CN118381333A - 一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于逆变器技术领域，具体为一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路及方法。一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路，包括单相全桥逆变电路、矩阵变换器、半桥有源钳位电路和滤波电路；所述单相全桥逆变电路布置在高频隔离变压器的一次侧；半桥有源钳位电路布置在高频隔离变压器的二次侧。本发明在变压器二次侧加入半桥有源钳位电路，通过半桥钳位电路的作用，实现安全换流和抑制谐振尖峰；采用解结耦单极性移相调制策略，为滤波电感和变压器副边漏感电流提供了安全的续流回路；矩阵变换器开关管状态切换均发生在变压器二次侧电压为零电平期间，使开关管的动作实现了软开关，降低了损耗，提升了高频逆变器的性能。
Description
技术领域
本发明属于逆变器技术领域，具体为一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路及方法。
背景技术
随着新能源技术得到迅速发展，大功率快速电力电子开关、高性能微处理器以及现代控制技术的不断进步，电力电子变换器在电能转换和处理领域的应用呈现出日益广泛的趋势。高频隔离逆变器因其体积小巧、重量轻、噪音低等特点，被广泛地应用于对体积和重量有严格要求的领域，受到了普遍的青睐和推崇。但是由于MOSFET、IGBT等全控型电力电子器件存在不可避免的寄生参数，采用寄生参数更小的新型材料将会增加一定的成本，因此在实际应用中，会存在变压器副边电压过冲问题和变换器损耗问题，此外，如何实现高频隔离逆变器安全换流是众多学者所研究的热点问题。
发明内容
基于现有技术中存在的问题，本发明提供一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路及方法，以消除变压器副边电压过冲，并且实现安全换流。
本发明解决其技术问题采用的技术方案是：一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路，包括单相全桥逆变电路、矩阵变换器、半桥有源钳位电路和滤波电路；所述单相全桥逆变电路布置在高频隔离变压器的一次侧；半桥有源钳位电路布置在高频隔离变压器的二次侧；
所述单相全桥逆变电路，包括绝缘栅双极晶体管S1、S2、S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4，电容C1、C2、C3和C4及一次侧漏感LK1；
所述的半桥有源钳位电路用于消除高频隔离变压器副边的电压过冲，对高频隔离变压器漏感与矩阵变换器开关管寄生电容引起的谐振尖峰起到抑制作用；半桥有源钳位电路包括绝缘栅双极晶体管Sc1、Sc2，二极管Dc1、Dc2及电容Cc1、Cc2；
所述的矩阵变换器为高频隔离变压器二次侧漏感提供换流通路，其包括绝缘栅双极晶体管S11、S12、S13、S14、、S21、S22、S23、S24，二极管D11、D12、D13、D14、D21、D22、D23、D24；
高频隔离变压器副边为正负电平期间，钳位电容与高频隔离变压器副边输出电压相同；
所述滤波电路包括滤波电感Lf、滤波电容Cf、电阻负载RL。
本发明进一步提供一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制方法，采用解结耦单极性移相调制策略，在调制波ug>0，前半个开关周期的工作过程如下，其中电容C1、C2、C3和C4的容值为Cp：
模态1，t0～t1：当时间为t0时，S13、S21完成零电压关断；在此期间，高频隔离变压器原边uc1＝0，uc2＝E，原边电流iA经D1、S3续流，D13、D21仍处于导通状态，为电感电流提供S11D12S22D21和S14D13S23D24两条路径实现续流；
模态2，t1～t2：当时间为t1时，uc3＝0，S3断开，uc3吸收能量，uc4释放能量，uc3＝uAB；在此期间，一次侧漏感LK1与C3和C4产生谐振，原边电流iA<0，电感电流iLf通过矩阵变换器的S11D12S22D21和S14D13S23D24两条路径实现续流；
模态3，t2～t3：当时间为t2时，uc4＝0，uAB＝E，原边电流iA经过D1和D4流向电源，在此期间，S4的接通状态为零点压，原边电流iA减小至零；
模态4，t3～t4：在此期间，S1和S4接通，原边电流iA从零开始增大，但不够满足支持电感电流iLf的条件，高频隔离变压器副边仍处于续流状态，uCD＝0；
模态5，t4～t5：在此期间，原边电流iA增大至满足支持电感电流iLf的条件，uCD＝NuAB＝NE，二极管D13和D21反向截止，高频隔离变压器副边结束续流，同时，通过半桥有源钳位电路的CCL1消除S13和S21中寄生电容与二次侧漏感LK2产生的谐振，uCD＝E，SC1在该阶段实现零电压状态下的接通和断开；
模态6，t5～t6：当时间为t5时，uc1＝0，S1断开状态为零点压；在此期间，iLf＝iA/N，其中N＝N2/N1，C1吸收能量，C2释放能量。
在调制波ug>0时，后半个开关周期的工作过程与前半个开关周期的工作过程类似，在后半个开关周期中，通过半桥有源钳位电路的CCL2消除S11和S23中寄生电容与LK2产生的谐振，uCD＝E，SC2在该阶段实现零电压状态下的接通和断开。
优选地，模态2中，原边电流iA为：
其中，t为该模态中的时刻。
优选地，模态2中，一次侧漏感LK1与C3和C4产生谐振的时间为：
优选地，模态2中，C3和C4两端电压分别为：
优选地，模态6中，C1和C2两端电压分别为：
其中，t为该模态中的时刻。
优选地，模态6的持续时间为：
本发明的有益效果体现在：相对于传统的无钳位电路的高频隔离逆变器在输出PWM上升或下降沿处其变压器副边会产生电压尖峰，并且无法为滤波电感和副边绕组提供续流回路，本发明在变压器二次侧加入半桥有源钳位电路，通过半桥钳位电路的作用，实现安全换流和抑制谐振尖峰；采用解结耦单极性移相调制策略，为滤波电感和变压器副边漏感电流提供了安全的续流回路；矩阵变换器开关管状态切换均发生在变压器二次侧电压为零电平期间，使开关管的动作实现了软开关，降低了损耗，提升了高频逆变器的性能。
附图说明
图1为SPWM调制信号图；
图2为本发明含半桥有源钳位电路的高频链单相矩阵逆变器电路图；
图3为未加钳位电路时的uCD和iC；
图4为本发明加入半桥有源钳位电路后的uCD和iC；
图5为本发明加入半桥有源钳位电路后的输出电压THD分析；
图6(a)为ug>0时钳位电路前半周期的动作状态；
图6(b)为ug>0时钳位电路后半周期的动作状态；
图7(a)为加入半桥有源钳位电路后S1的的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图7(b)为加入半桥有源钳位电路后S1的的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图8(a)为加入半桥有源钳位电路后S3的的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图8(b)为加入半桥有源钳位电路后S3的的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图9(a)为半桥有源钳位电路中SC1的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图9(b)为半桥有源钳位电路中SC1的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图10(a)为半桥有源钳位电路中SC2的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图10(b)为半桥有源钳位电路中SC2的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图11(a)为矩阵变换器中S14的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图11(b)为矩阵变换器中S14的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图12(a)为矩阵变换器中S24的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图12(b)为矩阵变换器中S24的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图13(a)为矩阵变换器中S13的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图13(b)为矩阵变换器中S13的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形；
图14(a)为矩阵变换器中S23的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关开通时的波形；
图14(b)为矩阵变换器中S23的门极-发射极电压uGE和集电极-发射极电压uCE的开关关断时的波形。
具体实施方式
以下实施例的详细说明均结合本发明实验过程的一部分附图，其目的在于对本发明进行提供进一步的说明。本发明所属技术领域的普通技术人员能够理解本文所使用的所有技术和科学术语。值的注意的是，本文所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。
本发明提供的一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路，主电路如图2所示，主要包括滤波电感Lf＝1.2mH，滤波电容Cf＝15uF，电阻负载RL＝25Ω，变压器一次侧漏感LK1，变压器二次侧漏感LK2，变压器变比N＝N2/N1＝3，二极管D1-D4、D11、D12、D13、D14、D21、D22、D23、D24、Dc1、Dc2，绝缘栅双极晶体管S1-S4、S11、S12、S13、S14、S21、S22、S23、S24、Sc1、Sc2，其中C1、C2、C3和C4的容值为Cp＝100pF。上述元件组成如图2所示的单相全桥逆变电路、矩阵变换器、钳位电路和滤波电路。其中，单相全桥逆变电路布置在高频隔离变压器的一次侧；半桥有源钳位电路布置在高频隔离变压器的二次侧。半桥有源钳位电路能够消除了变压器副边的电压过冲，对变压器漏感与开关管寄生电容引起的谐振尖峰起到抑制作用。
本发明的电路采用解结耦单极性移相调制策略，为滤波电感和变压器副边漏感电流提供了安全的续流回路。
矩阵变换器开关管状态切换时，半桥有源钳位电路的动作为滤波电感和变压器副边绕组提供了续流回路。
矩阵变换器开关管状态切换均发生在高频隔离变压器二次侧电压为零电平期间，使开关管的动作实现了软开关，降低了损耗，提升了高频逆变器的性能。
在高频隔离变压器副边为正负电平期间，钳位电容与变压器副边输出电压相同，因此钳位开关管在开关动作时两端电位相同，故钳位开关管可以实现软开关。
基于上述电路结构，本发明提供了一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制方法，采用解结耦单极性移相调制策略，设计调制策略时忽略二极管导通压降、开关管动作损耗和高频变压器励磁电流，则在调制波ug>0，逆变器在前半个开关周期的工作过程如下：
模态1(t0～t1)：当时间为t0时，S13 S21完成零电压关断。在此期间，变压器原边uc1＝0，uc2＝E(E为电源电压)，变压器原边电流iA经D1S3续流，D13 D21仍处于导通状态，D13 D21仍处于导通状态，为电感电流提供了S11D12S22D21和S14D13S23D24两条路径实现续流，避免了变压器副边电流发生突变，消除了变压器副边的电压过冲。
模态2(t1～t2)：当时间为t1时，uc3＝0，S3断开，uc3吸收能量，uc4释放能量，uc3＝uAB。在此期间，原边漏感LK1与C3和C4产生谐振，原边电流iA<0，漏感电流iLf通过矩阵变换器的S11D12S22D21和S14D13S23D24两条路径实现续流；此时原边电流iA为：
一次侧漏感LK1与C3和C4产生谐振的时间为：
则C3和C4两端电压分别为：
模态3(t2～t3)：当时间为t2时，uc4＝0，uAB＝E，原边电流iA经过D1和D4流向电源，在此期间，S4的接通状态为零点压，原边电流iA减小至零；
模态4(t3～t4)：在此期间，S1和S4接通，原边电流iA从零开始增大，但不够满足支持漏感电流iLf的条件，变压器副边仍处于续流状态，uCD＝0；
模态5(t4～t5)：在此期间，原边电流iA增大至满足支持漏感电流iLf的条件，uCD＝NuAB＝NE，D13和D21反向截止，变压器副边结束续流，同时，通过钳位电路的CCL1消除S13和S21中寄生电容与LK2产生的谐振，uCD＝E，SC1在该阶段可以实现零电压状态下的接通和断开，如图6(a)所示。
模态6(t5～t6)：当时间为t5时，uc1＝0，S1断开状态为零点压，在此期间，iLf＝iA/N，其中N＝N2/N1，C1吸收能量，C2释放能量。
此时，C1和C2两端电压分别为：
该阶段持续时间为：
此外，需要说明的是：当调制波ug>0时，后半个开关周期的工作过程与前半个开关周期的工作过程类似，在后半个开关周期中，通过钳位电路的CCL2消除S11和S23中寄生电容与LK2产生的谐振，uCD＝E，SC2在该阶段可以实现零电压状态下的接通和断开，如图6(b)所示。
当调制波ug>0时，S1和S2为超前桥臂，其谐振过渡时间较短，S1和S2容易实现零电压开关，如图7(a)和图7(b)所示，S3和S4为滞后桥臂，其谐振过渡时间较长，S3和S4实现零电压开关较难，如图8(a)和图8(b)所示；当调制波ug<0时，S1和S2为滞后桥臂，其谐振过渡时间较长，S1和S2实现零电压开关较难，S3和S4为超前桥臂，其谐振过渡时间较短，S3和S4容易实现零电压开关。
传统技术中未加钳位电路时的工频周期变压器副边波形如图3所示，变压器副边电压存在很明显的电压尖峰；当本发明加入半桥有源钳位电路后，如图4所示，变压器副边电压质量明显得到改善。
对本发明加入半桥有源钳位电路后输出电压THD进行分析，如图5所示，其输出电压质量良好。
对本发明半桥有源钳位电路开关管的软开关分析，如图9(a)、图9(b)、图10(a)、图10(b)所示，Sc1和Sc2均能实现软开关。
对于本发明矩阵变换器开关管的软开关分析，开关管S14与S22、S12与S24、S11与S23、S13与S21分别具有相同的导通时序，因此只需要验证S14、S24、S13和S23是软开关即可，如图11(a)、图11(b)、图12(a)、图12(b)、图13(a)、图13(b)、图14(a)、图14(b)所示，矩阵变换器中的所有开关管均可以实现软开关。
以上内容描述的仅为本发明的实施例，本发明不受上述实施例的限制，在本发明精神和范围之内，所作的各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。
Claims (8)
1.一种单级高频隔离逆变器谐振电压抑制电路，其特征在于：包括单相全桥逆变电路、矩阵变换器、半桥有源钳位电路和滤波电路；所述单相全桥逆变电路布置在高频隔离变压器的一次侧；半桥有源钳位电路布置在高频隔离变压器的二次侧；
所述单相全桥逆变电路，包括绝缘栅双极晶体管S1、S2、S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4，电容C1、C2、C3和C4及一次侧漏感LK1；
所述的半桥有源钳位电路用于消除高频隔离变压器副边的电压过冲，对高频隔离变压器漏感与矩阵变换器开关管寄生电容引起的谐振尖峰起到抑制作用；半桥有源钳位电路包括绝缘栅双极晶体管Sc1、Sc2，二极管Dc1、Dc2及电容Cc1、Cc2；
所述的矩阵变换器为高频隔离变压器二次侧漏感提供换流通路，其包括绝缘栅双极晶体管S11、S12、S13、S14、、S21、S22、S23、S24，二极管D11、D12、D13、D14、D21、D22、D23、D24；
高频隔离变压器副边为正负电平期间，钳位电容与高频隔离变压器副边输出电压相同；
所述滤波电路包括滤波电感Lf、滤波电容Cf、电阻负载RL。
2.一种基于权利要求1所述电路的单级高频隔离逆变器谐振电压抑制方法，其特征在于：采用解结耦单极性移相调制策略，在调制波ug>0时，前半个开关周期的工作过程如下，其中电容C1、C2、C3和C4的容值为Cp：
模态1，t0～t1：当时间为t0时，S13、S21完成零电压关断；在此期间，高频隔离变压器原边uc1＝0，uc2＝E，原边电流iA经D1、S3续流，D13、D21仍处于导通状态，为电感电流提供S11D12S22D21和S14D13S23D24两条路径实现续流；
模态2，t1～t2：当时间为t1时，uc3＝0，S3断开，uc3吸收能量，uc4释放能量，uc3＝uAB；在此期间，一次侧漏感LK1与C3和C4产生谐振，原边电流iA<0，电感电流iLf通过矩阵变换器的S11D12S22D21和S14D13S23D24两条路径实现续流；
模态3，t2～t3：当时间为t2时，uc4＝0，uAB＝E，原边电流iA经过D1和D4流向电源，在此期间，S4的接通状态为零点压，原边电流iA减小至零；
模态4，t3～t4：在此期间，S1和S4接通，原边电流iA从零开始增大，但不够满足支持电感电流iLf的条件，高频隔离变压器副边仍处于续流状态，uCD＝0；
模态5，t4～t5：在此期间，原边电流iA增大至满足支持电感电流iLf的条件，uCD＝NuAB＝NE，二极管D13和D21反向截止，高频隔离变压器副边结束续流，同时，通过半桥有源钳位电路的CCL1消除S13和S21中寄生电容与二次侧漏感LK2产生的谐振，uCD＝E，SC1在该阶段实现零电压状态下的接通和断开；
模态6，t5～t6：当时间为t5时，uc1＝0，S1断开状态为零点压；在此期间，iLf＝iA/N，其中N＝N2/N1，C1吸收能量，C2释放能量。
3.根据要求2所述的方法，其特征在于：在调制波ug>0时，后半个开关周期中，通过半桥有源钳位电路的CCL2消除S11和S23中寄生电容与二次侧漏感LK2产生的谐振，uCD＝E，SC2在该阶段实现零电压状态下的接通和断开。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在模态2中，原边电流iA为：
其中，t为该模态中的时刻。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在模态2中，一次侧漏感LK1与C3和C4产生谐振的时间为：
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在模态2中，C3和C4两端电压分别为：
7.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，模态6中，C1和C2两端电压分别为：
其中，t为该模态中的时刻。
8.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，模态6的持续时间为：
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Legal Events
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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