间样本处开始)加到主解调环路，该环路执行：

符号分片(绝对相位解码)；

载波跟踪(锁相环PLL)；

均衡。

均衡器以四个主要部件实现：

一前馈滤波器2；

一反馈滤波器4；

一均衡器8；及

一滤波器自适应机构。

两个滤波器部件都由具有可变抽头权值(即系数)的复抽头延迟线(即有限冲激响应滤波器)组成。

前馈滤波器4每一符号周期至少有一个延迟元件/系数，该滤波器4从AGC方框1取输入数据，将保持在抽头延迟线上的样本与当前的系数组作卷积并将其输出加到锁相环(PLL)2的旋转器10。

同样，每符号周期只有一个延迟元件/系数的反馈滤波器4将来自量化器8的星座判决与另外的系数组作卷积。前馈滤波器4和反馈滤波器6的组合输出构成均衡器的输出而这种特定的多节滤波器结构一般称之为判决反馈均衡器(DFE)。

在工作时，均衡器每一符号产生一个(均衡后的)输出样本，并将其馈送到量化器8。量化器8的功能是将该输出与表征调制方案的“理想”星座点集作比较并选择在欧几里德意义上最靠近的星座点。图6是为π/4-DQPSK调制方案所画的这一过程，图中示出了均衡器输出样本X被选择成与潜在星座点Y最靠近的星座点Y′

选出的星座点Y′构成了当前接收符号的量化器8判决并由此构成反馈滤波器4的下一输入样本。连贯的各量化器8判决还馈送到一符号解码电路，在该处这些量化器判决被处理以恢复发送的比特序列。

均衡器输出X和所选星座点Y之差代表当前符号的判决误差Z，而此误差Z由系数自适应机构用来使误差Z随时间趋近于零。当前馈滤波器4和反馈滤波器6内各系数的值已达到使符号间干扰的影响充分减轻时，则称均衡器已经收敛。

在导引包处理(加长的训练序列ETS被用来初始地训练均衡器)之前，均衡器的各系数用常数(除了主“抽头”置1外都为零)进行初始化。此后，一个时隙中的各最终系数值用作下一帧的对应时隙内的各起始值。时隙内系数训练方法在以后详细讨论。

两个均衡器滤波器4、6的输出在相位旋转器10的量化器一侧组合在一起，相位旋转器10由控制判决的锁相环(PLL)12驱动。量化器产生一相位误差项，并根据相位旋转器输出和(在欧几里德意义上)最靠近的候选星座点之间的矢量差产生一适合于均衡器系数更新的符号误差矢量Z。

该相位误差项通往载波跟踪算法，该算法修改当前参考相位估值(载波跟踪算法内的一状态变量)为下一符号迭代作准备。一正弦查找表13被用来将当前的相位估值转换成与相位旋转器10相适应的等效笛卡儿(复数)表示。在每个数据包的开始处，或者更具体说在同步数据的第一个样本(同步序列中的中间样本)期间，相位参考置为零(度)，因为如上所说起始的相位恢复是由相关器2完成的。

需要两种符号误差的表示：用于反馈更新的未经处理的误差以及用于前馈更新的“去旋转”后的误差矢量—它重新引入由锁相环去掉的相位偏移量。为了在前馈滤波器重新建立判决误差与输入样本间的相关关系，必须由去旋转器14作去旋转。采用通常所说的随机梯度LMS算法调节各系数，虽然可以采用任何直接形式的自适应算法。

选择载波跟踪锁相环12和均衡器的自适应特性以保证数据包期间的载波相位变化(包括频率偏移)由锁相环12的作用所去除而让均衡器专门补偿多径信道的变化。

一旦完成时隙解调，将均衡器的各系数存储起来供下一帧的对应TDMA时隙用。训练

通常，在没有信道冲激响应先验知识的情况下初始化均衡器各系数。一般说，这包括将主抽头置为1而所有其他系数置为零，从而对输入信号提供一全通的响应。在数据包解调的初期，当均衡器试图“学会”“逆信道”(也就是去掉多径传播影响所需的滤波器系数)时、星座判决误差减慢收敛，在严重情况下阻止收敛。为了保证不发生这种情况，在切换到(未知)数据解调前，由已知数据包序列(时隙同步、帧同步和ETS序列，取决于包的型式)来“训练”均衡器。

在训练期间，相位量化器8被旁路，并且，在同步以后，根据对应的均衡器输出样本与对应的来自已知“训练序列”的样本之间计量的误差Z来进行均衡器系数和锁相环(PLL)12的自适应。

逐个符号的解调在同步序列的中部处开始。安排多次后向前向地穿越同步序列；第一凭借着提供对另一半未用的同步序列的使用，第二凭借着简单地允许进行更多次的重复，这种多次穿越就具有有效地延长已知符号序列的效果。这一效果和增大均衡器及锁相环的系数自适应常数类似但并不相应增大收敛后的残余误差。注意最终的性能由同步序列长度决定而不由所完成的重复训练的总次数决定。

图5给出用于正常包和导引包中的均衡器训练的多次穿越技术。同一过程也适用于广播模式，不过通过数据的运动方向相反。

图5中箭头代表正在被自适应的均衡器滤波器系数的能力。所示的箭头大小不应赋以特别意义，只是最大的箭头是主抽头，因此是解调器/均衡器的时间基准。最左边的箭头代表1抽头DFE中反馈抽头的相对位置。

如所示，解调在同步序列的中部处(在样本S7处)开始，并按时间顺序通过(同步序列)的第二(后)半部分直到主抽头对准同步符号最后的样本(S12)。随后解调器将处理次序反转使均衡器时间基准以反向运动穿越(同一)输入数据直到主抽头对准最早的同步样本(SO)。在此，处理次序再次反转，在进入数据包的(未知)数据部分(DO)前均衡器可按时间顺序穿越整个训练序列来进行训练。

接收样本和同步样本的正向/反向处理是靠各线性存储缓冲器(未示出)和各可编程序贯地址发生器(未示出)来达到的  在优选实施例中，每一地址发生器进行加计数以按各样本所接收的次序存取样本而进行减计数以形成时间反转。

按时间倒序处理样本稍微有点复杂，因为它意味着任何占优势的载波偏移的频率倒置。因此，每当运动方向反转时(在第一个和最后一个同步样本处)载波跟踪环将代表瞬时频率偏移的内部状态变量的极性反转。

在优选解调器中，训练在同步数据的中部处停止，在该处均衡器重新启动而解调器进入判决控制模式，在该模式中，星座判决完全取决于均衡器输入数据而不利用预定的数据序列。在数据包中被解调的最初12比特因而是正常包和导引包的最后12比特同步数据，而在广播模式中则是最初12比特同步数据(按时间倒序)。为了检测同步误差，一个下游协议处理电路将解调后的同步段和一存储的基准作比较。这一信息优选地被用以保护均衡器系数免受污染的数据包的影响或者用以控制语音通路静噪功能。

以下详细说明在实际中该训练如何应用于各类数据包。应用于导引物理包的训练

当用户单元的控制处理器模块(CPM)选择为导引包接收所配置的解调器呼叫处理模式时，解调开始。利用符合所选解调器结构的数据来初始化各均衡系数。随后进行如下过程：

1)使所需导引包数字化并将其截获放入时隙缓冲器内(在优选解调器内，同步处理和数据包截获是重叠进行的以使群延迟最小)。

2)在同步窗范围内为时隙同步序列(时隙0内的帧同步)作相关。利用相关器的峰值输出为时隙缓冲器的同步区作旋转和定标。将PLL相位基准重置为0°。

3)由前向/反向地穿越同步序列来训练均衡器和PLL，在该序列的中间部分开始和结束。PLL控制诸如噪声和频率偏移的有害载波调制效应。均衡器和PLL的更新以相对大的自适应常数实现以得到快速的截获。

4)将同步序列的后半部分解调

5)在一延迟的同步窗范围内对加长训练序列(ETS)作相关。利用相关器峰值输出将ETS和时隙缓冲器的DOWN-P-DATA区旋转并定标。将PLL相位基准重置为0°。

6)由前向/后向地穿越ETS来训练均衡器和PLL12，在该序列的中间部分开始并恰好在DOWN-P-DATA前结束。

7)将DOWN-P-DATA字段解调，由星座判决来更新均衡器和PLL12。对于这些更新，小的自适应常数使残余误差最小，因而也使符号出错率(SER)最小。注意在同步和DOWN-P-DATA字段之间的数据未被解调。

8)将均衡器系数存储起来供以后帧的对应TDMA时隙的下一导引包或正常包用。应用于正常包的训练

一旦均衡器已成功地由导引包训练完毕，会在正常情况下切换到正常的包解调。当累计平方矢量误差(相位量化器输出)降低到一阈值以下时或者当解码后的数据包由用户单元的协议处理模块(PPM)无误差地接收时，可触发该切换。不论是哪种情况都包括下列过程：

1)使所需正常包数字化并将其截获放入时隙缓冲器内(在优选的解调器内，同步处理和数据包截获是重叠进行的以使群延迟最小)。

2)在同步窗范围内为时隙同步序列(时隙0内的帧同步)作相关。利用相关器的峰值输出为时隙缓冲器的内容作旋转和定标。将PLL相位基准重置为0°。

3)由前向/后向地穿越同步序列来训练均衡器和PLL，在该序列的中间部分开始和结束。

4)将同步序列后半部分及随后的数据字段进行解调。

5)将均衡器系数存储起来准备供以后帧的相应TDMA时隙的下一数据包之用。应用于广播包的训练

对广播数据包处理的一般对策和用于正常包的对策相同，只是广播均衡器各系数在着手接收前由CPM初始化并且接收符号的存取时间次序是巅倒的。训练过程的不同如下

1)截获时隙N-1的广播片段和时隙N的紧接邻近的同步序列。

2)在同步窗范围内为时隙同步序列(时隙0内的帧同步)作相关。利用相关器的峰值输出为所捕获的各广播样本和同步样本作定标和旋转。将PLL相位基准重置为0°。

3)由后向/前向地穿越同步序列来训练均衡器和PLL，在该序列的中间部分开始并结束。

4)将时隙N的同步序列的前半部分及随后的时隙N-1的广播数据字段作解调(以倒时序)。

5)将均衡器各系数存储起来以备下一片段之用。

Claims (17)

1.供定长时帧内预定时隙中发送的数据包中的数字数据的接收机用的解调器，所述解调器包括至少一个数据处理器并用来接收包括同步数据的各数据包，所述解调器包括存储所接收数据包数据的缓冲器装置、读取存储在该缓冲器内的所接收数据包的同步数据的处理装置、按该同步数据收到的次序和按其倒序读取至少一部分该同步数据的处理装置以及根据该同步数据训练该数据处理器或该每一数据处理器的训练装置。

2.按照权利要求1所述的解调器，其中所述至少一个数据处理器的每一个是供自适应滤波、载波相位恢复、时隙定时恢复或自动增益控制用的。

3.按照权利要求2所述的解调器，其中所述一个数据处理器是自适应数据滤波器。

4.按照以上任一权利要求所述的解调器，其中通过所述按所述同步数据接收的次序和其倒序读取至少部分所述同步数据来进行比单次读取该同步数据能得到的多得多次数的反复训练，以便提供更精确的参数值，而这些参数值是所述至少一个数据处理器在处理进一步的数据时使用的。

5.按照权利要求4所述的解调器，其中采用一种简单的迭代自适应方法来为所述各参数提供所述的更精确值。

6.按照权利要求5所述的解调器，其中所述简单的迭代自适应方法是最小均方(LMS)方法。

7.按照以上任一权利要求所述的解调器，其中所述同步数据被所述处理装置读取，使得先按接收次序读取所述数据的后接收部分，然后按倒序读取至少基本上全部的所述同步数据。

8.按照权利要求1到7中的任一权利要求所述的解调器，其中所述同步数据被所述处理装置读取，使得按倒序读取所述同步数据的先接收部分，随后按接收次序读取至少基本上全部的所述同步数据。

9.按照权利要求7或8所述的解调器，其中进行更多的前向和/或倒向读取所述同步数据以提供更多的反复训练。

10.按照以上任一权利要求所述的解调器，还包括实现接收的同步数据与期望的同步数据之间复相关的相关装置，以确定各数据包内预定符号处的载波相位供以后处理之用。

11.在定长时帧内预定时隙中发送的数字数据的接收机，包括按照以上任一权利要求所述的解调器。

12.按照权利要求11所述的接收机，它是用以接收时分复用(TDM)数据信号的用户单元。

13.按照权利要求11或12所述的接收机，它是具有固定位置的用户单元。

14.按照权利要求11、12或13所述的接收机，包括用于向基站发送时分多址(TDMA)数据信号的发射机。

15.按照权利要求11到14中任一权利要求所述的接收机，它用以接收由无线电发送的数字数据。

16.通信装置，包括多个用户单元和一个基站，所述用户单元用来从所述基站接收包括定长时帧内预定时隙中的数据包的数字数据消息，而所述基站用来从各所述用户单元接收包括定长时帧内预定时隙中数据包的数字数据消息，各所述用户单元包括含有解调器的接收机，各所述解调器包括至少一个数据处理器并用来接收含有同步数据的各数据包，各所述解调器包括存储所接收数据包数据的缓冲器装置、读取存储在所述缓冲器装置内的所述同步数据的处理装置、所述处理装置按所述同步数据接收次序和其倒序读取至少部分所述同步数据、以及根据读取的所述同步数据来训练所述数据处理器或所述每一数据处理器的训练装置。

17.在定长时帧内预定时隙中发送的含有同步数据的数据包的解调方法，该方法包括将接收的数据包的数据进行存储以及按所述同步数据接收的次序和其倒序读取至少部分所述同步数据，所述同步数据用来训练至少一个数据处理器。

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