CN118118312A - 信息传输方法、通信设备及存储介质 - Google Patents

信息传输方法、通信设备及存储介质 Download PDF

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CN118118312A
CN118118312A CN202211521420.5A CN202211521420A CN118118312A CN 118118312 A CN118118312 A CN 118118312A CN 202211521420 A CN202211521420 A CN 202211521420A CN 118118312 A CN118118312 A CN 118118312A
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李志岗
马一华
李卫敏
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Abstract

本申请提供一种信息传输方法、通信设备及存储介质，该方法包括：可以确定第一数量的极稀疏导频，然后将数据包和第一数量的极稀疏导频一起传输至第二通信节点，其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，或者根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，或者根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，且M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，因此，本申请实施例能够支持大量第一通信节点实现高谱效的信息传输。

Description

信息传输方法、通信设备及存储介质
技术领域
本申请实施例涉及但不限于通信技术领域，尤其涉及一种信息传输方法、通信设备及存储介质。
背景技术
在无线通信系统与大量终端连接的场景下，无线通信系统需要与海量终端进行信息传输。进一步地，如果要求每个终端进行信息传输的频谱效率不能太低，则还需要通过提高调制方式的阶数以提高频谱效率。
相关技术中，通常采用的高阶调制方式为正交振幅调制(Quadrature AmplitudeModulation，QAM)，例如16QAM、32QAM、64QAM以及256QAM等方式，但是，这些高阶调制方式需要在信道估计较准确的情况下才能确保性能。如果信道估计误差较大，那么在解调时星座图会发生畸变，这将会导致解调性能下降，进而难以实现高谱效的信息传输。而且，在无线通信系统与大量终端连接的场景下，海量终端与系统进行信息传输，会增加终端处的导频开销，如果导频开销过大，将难以保证信道估计的准确性，因此，也会限制基站或者接入点的解调性能，同样难以实现高谱效的信息传输。因此，如何支持海量终端实现高谱效的信息传输，是亟待解决的一个问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种信息传输方法、通信设备及存储介质，能够支持大量第一通信节点实现高谱效的信息传输。
第一方面，本申请实施例提供了一种信息传输方法，应用于第一通信节点，所述信息传输方法包括：
确定第一数量的极稀疏导频；
将数据包和所述第一数量的所述极稀疏导频一起传输至第二通信节点；
其中，所述第一数量大于或者等于1，所述数据包至少包含调制符号；
所述调制符号根据第一星座图模型对所述数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，所述第一星座图模型包含2*N1个星座点，M1为大于或等于1的整数，N1和M1满足公式N1＝2M1；
所述第一星座图模型中的2*N1个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN1ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN1ej(θ+π)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN1均为正数，并且满足：0<a1<a2<...<aN1；
或者,
所述调制符号根据第二星座图模型对所述数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，所述第二星座图模型包含4*N2个星座点，M2为大于或等于1的整数，N2和M2满足公式N2＝2M2；
所述第二星座图模型中的4*N2个所述星座点所对应的复数形式包括如下:
a1ejθ,a2ejθ,…,aN2ejθ,
b1ej(θ+π/2),b2ej(θ+π/2),…,bN2ej(θ+π/2),
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN2ej(θ+π),
b1ej(θ+3π/2),b2ej(θ+3π/2),…,bN2ej(θ+3π/2)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN2和b1,b2,…,bN2均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN2，0<b1<b2<…<bN2；
或者,
所述调制符号根据第三星座图模型对所述数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，所述第三星座图模型包含8*N3个星座点，M3为大于或等于0的整数，N3和M3满足公式N3＝2M3；
所述第三星座图模型中的8*N3个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN3ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN3ej(θ+π),
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN3和b1,b2,…,bN3均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN3，0<b1<b2<…<bN3。
第二方面，本申请实施例提供了一种信息传输方法，应用于第二通信节点，所述信息传输方法包括：
接收第一通信节点发送的数据包和第一数量的极稀疏导频；
其中，所述第一数量大于或者等于1，所述数据包至少包含调制符号；
所述调制符号根据第一星座图模型对所述数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，所述第一星座图模型包含2*N1个星座点，M1为大于或等于1的整数，N1和M1满足公式N1＝2M1；
所述第一星座图模型中的2*N1个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN1ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN1ej(θ+π)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN1均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN1；
或者,
所述调制符号根据第二星座图模型对所述数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，所述第二星座图模型包含4*N2个星座点，M2为大于或等于1的整数，N2和M2满足公式N2＝2M2；
所述第二星座图模型中的4*N2个所述星座点所对应的复数形式包括如下:
a1ejθ,a2ejθ,…,aN2ejθ,
b1ej(θ+π/2),b2ej(θ+π/2),…,bN2ej(θ+π/2),
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN2ej(θ+π),
b1ej(θ+3π/2),b2ej(θ+3π/2),…,bN2ej(θ+3π/2)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN2和
b1,b2,…,bN2均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN2，0<b1<b2<…<bN2；
或者,
所述调制符号根据第三星座图模型对所述数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，所述第三星座图模型包含8*N3个星座点，M3为大于或等于0的整数，N3和M3满足公式N3＝2M3；
所述第三星座图模型中的8*N3个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN3ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN3ej(θ+π),
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN3和b1,b2,…,bN3均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN3，0<b1<b2<…<bN3。
第三方面，本申请实施例还提供了一种通信设备，包括：存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如上所述的信息传输方法。
第四方面，本申请实施例还提供了一种计算机可读存储介质，存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于执行如上所述的信息传输方法。
第五方面，本申请实施例还提供了一种计算机程序产品，包括计算机程序或计算机指令，所述计算机程序或所述计算机指令存储在计算机可读存储介质中，计算机设备的处理器从所述计算机可读存储介质读取所述计算机程序或所述计算机指令，所述处理器执行所述计算机程序或所述计算机指令，使得所述计算机设备执行如上所述的信息传输方法。
本申请实施例包括：可以确定第一数量的极稀疏导频，然后将数据包和第一数量的极稀疏导频一起传输至第二通信节点，其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，或者根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，或者根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，且M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，即是说，第一通信节点通过向第二通信节点传输极稀疏导频以及包含该调制符号的数据包，以便于第二通信节点可以从极稀疏导频中估计出无线信道的部分信息，再进一步从调制符号中提取出信道信息，而无需从极稀疏导频中估计出无线信道的全部信息，从而能够降低第一通信节点的导频开销，进而能够提高信道估计的准确性，从而能够提高第二通信节点的解调性能，实现高谱效的信息传输；又因为M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，所以调制符号可以根据第一星座图模型、第二星座图模型或者第三星座图模型对数据包中的多个比特信息进行调制而得到，即该调制符号可以承载多个比特信息，从而实现高阶调制，进而能够提高信息传输的频谱效率。因此，本申请实施例能够支持大量第一通信节点实现高谱效的信息传输。
附图说明
图1是本申请一个实施例提供的64QAM调制符号所对应的星座图；
图2是本申请一个实施例提供的信息传输方法的流程图；
图3是本申请一个实施例提供的w个相互独立的导频的示意图；
图4是本申请另一个实施例提供的信息传输方法的流程图；
图5是本申请一个实施例提供的第一星座图模型和第二星座图模型的示意图；
图6是本申请一个实施例提供的在经过信道旋转缩放前后的十字形星座图的示意图；
图7是本申请一个实施例提供的在二维平面坐标系上划分分区的示意图；
图8是本申请一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图9是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图10是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图11是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图12是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图13是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图14是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图15是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图16是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图17是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图18是本申请另一个实施例提供的十字形星座图的示意图；
图19是本申请一个实施例提供的PAM星座图的示意图；
图20是本申请另一个实施例提供的PAM星座图的示意图；
图21是本申请一个实施例提供的第三星座图模型的示意图；
图22是本申请另一个实施例提供的第三星座图模型的示意图；
图23是本申请一个实施例提供的定义物理资源块的示意图；
图24是本申请一个实施例提供的一种定义解调参考信号的示意图；
图25是本申请一个实施例提供的通过OCC码来区分出不同的参考信号端口的示意图；
图26是本申请一个实施例提供的一种采用OCC码定义解调参考信号的示意图；
图27是本申请一个实施例提供的另一种采用OCC码定义解调参考信号的示意图；
图28是本申请一个实施例提供的另一种采用OCC码定义解调参考信号的示意图；
图29是本申请一个实施例提供的一种基于PRB传输的示意图；
图30是本申请一个实施例提供的另一种定义解调参考信号的示意图；
图31是本申请一个实施例提供的另一种定义解调参考信号的示意图；
图32是本申请一个实施例提供的另一种定义解调参考信号的示意图；
图33是本申请一个实施例提供的一种定义参考信号的示意图；
图34是本申请一个实施例提供的另一种定义参考信号的示意图；
图35是本申请一个实施例提供的另一种定义参考信号的示意图；
图36是本申请一实施例提供的一种生成DMRS端口的示意图；
图37是本申请一个实施例提供的另一种定义参考信号的示意图；
图38是本申请一个实施例提供的另一种定义参考信号的示意图；
图39是本申请一个实施例提供的通信设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于流程图中的顺序执行所示出或描述的步骤。说明书和权利要求书及上述附图的描述中，多个(或多项)的含义是两个以上，大于、小于、超过等理解为不包括本数，以上、以下、以内等理解为包括本数。如果有描述到“第一”、“第二”等只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
本申请提供了一种信息传输方法、通信设备及存储介质，第一通信节点可以确定第一数量的极稀疏导频，然后将数据包和第一数量的极稀疏导频一起传输至第二通信节点，其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，或者根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，或者根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，且M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，即是说，第一通信节点通过向第二通信节点传输极稀疏导频以及包含该调制符号的数据包，以便于第二通信节点可以从极稀疏导频中估计出无线信道的部分信息，再进一步从调制符号中提取出信道信息，而无需从极稀疏导频中估计出无线信道的全部信息，从而能够降低第一通信节点的导频开销，进而能够提高信道估计的准确性，从而能够提高第二通信节点的解调性能，实现高谱效的信息传输；又因为M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，所以调制符号可以根据第一星座图模型、第二星座图模型或者第三星座图模型对数据包中的多个比特信息进行调制而得到，即该调制符号可以承载多个比特信息，从而实现高阶调制，进而能够提高信息传输的频谱效率。因此，本申请实施例能够支持大量第一通信节点实现高谱效的信息传输。
值得注意的是，在无线通信系统与大量终端连接的场景下，无线通信系统需要与海量终端进行信息传输。进一步地，如果要求每个终端进行信息传输的频谱效率不能太低，则还需要通过提高调制方式的阶数以提高频谱效率。
相关技术中，通常采用的高阶调制方式为正交振幅调制，例如16QAM、32QAM、64QAM以及256QAM等方式，其星座图中的星座点在二维平面(即复平面)上分布比较均匀，因而可以比较充分地利用复信号的二维信号空间(即二维信号平面)。可以理解的是，通信信号在基带上通常可以用复数表示，即通信信号可以分为I路信号和Q路信号，其中，I路信号是实部，Q路信号是虚部。又因为，通信信号包括调制符号，因此，调制符号也可以用复数表示，也就是一个调制符号可以采用一个复数进行表示，例如，调制符号s可以表示为a+j*b，其中j是虚数，即j＝sqrt(-1)；a是s的实部，表示调制符号在I路传输，而b是s的虚部，表示调制符号在Q路传输。
以相关技术中的16QAM方式的星座图为例，该星座图包含16个点，这16个点所对应的复数包括如下：
3+3j,3+j,3-j,3-3j,
1+3j,1+j,1-j,1-3j,
-1+3j,-1+j,-1-j,-1-3j,
-3+3j,-3+j,-3-j,-3-3j
由该16个点所对应的复数可知，在实部取值范围为-3至3以及虚部取值范围为-3至3的二维平面(也可以称为复平面，或者复信号空间，或者二维信号空间)内，16QAM的星座点分布比较均匀。可以理解的是，复平面与二维平面等价，所以复平面或二维平面也可以称为二维复平面，其中，复数的实部与二维平面的x坐标等价，复数的虚部与二维平面的y坐标等价。因此复数也可以用二维平面上的点表示，例如，复数a+j*b可以用二维平面上的坐标(a,b)表示，其中，坐标(a,b)表示二维平面上的x坐标为a，y坐标为b。因此，16QAM星座图中的16个点除了可以用16个复数进行表示，还可以用二维平面上的16个二维坐标进行表示，其中，16个二维坐标包括如下：
(3,3),(3,1),(3,-1),(3,-3),
(1,3),(1,1),(1,-1),(1,-3),
(-1,3),(-1,1),(-1,-1),(-1,-3),
(-3,3),(-3,1),(-3,-1),(-3,-3)
在本实施例中，在需要对星座图整体进行功率归一化处理的情况下，可以将星座图整体乘以一个归一化因子(或称缩放因子)，例如，16QAM调制方式对应的16个复数都会乘以同一个归一化因子1/sqrt(40)，功率归一化处理后的16QAM星座图包含的16个点所对应的复数包括如下：
1/sqrt(40)*3+3j,3+j,3-j,3-3j,1+3j,1+j,1-j,1-3j,-1+3j,-1+j,-1-j,-1-3j,-3+3j,-3+j,-3-j,-3-3j]
功率归一化处理后的16QAM星座图包含的16个点所对应的坐标可以通过上述列出的16个二维坐标乘以1/sqrt(40)得到，也就是将每个二维坐标的x坐标和y坐标都乘以1/sqrt(40)。
可以理解的是，功率归一化只是让星座图整体缩小，缩小后的星座图中各个星座点仍然均匀分布。
对于其它高阶调制方式，例如32QAM，64QAM，256QAM等调制方式，均与16QAM调制方式相类似，其星座图的星座点在二维平面上均匀分布，所以相关技术中的高阶调制方式可以充分地利用复信号的二维信号空间，而且这些高阶调制方式所对应的解调方式不仅简单，而且能够保证性能，因此，这些高阶调制方式可以比较简单且高效地逼近传输的性能极限，即香农限。所以，在对频谱效率有一定需求的场景中，这些高阶调制方式能够得到广泛应用。但是，这些高阶调制方式需要在信道估计较准确的情况下才能确保性能。如果信道估计误差较大，那么基站(或者接入点)解调时星座图会发生畸变，即旋转缩放，此时，解调性能会下降。
具体地，以调制符号经正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)方式传输(即利用OFDM的子载波对调制符号进行传输)为例，经过多径信道或者频选信道后，承载在OFDM的子载波上的调制符号会被加权一个复数权值(也即频选信道会引发承载在子载波上的调制符号畸变)；或者，如果收发双方(即第一通信节点与第二通信节点双方)存在较大的同步误差，则定时偏差(即时偏)和频率偏差(即频偏)也会导致子载波上的调制符号被加权一个复数权值，也即同步误差会引发调制符号畸变。同样地，在高速移动场景或者卫星通信场景中，多普特效应也会导致子载波上的调制符号被加权一个复数权值，也即同步误差会引发调制符号畸变。由于在同步误差较大的场景、高速移动场景(例如高速移动场景或者卫星通信场景等)或者相位噪声较大的场景下，调制符号的旋转缩放量(即旋转量和缩放量)变化非常快，因此，需要时间间隔很短的导频才能较准确估计出导频之间的调制符号的旋转缩放量，但是，这会增加导频开销，最终导致传输的频谱效率下降。另外，如果导频在时间上的密度不满足要求，那么同样难以准确估计调制符号的旋转缩放量，所以解调性能同样会下降。
进一步地，这些发生在调制符号上的畸变会叠加。以调制符号s经OFDM方式传输为例，假设频选信道导致OFDM的子载波上的调制符号s的复数权值为g1，时频或频偏导致调制符号的复数权值为g2，若同时存在上述频选信道的情况和上述同步误差的情况，则相当于利用一个加权值h对调制符号进行加权，其中h＝g1*g2，也就是接收到的调制符号是y＝h*s+n＝g1*g2*s+n，其中，n是加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)。接收侧(即第二通信节点)如果不能将调制符号上的畸变去除，也即不能将调制符号的加权值h均衡掉，那么调制符号会被旋转缩放。经过细微的旋转缩放的调制符号也会严重制约高阶调制方式的性能，如图1所示，图中的每个小圆点对应一个调制符号，其中图1中左边的坐标系所对应的星座图是标准的64QAM调制符号所对应的星座图；而图1中右边的坐标系所对应的星座图是通过一个加权值(也即一个旋转缩放量)加权后的64QAM调制符号所对应的星座图，也即经历了信道畸变的64QAM调制符号所对应的星座图。如果接收侧直接对如图1中右边的坐标系所对应的星座图进行解调，则即使接收侧的AWGN很小，解调性能也会受到影响。因此，在传统高谱效场景下，通常会利用导频去估计调制符号的复数权值(即畸变)，也就是会将接收到的调制符号y＝h*s+n＝g1*g2*s+n中的h估计出来，然后再将该加权值均衡掉，即将y除以h，也即y/h＝s+n/h，得到没有畸变且只受加性高斯白噪声影响的星座图s+n′，从而能够得到更好的解调性能，其中，n′＝n/h。但是，对于海量终端处于无连接状态(即终端与无线通信系统没有连接)时直接与无线通信系统进行信息传输的场景，以及海量终端基于半持续式调度(Semi-Persistent Scheduling，SPS)的信息传输场景等场景，难以通过导频准确估计出调制符号的复数权值(即畸变)，因此，高阶调制方式的性能会被严重制约。
此外，在无线通信系统与大量终端连接的场景下，海量终端与系统进行信息传输，会增加终端处的导频开销，这将难以保证信道估计的准确性，因此，也会限制基站(或者接入点)的解调性能。
下面对沿用传统的导频方案来实现在第一通信节点与第二通信节点之间的信息传输而导致导频开销的增加进行具体说明。
为了省电，终端在无需进行信息传输时，通常不会与系统建立连接(即终端与系统没有连接，或者终端与系统断开连接)，即终端处于无连接态(其中，Non Connected state，或Non RRC Connected state，或Connectionless state，或Connection-free state，或Disconnected state等均可表示无连接态)。可以理解的是，空闲态(Idle state)或非激活态(Inactive state)可认为与无连接态等价，或者，空闲态(Idle state)或非激活态(Inactive state)也可认为是一种无连接态。
当终端原来处于无连接态(即还没有进入连接态，或者还没有与系统建立连接)，如果沿用相关技术中的上行进行信息传输方案，为了传输信息，终端必须在传输前与系统建立连接。在进入连接态(也可称激活态(Active state))后，终端才能进一步去向系统(如基站或接入点)申请上行传输资源，且在获得系统的资源授权或资源调度后才能进行信息传输。可见，终端要完成一次传统的上行进行信息传输，需要提前完成很多操作，这无疑会增加终端所产生的功耗，以及系统的信令开销。
反之，若终端在无连接状态下与系统进行信息传输，那么在信息传输之前，终端无需建立连接，也无需向基站(或者接入点)申请专用的传输资源，即允许处于无连接态的终端在信息传输之前无需通知基站(或者接入点)，而是自主地直接在一个预设的公共传输资源上向基站传输信息，因此，无连接状态下的信息传输可以降低信息传输的复杂度，减少终端在信息传输时所产生的功耗，以及数据达到基站(或者接入点)的传输时延，同时也节省了信息传输时所需的信令开销。
但是，在无连接状态下的信息传输的场景下，第一通信节点(比如终端)需要自主选择地从预设导频集合中选择导频(或者参考信号)，然而，这会导致一个问题，即由于没有一个中心节点对不同的第一通信节点所发送的导频进行统筹安排，因此，不同的第一通信节点从一个导频数量有限的预设导频集合里自主选择导频，会出现所选择的导频相同的情况，从而会产生导频碰撞的问题。在高过载(即向同一个第二通信节点发送数据包的第一通信节点很多)的场景下，出现导频碰撞的概率非常高。一旦不同的第一通信节点的导频发生碰撞，第二通信节点就难以通过导频分离出多个第一通信节点。
因此，为了减少导频碰撞的次数，需要定义更多的导频，即是说，在预设导频集合中的导频数量要尽可能多，而增加导频数量意味着导频所占用的开销也增加。另外，如果沿用传统的导频方案，即要求通过每个导频来估计信道和时频偏，以此完成调制符号的相关解调，所以每个导频在整个传输带宽以及时间内都需要有信号，换而言之，每个导频在整个传输带宽以及时间内不能分布得太稀疏，这样才能估计出整个传输带宽的信道信息(比如无线多径信道，也即频率选择性信道)以及传输时间内的频偏。所以，要确保无连接状态下的信息传输的传输性能，沿用传统的导频方案，会导致导频所占用的开销成倍增加，检测复杂度也会显著增加。
进一步地，相关技术中有一种上行信息传输的方式，即半持续式调度，其目的是降低传输的物理控制信令开销和时延，十分适用于周期性的业务。但是如果沿用SPS方式来实现大量终端的信息传输，为了提高周期预留资源的利用率，可以让一份SPS资源预留给多个终端共同使用，这就需要在一定的时频资源内定义大量的导频。同理，在一定的导频资源下，极稀疏导频可以使得可用的导频数量最大化，进而能够使得使用同一份SPS资源的终端的数量最大化，因此，极稀疏导频非常适用于海量终端基于半持续式调度的信息传输场景。
针对上述情况，本申请提出以极稀疏导频和调制方式相结合的方式支持海量终端在较高的频谱效率下进行信息传输。
可以理解的是，基于极稀疏导频的方案可以让系统支持更多的终端接入，因此，该基于极稀疏导频的方案非常适合大连接场景，例如，海量终端在无连接状态下直接传输信息的场景，以及海量用户基于SPS的信息传输场景。但是基于极稀疏导频的方案要求接收侧(即第二通信节点)能够通过调制符号自身的特点来进行信道估计，而传统的高阶调制方式的星座图过于密集，不利于接收侧通过调制符号提取信道信息。基于此，本申请提出一种信息传输方法，既能够支持高谱效应用场景，又能够降低接收侧通过调制符号提取信道信息的复杂度，以及提高接收侧通过调制符号所提取的信道信息的准确性。
参照图2，图2是本申请一个实施例提供的信息传输方法的流程图，该信息传输方法应用于第一通信节点，该信息传输方法可以包括但不限于步骤S110和步骤S120。
步骤S110：确定第一数量的极稀疏导频。
步骤S120：将数据包和第一数量的极稀疏导频一起传输至第二通信节点。
其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号。
进一步地，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，第一星座图模型包括2*N1个星座点，M1为大于或者等于1的整数，N1和M1满足公式N1＝2M1；
第一星座图模型中的2*N1个星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN1ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN1ej(θ+π)
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN1均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN1；
或者,
调制符号根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，第二星座图模型包含4*N2个星座点，M2为大于或等于1的整数，N2和M2满足公式N2＝2M2；
第二星座图模型中的4*N2个星座点所对应的复数形式包括如下:
a1ejθ,a2ejθ,…,aN2ejθ,
b1ej(θ+π/2),b2ej(θ+π/2),…,eN2ej(θ+π/2),
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN2ej(θ+π),
b1ej(θ+3π/2),b2ej(θ+3π/2),…,bN2ej(θ+3π/2)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN2和b1,b2,…,bN2均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN2，0<b1<b2<…<bN2；
或者,
调制符号根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，第三星座图模型包含8*N3个星座点，M3为大于或等于0的整数，N3和M3满足公式N3＝2M3；
第三星座图模型中的8*N3个星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN3ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN3ej(θ+π),
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN3和b1,b2,…,bN3均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN3，0<b1<b2<…<bN3。
在本实施例中，通过采用包括上述步骤S110和步骤S120的信息传输方法，可以确定第一数量的极稀疏导频，然后将数据包和第一数量的极稀疏导频一起传输至第二通信节点，其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，或者根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，或者根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，且M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数,即是说，第一通信节点通过向第二通信节点传输极稀疏导频以及包含该调制符号的数据包，以便于第二通信节点可以从极稀疏导频中估计出无线信道的部分信息，再进一步从调制符号中提取出信道信息，而无需从极稀疏导频中估计出无线信道的全部信息，从而能够降低第一通信节点的导频开销，进而能够提高信道估计的准确性，从而能够提高第二通信节点的解调性能，实现高谱效的信息传输；又因为M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，所以调制符号可以根据第一星座图模型、第二星座图模型或者第三星座图模型对数据包中的多个比特信息进行调制而得到，即该调制符号可以承载多个比特信息，从而实现高阶调制，进而能够提高信息传输的频谱效率。因此，本申请实施例能够支持大量第一通信节点实现高谱效的信息传输。
可以理解的是，导频可以称为导频信号，或参考信号(Reference Signal，RS)，或解调参考信号，或前导，而且从形式上看，导频通常是一条序列或一串符号，所以导频也称为导频序列。
一可行的实施方式，每个极稀疏导频均包括第二数量的非零值符号，其中，第二数量大于0且小于5。第二数量的非零值符号承载在时频域上相邻的第三数量的资源单元(Resource Elements，REs)上，或者承载在按时间先后顺序的第三数量的符号上，或者承载在频域相邻子载波上的第三数量的资源单元上，其中，第三数量与第二数量相等(即第三数量大于0且小于5)。可以理解的是，每个极稀疏导频只有一个参考信号单元(ReferenceSignal Element，RSE)，该参考信号单元包含的非零值符号的符号数量为第二数量。可以理解的是，对于OFDM而言，一个资源单元(RE)可以承载一个符号。另外，若第二数量的非零值符号承载在相邻的RE上，相当于该第二数量的符号承载在相邻的时频资源上。或者，对于OFDM而言，若第二数量的非零值符号承载在相邻的时频资源上，相当于该第二数量的非零值符号承载在相邻的RE上。
一可行的实施方式，第二数量的取值为4，第二数量的非零值符号构成非零值符号组[p1,p2,p3,p4]，[p1,p2,p3,p4]的取值至少包括如表1中的各种情况，其中，表1中的不同序号对应于不同的情况。
表1
序号 p1 p2 p3 p4 序号 p1 p2 p3 p4
1 1 1 1 1 33 1 1 1 j
2 1 1 -1 -1 34 1 1 -1 -j
3 1 -1 1 -1 35 1 -1 1 -j
4 1 -1 -1 1 36 1 -1 -1 j
5 1 1 j -j 37 1 1 j 1
6 1 1 -j j 38 1 1 -j -1
7 1 -1 j j 39 1 -1 j -1
8 1 -1 -j -j 40 1 -1 -j 1
9 1 j 1 -j 41 1 j 1 1
10 1 j -1 j 42 1 j -1 -1
11 1 -j 1 j 43 1 -j 1 -1
12 1 -j -1 -j 44 1 -j -1 1
13 1 j j -1 45 1 j j -j
14 1 j -j 1 46 1 j -j j
15 1 -j j 1 47 1 -j j j
16 1 -j -j -1 48 1 -j -j -j
17 1 1 1 -1 49 1 1 1 -j
18 1 1 -1 1 50 1 1 -1 j
19 1 -1 1 1 51 1 -1 1 j
20 1 -1 -1 -1 52 1 -1 -1 -j
21 1 1 j j 53 1 1 j -1
22 1 1 -j -j 54 1 1 -j 1
23 1 -1 j -j 55 1 -1 j 1
24 1 -1 -j j 56 1 -1 -j -1
25 1 j 1 j 57 1 j 1 -1
26 1 j -1 -j 58 1 j -1 1
27 1 -j 1 -j 59 1 -j 1 1
28 1 -j -1 j 60 1 -j -1 -1
29 1 j j 1 61 1 j j j
30 1 j -j -1 62 1 j -j -j
31 1 -j j -1 63 1 -j j -j
32 1 -j -j 1 64 1 -j -j j
一可行的实施方式，第二数量的取值为1，即一个非零值符号；或者，第二数量的取值为2，第二数量的非零值符号构成非零值符号对[p1,p2]，[p1,p2]的取值为[a1,a2]或者[b1,b2]，其中，[a1,a2]和[b1,b2]正交，即a1′*b1+a2′*b2＝0；或者，第二数量的取值为2，第二数量的非零值符号构成非零值符号对[p1,p2]，[p1,p2]的取值至少包括[p1,p2]＝[1,1]；[p1,p2]＝[1,-1]；[p1,p2]＝]1,j]；[p1,p2]＝[1,-j]等情况；或者，第二数量的取值为4，第二数量的非零值符号构成非零值符号组[p1,p2,p3,p4]，[p1,p2,p3,p4]的取值为[a1,a2,a3,a4]、[b1,b2,b3,b4]、[c1,c2,c3,c4]或者[d1,d2,d3,d4]，其中，[a1,a2,a3,a4]、[b1,b2,b3,b4]、[c1,c2,c3,c4]和[d1,d2,d3,d4]相互正交，即[a1,a2,a3,a4]、[b1,b2,b3,b4]、[c1,c2,c3,c4]和[d1,d2,d3,d4]中的任意两个相互正交，具体地，[a1,a2,a3,a4]与[b1,b2,b3,b4]相互正交，即a1′*b1+a2′*b2+a3′*b3+a4′*b4＝0；[a1,a2,a3,a4]与[c1,c2,c3,c4]相互正交，即a1′*c1+a2′*c2+a3′*c3+a4′*c4＝0，等等，在此不再赘述。
一可行的实施方式，每个极稀疏导频的符号长度均大于24，即每个极稀疏导频的非零值符号与零值符号的总数量大于24，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，当第一数量的取值大于或者等于2时，第一数量的极稀疏导频之间相互独立，即第一数量的极稀疏导频之间不关联或者不相关，其中，第一数量的取值可以大于或者等于1，即第一数量的取值可以是1、2或者其他取值，在此不作具体限制。其中，将一次传输中包含2个或多个导频，并且导频之间无关联或者相互独立的技术称为独立多导频技术，该多个相互独立的导频称为独立多导频。如图3所示，在一次传输中包含w个极稀疏导频，其中，w个极稀疏导频分别表示为P1、P2、......、Pw，w可以为大于2的正整数，并且数据包中包含该w个极稀疏导频的信息，例如，该数据包中包含该w个极稀疏导频的索引号(即极稀疏导频在预设导频集合中的索引号)，这样，一旦某个终端的数据包译码成功，就可以确定该终端在此次信息传输中所使用的所有极稀疏导频的信息，从而可以对导频信号进行干扰消除。
可以理解的是，第一通信节点与第二通信节点的信息传输可以采用独立多导频技术，这样，在相同的导频开销下，不同的第一通信节点的独立多导频同时碰撞的概率会比传统单导频碰撞的概率小。因此，在竞争式无连接状态(或者竞争式免调度方式)的传输场景下，可以采用独立多导频技术以支持更多的第一通信节点进行信息传输。进一步地，可以结合独立多导频技术和极稀疏导频技术，即采用多个相互独立的极稀疏导频，进一步减少导频碰撞的概率，进一步提升接入的第一通信节点的数量。
在一实施例中，当第二通信节点为基站时，通过基于迭代的接收机，基站每轮都可以通过不碰撞(即相互独立)的多个极稀疏导频解调出对应的第一通信节点，然后将重构出该第一通信节点的数据包和极稀疏导频，并从接收信号中将该第一通信节点对应的数据包和极稀疏导频消除，如此迭代直至解调出所有可解的第一通信节点，以减少导频碰撞的概率，进一步提升接入的第一通信节点的数量。
在一实施例中，当第一数量的取值大于或者等于2时，第一数量的极稀疏导频可以根据数据包中的信息而确定。
在另一实施例中，当第一数量的取值大于或者等于2时，第一数量的极稀疏导频可以根据数据包中的一个或者多个比特信息而确定，比如，一个极稀疏导频可以根据数据包中的一个比特信息确定；又如，一个极稀疏导频可以根据数据包中的两个比特信息确定；再如，两个极稀疏导频均根据数据包中的多个比特信息确定，等等，本申请实施例不对第一数量和比特信息的数量作限制。
在另一实施例中，当第一数量的取值大于或者等于2时，每个极稀疏导频均根据数据包中的第四数量的比特信息从预设导频集合中确定得到，其中，预设导频集合包括第五数量的导频，第四数量与第五数量成对数函数关系，对数函数为以2作为底数的对数函数。比如，假设第五数量是D个，则第四数量为log2(D)个，在此不作具体限制。可以理解的是，第五数量可以是64、128或者更多，在此不做具体限制。
一可行的实施方式，当调制符号根据第一星座图模型而调制得到，a1,a2,…,aN1均可由如下公式表示，即
an＝(2n-1+Δ)d；
其中，n的取值包括1,2,...,N1，即an可以是a1，也可以是a2，还可以是a3，或者aN1等等。d为正实数，Δ为大于或等于0的实数，使得a1,a2,…,aN1构成等差数列。
进一步地，当Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1；当Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n；当Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
或者，Δ的取值可以为此时，当d的取值为1，使得an满足当d的取值为1/2，使得an满足/>
一可行的实施方式，当调制符号根据第二星座图模型而调制得到，a1,a2,…,aN2均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1,b2,…,bN2均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1,2,...,N2，即an可以是a1，也可以是a2，还可以是a3，或者aN2等等。同样地，bn可以是b1，也可以是b2，还可以是b3或者bN2等等。d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数，使得a1,a2,…,aN2构成等差数列，b1,b2,…,bN2构成等差数列。
进一步地，当Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1；当Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n；当Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
或者，Δ的取值可以为此时，当d的取值为1，使得an满足当d的取值为1/2，使得an满足/>
一可行的实施方式，当调制符号根据第三星座图模型而调制得到，a1,a2,…,aN3均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1,b2,…,bN3均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1,2,...,N3，即an可以是a1，也可以是a2，还可以是a3，或者aN3等等。同样地，bn可以是b1，也可以是b2，还可以是b3，或者bN3等等。d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数，使得a1,a2,…,aN3构成等差数列，b1,b2,…,bN3构成等差数列。
进一步地，当Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1；当Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n；当Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
或者，Δ的取值可以为此时，当d的取值为1，使得an满足当d的取值为1/2，使得an满足/>
一可行的实施方式，当调制符号根据第二星座图模型或者第三星座图模型而调制得到，β等于0。
一可行的实施方式，当调制符号根据第三星座图模型而调制得到，β大于0。
一可行的实施方式，当调制符号根据第一星座图模型而调制得到，d的取值为使采用第一星座图模型进行调制得到的调制符号的平均功率等于1的数值，即d的取值使得第一星座图模型中的星座点的模平方的均值是1，也即d的取值使得第一星座图模型的平均功率是1，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，当调制符号根据第二星座图模型而调制得到，d的取值为使采用第二星座图模型进行调制得到的调制符号的平均功率等于1的数值，即d的取值使得第二星座图模型中的星座点的模平方的均值是1，也即d的取值使得第二星座图模型的平均功率是1，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，当调制符号根据第三星座图模型而调制得到，d的取值为使采用第三星座图模型进行调制得到的调制符号的平均功率等于1的数值，即d的取值使得第三星座图模型中的星座点的模平方的均值是1，也即d的取值使得第三星座图模型的平均功率是1，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，θ的取值可以为0；或者，θ的取值可以为π/4，即满足公式θ＝π/4；或者，θ的取值满足公式θ＝π/8，在此不作具体限制。
另外，图4是本申请另一个实施例提供的一种信息传输方法，该信息传输方法应用于第二通信节点，该信息传输方法可以包括但不限于步骤S210。
步骤S210：接收第一通信节点发送的数据包和第一数量的极稀疏导频。
其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，第一星座图模型包含2*N1个星座点，M1为大于或等于1的整数，N1和M1满足公式N1＝2M1；
第一星座图模型中的2*N1个星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN1ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN1ej(θ+π)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN1均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN1；
或者,调制符号根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，第二星座图模型包含4*N2个星座点，M2为大于或等于1的整数，N2和M2满足公式N2＝2M2；
第二星座图模型中的4*N2个星座点所对应的复数形式包括如下:
a1ejθ,a2ejθ,…,aN2ejθ,
b1ej(θ+π/2),b2ej(θ+π/2),…,bN2ej(θ+π/2),
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN2ej(θ+π),
b1ej(θ+3π/2),b2ej(θ+3π/2),…,bN2ej(θ+3π/2)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN2和b1,b2,…,bN2均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN2，0<b1<b2<…<bN2；
或者,调制符号根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，第三星座图模型包含8*N3个星座点，M3为大于或等于0的整数，N3和M3满足公式N3＝2M3；
第三星座图模型中的8*N3个星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ,a2ejθ,…,aN3ejθ,
a1ej(θ+π),a2ej(θ+π),…,aN3ej(θ+π),
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1,a2,…,aN3和b1,b2,…,bN3均为正数，并且满足：0<a1<a2<…<aN3，0<b1<b2<…<bN3。
在本实施例中，通过采用包括上述步骤S210的信息传输方法，第二通信节点可以接收第一通信节点发送的数据包和第一数量的极稀疏导频，其中，第一数量大于或者等于1，数据包至少包含调制符号，调制符号根据第一星座图模型对数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，或者根据第二星座图模型对数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，或者根据第三星座图模型对数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，且M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，即是说，第二通信节点可以从第一通信节点所发送的极稀疏导频中估计出无线信道的部分信息，再进一步从调制符号中提取出信道信息，而无需从极稀疏导频中估计出无线信道的全部信息，从而能够降低第一通信节点的导频开销，进而能够提高信道估计的准确性，从而能够提高第二通信节点的解调性能，实现高谱效的信息传输；又因为M1为大于或等于1的整数，M2为大于或等于1的整数，M3为大于或等于0的整数，调制符号可以根据第一星座图模型、第二星座图模型或者第三星座图模型对数据包中的多个比特信息进行调制而得到，即该调制符号可以承载多个比特信息，从而实现高阶调制，进而能够提高信息传输的频谱效率。因此，本申请实施例能够支持大量第一通信节点实现高谱效的信息传输。
可以理解的是，导频可以称为导频信号，或参考信号(Reference Signal，RS)，或解调参考信号，或前导，而且从形式上看，导频通常是一条序列或一串符号，所以导频也称为导频序列。
一可行的实施方式，每个极稀疏导频均包括第二数量的非零值符号，其中，第二数量大于0且小于5。第二数量的非零值符号承载在时频域上相邻的第三数量的资源单元(Resource Elements，REs)上，或者承载在按时间先后顺序的第三数量的符号上，或者承载在频域相邻子载波上的第三数量的资源单元上，其中，第三数量与第二数量相等(即第三数量大于0且小于5)。可以理解的是，每个极稀疏导频只有一个参考信号单元(ReferenceSignal Element，RSE)，该参考信号单元包含的非零值符号的符号数量为第二数量。可以理解的是，对于OFDM而言，一个资源单元(RE)可以承载一个符号。另外，若第二数量的非零值符号承载在相邻的RE上，相当于该第二数量的符号承载在相邻的时频资源上。或者，对于OFDM而言，若第二数量的非零值符号承载在相邻的时频资源上，相当于该第二数量的非零值符号承载在相邻的RE上。
一可行的实施方式，第二数量的取值为1，即一个非零值符号；或者，第二数量的取值为2，第二数量的非零值符号构成非零值符号对[p1,p2]，[p1,p2]的取值为[a1,a2]或者[b1,b2]，其中，[a1,a2]和[b1,b2]正交，即a1′*b1+a2′*b2＝0；或者，第二数量的取值为2，第二数量的非零值符号构成非零值符号对[p1,p2]，[p1,p2]的取值至少包括[p1,p2]＝[1,1]；[p1,p2]＝[1,-1]；[p1,p2]＝[1,j]；[p1,p2]＝[1,-j]等情况；或者，第二数量的取值为4，第二数量的非零值符号构成非零值符号组[p1,p2,p3,p4]，[p1,p2,p3,p4]的取值为[a1,a2,a3,a4]、[b1,b2,b3,b4]、[c1,c2,c3,c4]或者[d1,d2,d3,d4]，其中，[a1,a2,a3,a4]、[b1,b2,b3,b4]、[c1,c2,c3,c4]和[d1,d2,d3,d4]相互正交，即[a1,a2,a3,a4]、[b1,b2,b3,b4]、[c1,c2,c3,c4]和[d1,d2,d3,d4]中的任意两个相互正交，具体地，[a1,a2,a3,a4]与[b1,b2,b3,b4]相互正交，即a1′*b1+a2′*b2+a3′*b3+a4′*b4＝0；[a1,a2,a3,a4]与[c1,c2,c3,c4]相互正交，即a1′*c1+a2′*c2+a3′*c3+a4′*c4＝0，等等，在此不再赘述。
一可行的实施方式，第二数量的取值为4，第二数量的非零值符号构成非零值符号组[p1,p2,p3,p4]，[p1,p2,p3,p4]的取值至少包括如表1中的各种情况，其中，表1中的不同序号对应于不同的情况。
一可行的实施方式，每个极稀疏导频的符号长度均大于24，即每个极稀疏导频的非零值符号与零值符号的总数量大于24，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，当第一数量的取值大于或者等于2时，第一数量的极稀疏导频之间相互独立，即第一数量的极稀疏导频之间不关联或者不相关，其中，第一数量的取值可以大于或者等于1，即第一数量的取值可以是1、2或者其他取值，在此不作具体限制。其中，将一次传输中包含2个或多个导频，并且导频之间无关联或者相互独立的技术称为独立多导频技术，该多个相互独立的导频称为独立多导频。如图3所示，在一次传输中包含w个极稀疏导频，其中，w个极稀疏导频分别表示为P1、P2、......、Pw，w可以为大于2的正整数，并且数据包中包含该w个极稀疏导频的信息，例如，该数据包中包含该w个极稀疏导频的索引号(即极稀疏导频在预设导频集合中的索引号)，这样，一旦某个终端的数据包译码成功，就可以确定该终端在此次信息传输中所使用的所有极稀疏导频的信息，从而可以对导频信号进行干扰消除。
可以理解的是，第一通信节点与第二通信节点的信息传输可以采用独立多导频技术，这样，在相同的导频开销下，不同的第一通信节点的独立多导频同时碰撞的概率会比传统单导频碰撞的概率小。因此，在竞争式无连接状态(或者竞争式免调度方式)的传输场景下，可以采用独立多导频技术以支持更多的第一通信节点进行信息传输。进一步地，可以结合独立多导频技术和极稀疏导频技术，即采用多个相互独立的极稀疏导频，进一步减少导频碰撞的概率，进一步提升接入的第一通信节点的数量。
在一实施例中，当第二通信节点为基站时，通过基于迭代的接收机，基站每轮都可以通过不碰撞(即相互独立)的多个极稀疏导频解调出对应的第一通信节点，然后将重构出该第一通信节点的数据包和极稀疏导频，并从接收信号中将该第一通信节点对应的数据包和极稀疏导频消除，如此迭代直至解调出所有可解的第一通信节点，以减少导频碰撞的概率，进一步提升接入的第一通信节点的数量。
在一实施例中，当第一数量的取值大于或者等于2时，第一数量的极稀疏导频可以根据数据包中的信息而确定。
在另一实施例中，当第一数量的取值大于或者等于2时，第一数量的极稀疏导频可以根据数据包中的一个或者多个比特信息而确定，比如，一个极稀疏导频可以根据数据包中的一个比特信息确定；又如，一个极稀疏导频可以根据数据包中的两个比特信息确定；再如，两个极稀疏导频均根据数据包中的多个比特信息确定，等等，本申请实施例不对第一数量和比特信息的数量作限制。
在另一实施例中，当第一数量的取值大于或者等于2时，每个极稀疏导频均根据数据包中的第四数量的比特信息从预设导频集合中确定得到，其中，预设导频集合包括第五数量的导频，第四数量与第五数量成对数函数关系，对数函数为以2作为底数的对数函数。比如，假设第五数量是D个，则第四数量为log2(D)个，在此不作具体限制。可以理解的是，第五数量可以是64、128或者更多，在此不做具体限制。
一可行的实施方式，当调制符号根据第一星座图模型而调制得到，a1,a2,…,aN1均可由如下公式表示，即
an＝(2n-1+Δ)d；
其中，n的取值包括1,2,...,N1，即an可以是a1，也可以是a2，还可以是a2，或者aN1等等。d为正实数，Δ为大于或等于0的实数，使得a1,a2,…,aN1构成等差数列。
进一步地，当Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1；当Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n；当Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
或者，Δ的取值可以为此时，当d的取值为1，使得an满足当d的取值为1/2，使得an满足/>
一可行的实施方式，当调制符号根据第二星座图模型而调制得到，a1,a2,…,aN2均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1,b2,…,bN2均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1,2,...,N2，即an可以是a1，也可以是a2，还可以是a3，或者aN2等等。同样地，bn可以是b1，也可以是b2，还可以是b3或者bN2等等。d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数，使得a1,a2,…,aN2构成等差数列，b1,b2,…,bN2构成等差数列。
进一步地，当Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1；当Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n；当Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
或者，Δ的取值可以为此时，当d的取值为1，使得an满足当d的取值为1/2，使得an满足/>
一可行的实施方式，当调制符号根据第三星座图模型而调制得到，a1,a2,…,aN3均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1,b2,…,bN3均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1,2,...,N3，即an可以是a1，也可以是a2，还可以是a3，或者aN3等等。同样地，bn可以是b1，也可以是b2，还可以是b3，或者bN3等等。d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数，使得a1,a2,…,aN3构成等差数列，b1,b2,…,bN3构成等差数列。
进一步地，当Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1；当Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n；当Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
或者，Δ的取值可以为此时，当d的取值为1，使得an满足当d的取值为1/2，使得an满足/>一可行的实施方式，当调制符号根据第二星座图模型或者第三星座图模型而调制得到，β等于0。
一可行的实施方式，当调制符号根据第三星座图模型而调制得到，β大于0。
一可行的实施方式，当调制符号根据第一星座图模型而调制得到，d的取值为使采用第一星座图模型进行调制得到的调制符号的平均功率等于1的数值，即d的取值使得第一星座图模型中的星座点的模平方的均值是1，也即d的取值使得第一星座图模型的平均功率是1，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，当调制符号根据第二星座图模型而调制得到，d的取值为使采用第二星座图模型进行调制得到的调制符号的平均功率等于1的数值，即d的取值使得第二星座图模型中的星座点的模平方的均值是1，也即d的取值使得第二星座图模型的平均功率是1，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，当调制符号根据第三星座图模型而调制得到，d的取值为使采用第三星座图模型进行调制得到的调制符号的平均功率等于1的数值，即d的取值使得第三星座图模型中的星座点的模平方的均值是1，也即d的取值使得第三星座图模型的平均功率是1，在此不作具体限制。
一可行的实施方式，θ的取值可以为0；或者，θ的取值可以为π/4，即满足公式θ＝π/4；或者，θ的取值满足公式θ＝π/8，在此不作具体限制。
如图5所示，图5是本申请一实施例提供的第一星座图模型和第二星座图模型的示意图，在一实施例中，第二星座图模型可以为如图5中左下角坐标系所对应的十字形星座图或者右下角坐标系所对应的十字形星座图，其中，十字形星座图为一半数量的星座点位于一条经过零点(即原点)的直线上，另外一半数量的星座点位于另一条经过零点(即原点)的直线上，且这两条直线互相垂直的星座图，十字形星座图具有高谱效以及几何形状简单等优点。具体地，图5中所示的十字形星座图是二维信号平面中的星座图，这些十字形星座图均包括16个星座点，每个星座点对应一个调制符号，每个调制符号可以承载4个比特信息，即4个比特信息会映射(即调制)为一个调制符号。其中，图5中左下角的十字形星座图中的星座点分布在x轴(即I路)和y轴(即Q路)；图5中右下角的十字形星座图中的星座点分别分布在经过原点的45°方向的直线上和经过原点的135°方向直线上。图5中右下角的十字形星座图可以通过图5中左下角的十字形星座图旋转45°形成。可以理解的是，第二星座图模型还可以是除了如图5中左下角和右下角所示的十字形星座图以外的其它十字形星座图，本申请实施例并不对第二星座图模型的形式作具体限制。
如图5所示，在一实施例中，第一星座图模型可以为如图5中左上角坐标系所对应的PAM(Pulse Amplitude Modulation,脉冲幅度调制)星座图或者右上角坐标系所对应的PAM星座图，即线性星座图，其中，PAM星座图的全部星座点在一条经过零点(即原点)的直线上。可以理解的是，第一星座图模型还可以是除了如图5中左上角和右上角所示的PAM星座图以外的其它PAM星座图，本申请实施例并不对第一星座图模型的形式作具体限制。
详细来说，每个调制符号(也即每个星座点)可以承载多个比特信息，也就是可以实现高阶调制的效果，从而实现高谱效。在一实施例中，每个调制符号可以承载4个比特信息，也就是4个比特信息会映射(即调制)为一个调制符号；在另一实施例中，每个调制符号可以承载5个比特，也就是5个比特信息会映射(即调制)为一个调制符号。
可以理解的是，调制符号对应的线性星座图(即PAM星座图)、十字形星座图和8臂星座图都具备简单的几何形状的优点，即使接收侧(即第二通信节点)接收到的调制符号经过了信道的旋转缩放，调制符号所对应的星座图也仅是一个经过旋转缩放的线性星座图、十字形星座图或者8臂星座图，形成的几何形状依然比较简单。
由于线性星座图是相对较简单的星座图，通常会比十字形星座图的处理更简单，因此，下面以稍微复杂的十字形星座图为例来进行说明。
如图6所示，图6是在经过信道旋转缩放前后的十字形星座图的示意图，其中，图6左边坐标系是发射调制符号s(即第一通信节点处的未经过信道旋转缩放的调制符号s)对应的十字形星座图的示意图，图6中间坐标系是第二通信节点所接收到的经过旋转缩放后的调制符号h*s(即h乘以s，也可以表示为h·s或hs)对应的十字形星座图的示意图，其中复数h是旋转缩放量。
值得注意的是，图6中间坐标系是没有AWGN的接收调制符号(即第二通信节点所接收到的经过旋转缩放后的调制符号)对应的十字形星座图的示意图，图6右边坐标系是有AWGN的接收调制符号(y＝h*s+n)对应的十字形星座图的示意图。可以理解的是，图6右边所示的星座图可以通过在图6中间所示的星座图中的星座点加上AWGN对应的复数而形成，即带AWGN的接收调制符号(h*s+n)对应的星座点会在图6中间所示的星座图对应的星座点(h*s)的周围按照AWGN的概率密度进行分布。在图6右边的星座图中，星座点的颜色从中间到边缘由深到浅，该星座点是对应的调制符号被AWGN影响而形成的点的集合。由图6右边的星座图也可以看出，即使存在AWGN，接收调制符号对应的十字形星座图的大体形状依旧为十字形。因此，接收侧(即第二通信节点)可以利用如图6右边所示的十字形星座图的几何形状来估计该星座图所受到的旋转缩放量，也即将h估计出来。
下面对一种旋转缩放量估计方法进行详细地描述：
如图7所示，首先，将二维平面(即二维信号平面)分为4个分区，可以采用两种典型的方法进行分区。具体地，如图7中左边坐标系所示，在第一种分区方法中，以4个象限为4分区，也即以x轴和y轴为分区线，其中，采用斜线填充的区域是分区1，采用细点填充的区域是分区2，采用竖线填充的区域是分区3，采用砖块状填充的区域是分区4；如图7中右边坐标系所示，第二种分区方法中的4个分区由第一种分区方法中的4个分区旋转45°形成，也即以由原点发出的45°射线至由原点发出的135°射线所围成的区域为分区1，其中，分区1由斜线填充；以由原点发出的135°射线至由原点发出的225°射线的区域为分区2，其中，分区2由细点填充；以由原点发出的225°射线至由原点发出的315°射线的区域为分区3，其中，分区3由竖线填充；以由原点发出的315°射线至由原点发出的45°射线的区域为分区4，其中，分区4由砖块状填充。采用如图7所示的两种分区方法对一个星座点的所属分区进行判断，仅需要对星座点坐标进行一些简单的加减法即能够判断出该星座点所属的具体分区，而无需通过复杂的乘法运算来判断，可见，判断方法简便。除了可以采用上述两种分区方法之外，还可以选择其它分区方法将二维平面划分为4个分区，本申请实施例不作具体限制。
如图6至图8所示，在接收侧(即第二通信节点)将二维信号平面分为4个分区后，分别将每个分区里面的星座点(即每个星座点对应的调制符号)加起来，再除以该分区内星座点的数量(即调制符号的数量)，然后可以计算得出一个坐标，该坐标为该分区星座点的中心。图6中间所示的十字形星座图是将图6左边所示的十字形星座图旋转缩放后所形成的星座图的示意图。以如图7中左边坐标系所示的分区为例，经过分区后，所有星座点被分成4部分，如图8中间坐标系和右边坐标系所示，将分区1里面的星座点加起来，再除以该分区内星座点的数量，可以得到分区1的星座点中心c1，即图8右边坐标系中所示的三角形的所处位置；同样地，将分区2里面的星座点加起来，再除以该分区内星座点的数量，可以得到分区2的星座点中心c2，即图8右边坐标系中所示的四边形的所处位置；将分区3里面的星座点加起来，再除以该分区内星座点的数量，可以得到分区3的星座点中心c3，即图8右边坐标系中所示的五角星的所处位置；将分区4里面的星座点加起来，再除以该分区内星座点的数量，可以得到分区4的星座点中心c4，即图8右边坐标系中所示的六角星的所处位置。
如图7和图8所示，根据所有分区的星座点中心可以得到整个星座图的旋转缩放量，具体地，以图8所示的一种分区方法为例，假设计算得到的4个分区的星座点中心分别为c1、c2、c3、c4，通过将分区2的星座点中心c2顺时针旋转90°得到c2′,也即c2′＝c2*(-j)；通过将分区3的星座点中心c3顺时针旋转180°得到c3′,也即c3′＝-c3；通过将分区4的星座点中心c4逆时针旋转90°得到c4′，也即c4′＝c4*j；然后根据c1、c2′、c3′、c4′可以对整个星座图所受到的旋转缩放量c进行估计，其中，该旋转缩放量c可以通过下式(1)表示，即：
c＝(c1+c2′+c3′+c4′)/4 (1)
在存在AWGN的情况下，尤其是在有些调制符号受到的AWGN较大的情况下，部分调制符号可能会发生越区切换的现象。为了更准确地估计旋转缩放量，通常需要用到图7中所示的两种分区方法，针对两种分区方法分别按照上述估计方法计算出星座图的两个旋转缩放量，然后将两个旋转缩放量中模值较大的一个模值作为该星座图的旋转缩放量。
如图5所示，对于如图5中左上角或右上角所示的线性星座图，可以只用2个分区去计算星座图的旋转缩放量，例如，接收侧(即第二通信节点)通过y轴将二维信号平面分为2个分区后，分别将每个分区里面的星座点(即每个星座点对应的调制符号)加起来，再除以该分区内星座点的数量(即调制符号的数量)，然后可以计算得到一个星座点，即该分区的星座点中心，再通过所有分区的星座点中心求得整个星座图的旋转缩放量，假设x轴右边(也即x＞＝0)为分区1，分区1的星座点中心为c1；x轴左边(也即x＜0)为分区2，分区2的星座点中心为c2，通过将分区2的星座点中心c2顺时针旋转90°得到c2′,也即c2′＝-c2；然后根据c1、c2′可以对整个星座图所受到的旋转缩放量c进行估计，其中，该旋转缩放量c可以通过下式(2)表示，即：
c＝(c1+c2′)/2 (2)
为了更准确地估计旋转缩放量，可以采用下面四种不同的2分区方法进行分区，在第一种分区方法中，以x轴为分区线，将二维信号平面分成2个分区；在第二种方法中，以y轴为分区线，将二维信号平面分成2个分区；在第三种分区方法中，以过原点的45°直线为分区线，将二维信号平面分成2个分区；在第四种分区方法中，以过原点的135°直线为分区线，将二维信号平面分成2个分区。
基于上述四种不同的2分区方法来计算得到四个旋转缩放量，然后将四个旋转缩放量中模值最大的一个作为该星座图的旋转缩放量，接收侧(即第二通信节点)估计到星座图所受到的旋转缩放量后，可以将星座图所经历的旋转缩放量均衡掉，得到没有畸变且只受AWGN影响的星座图。
因此，通过第一星座图模型、第二星座图模型或者第三星座图模型得到的多个调制符号能够形成一个几何形状简单的星座图，且在调制符号受到信道干扰发生旋转缩放的畸变后，所形成的星座图仍然呈现为一个简单的几何形状图形，所以，本申请的信息传输方法能够仅通过星座图所具备的形状特点进行补偿，从而无需增加导频开销以提高解调性能，保证高频率谱效。
针对上述实施例所提供的信息传输方法，下面以具体的示例进行详细的描述：
示例一：
参照图6，图6中的十字形星座图可以分成两部分，每一部分的星座点均处于一条经过零点(即原点)的直线上，例如，如图6左边坐标系所对应的十字形星座图，其中一半数量的星座点落在x轴的直线上，另外一半数量的星座点落在y轴的直线上。又如，图6中间坐标系所对应的十字形星座图中一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成45°角的经过零点(即原点)的直线上，另一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成135°角的经过零点(即原点)的直线上。
具体地，若一条经过原点的直线上的相邻星座点之间的距离是相等的，且相邻两点之间的距离设为2d，则在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离只有即是说，在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离会比处于同一直线上的相邻星座点的距离要小，即距离原点最近的4个星座点分布更密集，因此，星座图更容易受到AWGN干扰，这会导致解调性能下降。/>
另外，该十字形星座图可以分成4个部分，例如，如图6左边坐标系所对应的十字形星座图，可以按照图7右边坐标系所示的分区形式，将如图6左边坐标系所对应的十字形星座图中的星座点分成4个部分，其中，第一部分的星座点为x轴上大于0的星座点，即落在x轴正半轴上的星座点，其中，第一部分对应于图7中右边坐标系的分区4；第二部分的星座点为x轴上小于0的星座点，即落在x轴负半轴上的星座点，其中，第二部分对应于图7中右边坐标系的分区2；第三部分的星座点为y轴上大于0的星座点，即落在y轴正半轴上的星座点，其中，第三部分对应于图7中右边坐标系的分区1；第四部分的星座点为y轴上小于0的星座点，即落在y轴负半轴上的星座点，其中，第四部分对应于图7中右边坐标系的分区3。
进一步地，为了避免上述问题(即在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离会比处于同一直线上的相邻星座点的距离要小)，可以对十字形星座图的4个部分的星座点分别加上一个大于0的偏移量Δ，使得在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离大于或等于同一直线上的相邻星座点的距离，即4个部分的星座点均向远离于原点的方向偏移，避免距离原点最近的4个星座点分布密集，以提高解调性能。
或者，该十字形星座图的4个部分的星座点可以不叠加一个大于0的偏移量Δ，即十字形星座图各个部分的星座点的偏移量为0，而在所有部分的星座点的偏移量均为0的十字形星座图中，同一直线上的相邻星座点之间的距离相等，因此，星座图的平均功率更低。具体地，在an＝(2n-1+Δ)d的情况下，Δ的取值可以为此时， 在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离均为2d，且同一直线上的相邻星座点之间的距离也为2d，即在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离与各个部分中同一直线上相邻星座点之间的距离相等。
可以理解的是，为了提高该十字形星座图中距离原点最近的4个星座点的传输性能，可以增大在距离原点最近的4个星座点中相邻的星座点之间的距离，使得所形成的十字形星座图向外扩展，避免距离原点最近的4个星座点分布过于密集，从而降低AWGN对星座点(即调制符号)的影响，提高十字形星座图的鲁棒性。例如，可以令an＝nd，d为一个正实数，使得在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离为而各个部分的同一直线上的相邻星座点之间的距离为d，即在距离原点最近的4个星座点中，相邻的星座点之间的距离大于各个部分的同一直线上相邻星座点之间的距离，即4个部分的星座点均向远离于原点的方向偏移，以降低AWGN对星座点(即调制符号)的影响，从而提高第二通信节点的解调性能。但是，由于对十字形星座图的4个部分的星座点分别加上一个大于0的偏移量Δ，会使得星座图的平均功率更大，因此，有些场景也会采用偏移量Δ为0的十字形星座图，在此不作具体限制。
示例二：
以Δ的取值满足公式为例，参照图9，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为1的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝2，因此，第二星座图模型为包括8个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即十字形星座图的旋转量为0，即是说，十字形星座图中的星座点分布在x轴(即I路)和y轴(即Q路)上。接着，由/>可知，/>因此，星座点a1ej0(即s1)与星座点b1ej(0+π/2)(即s3)之间的距离为2，即/> 其中，ej0＝cos 0+jsin0＝1，ej(0+π/2)＝cos(0+π/2)+jsin(0+π/2)＝j，从而可以确定出同一直线上的相邻星座点之间的距离为2。同样地，星座点a1ej0(即s1)与星座点a2ej0(即s2)之间的距离为2，即/>离原点最近的4个星座点的相邻点之间的距离为2，因此，星座点s1与星座点s3之间的距离，跟星座点s1与星座点s2之间的距离相等。因此，距离原点最近的4个星座点的相邻点之间的距离，与同一直线上的相邻星座点之间的距离相等。其中，星座点s1的坐标为/>星座点s2的坐标为/>星座点s3的坐标为/>可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，在Δ取值等于的情况下，即如图9所示的8个星座点的二维坐标具体如下：
另外，该8个星座点的二维坐标可以包括如下：
(1+Δ,0),(3+Δ,0),
(0,1+Δ),(0,3+Δ),
(-(1+Δ),0),(-(3+Δ),0),
(0,-(1+Δ)),(0,-(3+Δ))
其中，Δ可以用有限位小数表示，例如，在此不作具体限制。
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的8个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子。
示例三：
以Δ的取值满足公式为例，参照图10，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为1的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝2，因此，第二星座图模型为包括8个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即是说，十字形星座图中一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成45°角的经过零点(即原点)的直线上，另一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成135°角的经过零点(即原点)的直线上。
接着，由可知，/>
可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，在Δ取值等于的情况下，即如图10所示的8个星座点的二维坐标具体如下：
可以理解的是，Δ的取值还可以满足公式其中，Δ可以用有限位小数表示，例如，Δ＝1-0.707＝0.293，在此不作具体限制。
当Δ的取值满足公式该8个星座点的二维坐标可以包括如下：
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的8个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子。
示例四：
参照图11，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2取值为2的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的4个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝4，因此，第二星座图模型为包括16个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即十字形星座图的旋转量为0，即是说，十字形星座图中的星座点分布在x轴(即I路)和y轴(即Q路)上。接着，由可知，/>由于ej0＝cos 0+jsin0＝1，因此从而可以确定出a1ej0与a2ej0的距离是2，即同一直线上的相邻星座点之间的距离为2。另外，根据bn＝an+β，在β取值为0的情况下可以得到bn＝an，即bn与an相等，由于ej(0+π/2)＝cos(0+π/2)+jsin(0+v/2)＝j，因此，/> 从而可以确定出a1ej0与b1ej(0+π/2)的距离是2，即距离原点最近的4个星座点的相邻点之间的距离为2。因此，距离原点最近的4个星座点的相邻点之间的距离，与同一直线上的相邻星座点之间的距离相等。参照上述示例三中的计算方式可以确定星座点s1的坐标是/>星座点s2的坐标是/>其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，在Δ取值等于的情况下，即如图11所示的16个星座点的二维坐标具体如下：
另外，该16个星座点的二维坐标可以包括如下：
(1+Δ,0),(3+Δ,0),(5+Δ,0),(7+Δ,0),
(-(1+Δ),0),(-(3+Δ),0),(-(5+Δ),0),(-(7+Δ),0),
(0,1+Δ),(0,3+Δ),(0,5+Δ),(0,7+Δ),
(0,-(1+Δ)),(0,-(3+Δ)),(0,-(5+Δ)),(0,-(7+Δ))
其中，Δ可以用有限位小数表示，例如，在此不作具体限制。
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的16个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子。
示例五：
参照图12，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为2的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的4个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝4，因此，第二星座图模型为包括16个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即是说，十字形星座图中一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成45°角的经过零点(即原点)的直线上，另一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成135°角的经过零点(即原点)的直线上。接着，由an＝(2n-1+Δ)d可知，an＝2n-1+Δ，若也即/>由此得到/> 因此 所以与a1ej π/对应的星座点s1的坐标是(1,1)，与a2ejπ/对应的星座点s2的坐标是/>可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，在Δ取值等于的情况下，即如图12所示的16个星座点的二维坐标具体下：
可以理解的是，Δ的取值还可以满足公式其中，Δ可以用有限位小数表示，例如，Δ＝1-0.707＝0.293，在此不作具体限制。
当Δ的取值满足公式该16个星座点的二维坐标可以包括如下：
/>
由于从而可以确定出a1ejπ/与a2ejπ/的距离是2，即同一直线上的相邻星座点之间的距离为2。另外，由于/> 因此，/>从而可以确定出a1ej π/与a1ej(π/4+π/2)的距离是2，即距离原点最近的4个星座点的相邻点之间的距离为2。因此，距离原点最近的4个星座点的相邻点之间的距离，与同一直线上的相邻星座点之间的距离相等。
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的16个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子。
示例六：
以Δ的取值满足公式Δ＝0为例，参照图13，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为1的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝2，因此，第二星座图模型为包括8个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即十字形星座图的旋转量为0，即是说，十字形星座图中的星座点分布在x轴(即I路)和y轴(即Q路)上。接着，由an＝(2n-1+Δ)d可知，an＝2n-1，因此可以确定a1＝1，a2＝3。由于ej0＝cos 0+jsin0＝1，因此，a1ej0＝1，a2ej0＝3，因此，a1ej0对应的星座点s1的坐标为(1,0)，a2ej0对应的星座点s2的坐标为(3,0)。可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，在Δ取值等于0的情况下，即如图13所示的8个星座点的二维坐标具体下：
(1,0),(3,0),
(0,1),(0,3),
(-1,0),(-3,0),
(0,-1),(0,-3)
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的8个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(10))。
示例七：
以Δ的取值满足公式Δ＝0为例，参照图14，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为1的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝2，因此，第二星座图模型为包括8个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即是说，十字形星座图中一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成45°角的经过零点(即原点)的直线上，另一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成135°角的经过零点(即原点)的直线上。接着，由an＝(2n-1+Δ)d可知，an＝2n-1，由此可得a1＝1，a2＝3，那么因此，与a1ejπ/4对应的星座点s1的坐标是/>与a2ejπ/4对应的星座点s2的坐标是/>可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，该8个星座点的二维坐标可以包括如下：
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的8个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(10))。
示例八：
参照图15，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为2的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的4个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝4，因此，第二星座图模型为包括16个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即十字形星座图的旋转量为0，即是说，十字形星座图中的星座点分布在x轴(即I路)和y轴(即Q路)上。
接着，由an＝(2n-1+Δ)d，可知，an＝2n-1+Δ，若Δ＝0，也即an＝2n-1，由此得到a1＝1，a2＝3。由于ej0＝cos0+jsin0＝1，从而可以确定出a1ej0＝ej0＝1，a2ej0＝3ej0＝3，因此，与a1ej0对应的星座点s1的坐标是(1,0)，与a2ej0对应的星座点s2的坐标是(3,0)。可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，该16个星座点的二维坐标可以包括如下：
(1,0),(3,0),(5,0),(7,0),
(-1,0),(-3,0),(-5,0),(-7,0),
(0,1),(0,3),(0,5),(0,7),
(0,-1),(0,-3),(0,-5),(0,-7)
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的16个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(84))。
示例九：
参照图16，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为2的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的4个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝4，因此，第二星座图模型为包括16个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即是说，十字形星座图中一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成45°角的经过零点(即原点)的直线上，另一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成135°角的经过零点(即原点)的直线上。接着，由an＝(2n-1+Δ)d，可知，an＝2n-1+Δ，若Δ＝0，也即an＝2n-1。由此得到a1＝1，a2＝3。那么 因此，与a1ejπ/4对应的星座点s1的坐标是/>与a2ejπ/4对应的星座点s2的坐标是/>可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
因此，该16个星座点的二维坐标可以包括如下：
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的16个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(84))。
示例十：
以Δ的取值满足公式Δ＝0为例，参照图17，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为1的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝2，因此，第二星座图模型为包括8个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即十字形星座图的旋转量为0，即是说，十字形星座图中的星座点分布在x轴(即I路)和y轴(即Q路)上。接着，由an＝2n-1可知，a1＝1，a2＝2，由于ej0＝cos 0+jsin0＝1，因此可以确定出a1ej0＝1，a2ej0＝2，因此，a1ej0对应的星座点s1的坐标为(1,0)，a2ej0对应的星座点s2的坐标为(2,0)。可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，该8个星座点的二维坐标可以包括如下：
(1,0),(2,0),
(0,1),(0,2),
(-1,0),(-2,0),
(0,-1),(0,-2)
当需要对该第二星座图模型进行功率归一化时，可以将该第二星座图模型对应的8个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(5))。
示例十一：
以Δ的取值满足公式Δ＝0为例，参照图18，当第二星座图模型为十字形星座图，在M2的取值为1的情况下，即利用第二星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N2＝2M2，对应得出N2＝2，因此，第二星座图模型为包括8个星座点的十字形星座图，其中，d的取值为1，即十字形星座图的缩放量为1；θ的取值为π/4，即十字形星座图的旋转量为π/4，即是说，十字形星座图中一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成45°角的经过零点(即原点)的直线上，另一半数量的星座点落在与x轴的正半轴成135°角的经过零点(即原点)的直线上。接着，由an＝2n-1可知，a1＝1，a2＝2，那么 因此，与a1ejπ/4对应的星座点s1的坐标是/>与a2ejπ/4对应的星座点s2的坐标是/>可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第二星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，第二星座图模型中的8个星座点所对应的复数可以如下表示：
因此，第二星座图模型可以为如图18所示的包括8个星座点的十字形星座图，即是说，θ取值为π/4所对应的星座图可以通过θ取值为零所对应的星座图旋转45°得到。其中，该8个星座点的二维坐标可以包括如下：
/>
示例十二：
参照图19，当第一星座图模型为PAM星座图，在M1的取值为2的情况下，即利用第一星座图模型可以对数据包中的3个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N＝2M，对应得出N1＝4，因此，第一星座图模型为包括8个星座点的PAM星座图，其中，d的取值为1，即PAM星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即PAM星座图的旋转量为0，即是说，PAM星座图中的星座点分布在x轴(即I路)。接着，由an＝(2n-1+Δ)d可知，若Δ＝0，也即an＝2n-1。由此得到a1＝1，a2＝3。那么a1ej0＝ej0＝1，a2ej0＝3ej0＝3，因此，与a1ej0对应的星座点s1的坐标是(1,0)，与a2ej0对应的星座点s2的坐标是(3,0)。可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第一星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
由此可知，该8个星座点的二维坐标可以包括如下：
(1,0),(3,0),(5,0),(7,0),
(-1,0),(-3,0),(-5,0),(-7,0)
当需要对该第一星座图模型进行功率归一化时，可以将该第一星座图模型对应的8个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(84))。
示例十三：
以Δ的取值满足公式Δ＝0为例，参照图20，当第一星座图模型为PAM星座图，在M1的取值为1的情况下，即利用第一星座图模型可以对数据包中的2个比特信息进行调制，得到一个调制符号，由于N1＝2M1，对应得出N1＝2，因此，第一星座图模型为包括4个星座点的PAM星座图，其中，d的取值为1，即PAM星座图的缩放量为1；θ的取值为0，即PAM星座图的旋转量为0，即是说，PAM星座图中的星座点分布在x轴(即I路)上。接着，由an＝2n-1可知，a2＝2。那么a1ej0＝ej0＝1，a2ej0＝2ej0＝2，因此，与a1ej0对应的星座点s1的坐标是(1,0)，与a2ej0对应的星座点s2的坐标是(2,0)。可以理解的是，其它星座点的二维坐标可以采用第一星座图模型中星座点所对应的复数形式计算得到，在此不再赘述。
因此，该4个星座点的二维坐标可以包括如下：
(1,0),(2,0),
(-1,0),(-2,0)
当需要对该第一星座图模型进行功率归一化时，可以将该第一星座图模型对应的4个星座点的二维坐标统一乘以一个归一化因子(比如1/sqrt(5))。
可以理解的是，第二星座图模型中各个星座点所对应的坐标可以包括如下：
(a1cosθ,a1sinθ),(a2cosθ,a2sinθ),…,(ancosθ,ansinθ)，
(a1cos(θ+π),a1sin(θ+π)),(a2cos(θ+π),a2sin(θ+π)),…,(ancos(θ+π),ansin(θ+π)),
(a1cos(θ+3π/2),a1sin(θ+3π/2)),(a2cos(θ+3π/2),a2sin(θ+3π/2)),…,(ancos(θ+3π/2),ansin(θ+3π/2))
根据三角函数公式，第二星座图模型中各个星座点所对应的坐标还可以表示如下：
(a1cosθ,a1sinθ),(a2cosθ,a2sinθ),…,(ancosθ,ansinθ)
(-a1sinθ,a1cosθ),(-a2sinθ,a2cosθ),…,(-ansinθ,ancosθ)
(-a1cosθ,-a1sinθ),(-a2cosθ,-a2sinθ),…,(-ancosθ,-ansinθ)
(a1sinθ,-a1cosθ),(a2sinθ,-a2cosθ),…,(ansinθ,-ancosθ)
其中，三角函数公式包括如下：
cos(θ+π/2)＝-sinθ
sin(θ+π/2)＝cosθ
cos(θ+π)＝-cosθ
sin(θ+π)＝-sinθ
cos(θ+3π/2)＝sinθ
sin(θ+3π/2)＝-cosθ
值得注意的是，在θ取值为0的情况下，即十字形星座图的旋转量为0，十字形星座图中的星座点分布在x轴和y轴上，因此，第二星座图模型中各个星座点所对应的坐标可以包括如下：
(a1,0),(a2,0),…,(an,0),
(0,a1),(0,a2),…,(0,an),
(-a1,0),(-a2,0),…,(-an,0),
(0,-a1),(0,-a2),…,(0,-an)
值得注意的是，在θ取值为π/4的情况下，即十字形星座图的旋转量为π/4，十字形星座图中的星座点分别分布在经过原点的45°方向的直线上和经过原点的135°方向的直线上，因此，第二星座图模型中各个星座点所对应的坐标可以包括如下：
示例十四：
参照图21，图21是本申请实施例提供的第三星座图模型的示意图，其中，第三星座图模型可以理解为8臂星座图，图21左边坐标系所对应的8臂星座图中的星座点分别分布在经过x轴(即I路)的直线(包括正半轴的射线以及负半轴的射线)上、经过y轴(即Q路)的直线(包括正半轴的射线以及负半轴的射线)上、经过原点的45°方向的射线上、经过原点的135°方向的射线上、经过原点的225°方向的射线上、经过原点的315°方向的射线上。对于第三星座图模型，当bn＝an，可以形成如图21中间坐标系所对应的8臂星座图，当bn＝an+β，可以形成如图21右边坐标系所对应的8臂星座图。
可以理解的是，图21右边坐标系所对应的8臂星座图可以通过将图21中间坐标系所对应的8臂星座图中的4个臂(经过原点的45°方向、135°方向、225°方向、315°方向的射线)的星座点的幅度整体往外扩展而形成，能够让星形星座图的星座点分布更均匀，以提高解调性能
示例十五：
参照图22，图22是本申请实施例提供的第三星座图模型的示意图，其中，第三星座图模型可以理解为8臂星座图，当M3＝0，调制符号根据第三星座图模型对数据包中的3个比特信息进行调制而得到，且由N3＝2M3，对应得出N3＝1，因此，第三星座图模型为包括8个星座点的8臂星座图。其中，图22左边坐标系所对应的8臂星座图中的星座点分别分布在经过x轴(即I路)的直线(包括正半轴的射线以及负半轴的射线)上、经过y轴(即Q路)的直线(包括正半轴的射线以及负半轴的射线)上、经过原点的45°方向的射线上、经过原点的135°方向的射线上、经过原点的225°方向的射线上、经过原点的315°方向的射线上。对于第三星座图模型，当bn＝an，可以形成如图22左边坐标系所对应的8臂星座图，当bn＝an+β，可以形成如图22中间或右边坐标系所对应的8臂星座图。
可以理解的是，图22右边坐标系所对应的8臂星座图可以通过将图22左边坐标系所对应的8臂星座图中的4个臂(经过原点的45°方向、135°方向、225°方向、315°方向的射线)的星座点的幅度整体往外扩展而形成，能够让星形星座图的星座点分布更均匀，以提高解调性能。
针对上述实施例所提供的信息传输方法，下面以极稀疏导频为例进行示例性说明。
在一实施例中，可以定义一种解调参考信号(DMRS)集合，其中该集合包含12个参考信号，解调参考信号也可称解调参考信号端口(DMRS ports)，即是说，可以定义的一种包含12个解调参考信号端口(DMRS ports)的集合。
在一实施例中，如图23所示，图23为一实施例提供的一种定义物理资源块的示意图，在图23中，可以定义一个物理资源块(Physical Resource Block，PRB)，该物理资源块包含时域上的14个正交频分复用(或者，离散傅里叶变换扩展OFDM(Discrete FourierTransform-Spread-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，DFT-S-OFDM)或者，单载波频分多址(Single-carrier Frequency-Division Multiple Access，SC-FDMA))符号，以及频域上的12个子载波。其中每个小格子表示一个OFDM符号的一个子载波，通常也称为一个资源单元(Resource Element，RE)，因此该物理资源块(PRB)一共包含12×14＝168个资源单元(RE)。由于使用前2个OFDM符号来承载解调参考信号，即使用前2个OFDM符号作为参考信号(DMRS)区域，因此，解调参考信号(DMRS)占用的资源开销是1/7。其中，除参考信号(DMRS)区域外的区域为调制符号区域。
在一实施例中，如图24所示，图24为一实施例提供的一种定义解调参考信号的示意图，12个解调参考信号(DMRS)从占用资源单元(RE)位置来看可以分成三组，第一组解调参考信号(DMRS)的非零值符号(或称为非零信号、有用信号等)(即符号是非零值)承载在第一资源单元(RE)上，该4个DMRS端口可以通过OCC码区分；第二组解调参考信号(DMRS)的非零值符号承载在第二资源单元(RE)上，该4个DMRS端口可以通过OCC码区分；第三组解调参考信号(DMRS)的非零值符号承载在第三资源单元(RE)上，该4个DMRS端口可以通过OCC码区分。其中，在图24中，第一资源单元所在的小方格用竖直线填充，第二资源单元所在的小方格用横直线填充，第三资源单元所在的小方格用波浪线填充，每组解调参考信号在空白未填充图案的资源单元(RE)上取值为0(即没有信号)。由此可见，对于每组解调参考信号来说，并不是在参考信号区域的所有资源单元(RE)上都有信号。但是，对某个第一通信节点(比如终端)而言，即便其使用的参考信号端口只是在参考信号区域的一些RE上没有信号，但是仍旧不能利用没有信号的RE传输信息。因此，每组解调参考信号中的参考信号(或者参考信号端口)占用的资源开销也是1/7。
若每组解调参考信号的非零值符号承载在相同的资源单元(RE)上，则只能通过不同取值的非零值符号区分出不同的参考信号，比如可通过时域OCC码以及频域OCC码来区分出不同的参考信号端口。在一实施例中，如图25所示，图25为一实施例提供的通过OCC码来区分出不同的参考信号端口的示意图。以图24中的第一组的4个解调参考信号为例，可以通过联合使用时域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]，以及频域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]来分出该4个解调参考信号端口，即该组DMRS端口，通过在第一资源单元上承载不同的OCC码，来生成不同的DMRS端口。上述图24中的第二组中的4个参考信号和第三组中的4个参考信号的情况也类似。因此，一共可以得到定义的这种解调参考信号(DMRS)集合的12个解调参考信号，也即12个解调参考信号端口。
在一实施例中，如图26所示，图26为一实施例提供的一种采用OCC码定义解调参考信号的示意图，对于图24中的第一组中的4个解调参考信号，可以通过联合使用时域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]，以及频域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]来分出该4个解调参考信号端口，其中，在图26中，第一列至第三列的阴影部分的数字由上至下均是1，第四列的阴影部分的数字由上至下均是-1，第五列至第七列的阴影部分的数字由上至下分别是1、-1、1、-1，第八列的阴影部分的数字由上至下分别是-1、1、-1、1。
在一实施例中，如图27所示，图27为一实施例提供的另一种采用OCC码定义解调参考信号的示意图。对于图24中的第二组中的4个解调参考信号，可以通过联合使用时域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]，以及频域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]来分出该4个解调参考信号端口，其中，在图27中，第一列至第三列的阴影部分的数字由上至下均是1，第四列的阴影部分的数字由上至下均是-1，第五列至第七列的阴影部分的数字由上至下分别是1、-1、1、-1，第八列的阴影部分的数字由上至下分别是-1、1、-1、1。
在一实施例中，如图28所示，图28为一实施例提供的另一种采用OCC码的解调参考信号的示意图。8表示第一个参考信号单元，9表示第二个参考信号单元；对于图24中第三组的中的4个解调参考信号，可以通过联合使用时域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]，以及频域上的两长OCC码[1,1]、[1,-1]来分出该4个解调参考信号端口，其中，在图28中，第一列至第三列的阴影部分的数字由上至下均是1，第四列的阴影部分的数字由上至下均是-1，第五列至第七列的阴影部分的数字由上至下分别是1、-1、1、-1，第八列的阴影部分的数字由上至下分别是-1、1、-1、1。
本申请中可将时域及频域上相邻的若干个资源单元(RE)上承载的参考信号称为一个参考信号单元(Reference Signal Element，RSE)，例如图23至图28中，时频域上连续的4个资源单元(RE)上承载的参考信号称为一个参考信号单元(RSE)，形象地看，有图案填充下的“田字格”上的参考信号就是一个参考信号单元(RSE)。从信道估计的功能上看，一个参考信号单元(RSE)除了由时域或者频域上相邻的资源单元构成的特点外，还有一个特点，即在应用参考信号进行信道估计时，每个参考信号单元(RSE)可以估计一个信道值。
按此定义，如图23至图28所示，在定义的解调参考信号(DMRS)集合中，每一个参考信号在1个PRB带宽内都有2个参考信号单元(RSE)，因此可以估计出一个1个PRB带宽内(也即12个子载波带宽内)2处的信道值。另外，1个PRB带宽内12个子载波的信道值可以通过这些参考信号单元估计值插值得到。
在一实施例中，如图29所示，图29为一实施例提供的一种基于PRB传输的示意图。如果一次传输包含X个PRB，则该参考信号集合中的12个解调参考信号(或者12个解调参考信号端口)如图29所示，每个参考信号有2×X个参考信号单元(RSE)，因此可以估计整个传输带宽内等间隔的2×X处的信道值，然后可以通过插值得到传输带宽内全部12×X个子载波的信道值。
基于上述实施例，12个解调参考信号(DMRS)从占用资源单元(RE)位置来看可以分成三组。其中，图30为一实施例提供的另一种定义解调参考信号的示意图，在图30中，可以通过OCC码区分的第一组的4个解调参考信号；图31为一实施例提供的另一种定义解调参考信号的示意图，在图31中，可以通过OCC码区分的第二组的4个解调参考信号；图32为一实施例提供的另一种定义解调参考信号的实现示意图，在图32中，可以通过OCC码区分的第三组的4个解调参考信号。
由此可见，为了估计每个接入的终端的整个传输带宽的信道，解调参考信号(或导频)占用的资源较大，换而言之，解调参考信号在整个传输带宽内的分布具有一定的密度，不能太稀疏。在如图20至图32所示的实施例中，解调参考信号在整个传输带宽内的密度为每PRB有2处参考信号，或者每PRB有2个参考信号单元(RSE)。
对系统而言，参考信号的开销是1/7，即是说，系统付出了1/7的资源，只能设计12个解调参考信号。对于无连接传输状态下的信息传输而言，任意2个终端自主选择的参考信号的碰撞概率是1/12，可见，碰撞概率很高。所以，解调参考信号会严重限制无连接状态下进行信息传输的终端的数量。对于SPS场景下的信息传输而言，12个解调参考信号只能支持12个终端，可见，解调参考信号会严重限制SPS场景下进行信息传输的终端的数量。
如果参考信号还需要估计一定的频偏(Frequency Offset)，则每个参考信号的占用资源还会继续增加，换而言之，每个参考信号在传输信号中的密度还会继续增加。例如，参考信号再在时域上重复一次，以估计频偏，那么参考信号占用的资源翻倍，即资源开销为2/7。即是说，为了估计频选信道和频偏，系统付出2/7的资源，也只能设计12个解调参考信号。如果进一步，系统还需要应付一定的时偏(Timing Offset)，则参考信号占用资源还会继续增加，例如，系统付出3/7甚至4/7的开销，才能设计出12个解调参考信号。如此大的开销，却只能得到少量的参考信号(即参考信号端口)，由此可见，在无连接状态下所传输的参考信号的碰撞概率很高，SPS场景下进行信息传输的终端的数量也会受限。
如果多径信道在频域变化得更快一些，即频选特性更加明显，则为了保证信道估计的精度，解调参考信号在频域上的密度会继续增加，每组解调参考信号在每个PRB带宽内有3个参考信号单元(如形象地看有3个田字格)，因此，每个PRB上可以有3处估计值，而X个PRB上可以有3×X处估计值，然后通过线性插值可以得到X个PRB的全部子载波的信道。该参考信号同样占传输资源的1/7开销，但是只能分出8个解调参考信号(8个解调参考信号端口)，比上述中定义的解调参考信号的数量还少。可见，信道估计能力通常和参考信号数量成反比。
因此，应用到无连接传输场景和基于SPS的信息传输场景中的参考信号，所面临的问题为参考信号既要估计整个传输信道的频选信道以及时频偏，又要识别终端设备，所以参考信号占用的时频资源成倍递增，这导致在一定资源下参考信号的数量严重不足，继而影响了可以在无连接传输场景和基于SPS的信息传输场景中进行信息传输的终端的数量。
本申请主要出发点是极大地减轻参考信号的任务，因此可以使得每个参考信号占用的资源最小化，即是说使得每个参考信号在传输信号中的密度最稀疏，继而可以使得参考信号数量最大化，最终可以增加在无连接传输场景和基于SPS的信息传输场景下进行信息传输的终端的数量。
具体而言，本申请通过基于数据的信道估计技术(而不是基于参考信号)，通过数据自身的特性，例如通过调制符号的星座图的几何特点，来估计整个传输带宽的信道以及估计时频偏，即是说，无需通过参考信号来估计整个传输带宽的信道和时频偏。以信道估计为例，为了简化描述，以块平衰(Block Flat Fading)信道为例，可以通过上述实施例中的四种分区方法来估计星座图所受到的旋转缩放量，即可以通过上述实施例中的四种分区方法对块平衰信道进行估计，在此不多做赘述。
因此，本申请实施例中，参考信号的任务比相关方案小得多，所以本申请实施例中每个参考信号占用的资源比相关方案中每个参考信号占用的资源少，因此，在一定的开销下，本申请的参考信号数量比相关方案中的参考信号数量多。
另一方面，当基站有多根接收天线时，例如，R根接收天线，理论上该R根接收天线可以提供很强大的空域能力，以此提高多终端接入的性能。为了获得到这个空域能力，本申请提出可以使用“极稀疏”的参考信号来估计各个终端信号所经历的空域信道hk＝[hk1,hk2,...,hkR]t，其中，t是转置运算符，然后利用该空域信道来得到空域合并权值，进而对R根接收天线的接收信号做空域合并。具体而言，对终端k的信号进行空域合并，得到调制符号sk＝hk′*y，其中，y＝[yk1,yk2,...,ykR]t是R根接收天线的接收信号，hk′是hk的共轭转置，然后接收机利用空域合并后的调制符号sk估计终端k的信号经历的整个传输带宽的信道以及估计时频偏，接着对空域合并后的调制符号sk补偿信道和时频偏，最后对补偿信道和时频偏的调制符号进行解调译码。
所以，本申请不用参考信号来估计整个传输带宽内的信道，也不用其估计时频偏。
在一实施例中，图33为一种定义参考信号的示意图，假设参考信号占用1个OFDM符号，一次传输包含X个PRB的时频资源，一个物理资源块(PRB)包含时域上的14个OFDM(或者DFT-S-OFDM或者SC-FDMA)符号，以及频域上的12个子载波。其中，使用前1个OFDM符号来承载解调参考信号，即前1个OFDM符号作为极稀疏导频区域，则1/14的资源用于传输参考信号，即12×X个资源单元(RE)用于传输参考信号。其中，除极稀疏导频区域外的区域为调制符号区域。
在一实施例中，如图34所示，图34为另一种系统定义的参考信号(即极稀疏导频)的示意图，该每一个参考信号均只在一个RE资源单元上有非零值符号(非零信号，或有用信号)，而在其余资源单元上都没有信号(即取值为0)，因此，可以占1/14开销的参考信号区域，且总共可以分出12×X个参考信号。具体而言，如果有6个PRB，且每个PRB的资源开销均为1/14，则可以分出6×12＝72个参考信号，远大于NR系统中的参考信号数量(该NR系统中的参考信号数量为8个或者12个，该NR系统中的参考信号所占用的资源开销还是1/7)。
在一实施例中，如图35所示，图35为另一种定义参考信号(即极稀疏导频端口)的示意图，系统定义的每个参考信号均只在2个RE资源单元上有非零值符号(或者非零信号，或者有用信号)，每2个RE可以通过2长的OCC分出2个参考信号，其余资源单元上都没有信号(即取值为0)，因此，可以占1/14开销的参考信号区域，且总共可以分出12×X个参考信号。具体而言，如果有6个PRB，且每个PRB的资源开销均为1/14开销，则可以分出6×12＝72个参考信号，其参考信号的数量远大于NR系统中的参考信号数量(该NR系统中的参考信号数量为8个或者12个)。因此，极稀疏导频的非零值符号的数量与PRB的数量呈正比。
在一实施例中，如图36所示，图36为一实施例提供的一种生成DMRS端口的示意图，通过在2个RE上承载不同的OCC码(如OCC码1、OCC码2)，以生成不同的DMRS端口，其中，在图36中，RE用以竖直线填充的两个小方格表示。
在一实施例中，如图37所示，图37为一实施例提供的另一种定义参考信号的示意图，其中，该系统定义的参考信号占用2个OFDM符号。
在一实施例中，如图38所示，图38为一实施例提供的另一种定义参考信号的示意图，该系统定义的每个参考信号均只在一组相邻的4个RE资源单元上有非零值符号(或者非零信号，或者有用信号)，但是会有4个参考信号复用一组相邻的4个RE，其中复用同一组相邻的4个RE的4个参考信号可以通过OCC码以区分，因此，当一次传输包括X个PRB，且每个PRB均占用1/7开销的参考信号区域，则总共可以分出24×X个参考信号。具体而言，如果一次传输包括6个PRB，且每个PRB均占用1/7的资源开销，则可以分出6×24＝144个参考信号，因此，其参考信号的数量远大于NR系统中的参考信号数量(该NR系统中的参考信号数量为8个或者12个)，同时，说明了极稀疏导频的数量与PRB的数量呈正比。
值得注意的是，上述所有实施例中所示数值仅为示例性描述，不作具体限定，数值可以根据实际情况进行适应性调整。
由此可见，极稀疏导频为预设导频集合里的非零元素(即非零值符号)很少的导频，例如非零元素只有1-4个，因此，关于极稀疏导频的方案可以在不增加导频开销的情况下，显著增加导频的数量，继而显著减少导频碰撞的概率。另外，基站可以从极稀疏导频中估计出无线信道的部分信息，而无需从极稀疏导频中估计出无线信道的全部信息，而且基站可以从调制符号中进一步提取信道信息，进而利用该信道信息完成对调制符号的均衡。
需要说明的是，极稀疏导频仅仅用于空域合并，但并不能用于信道均衡，因此，极稀疏导频可以认为是一种空域合并参考信号，在此不作具体限制。
还需要说明的是，虽然图33、图34、图35和图36中所示极稀疏参考信号(即极稀疏导频)都位于传输资源的第一个符号，或者第一个符号和第二个符号，但本申请并不限制极稀疏参考信号的位置，例如极稀疏参考信号的位置也可以位于传输资源的中间。
可以理解的是，上述所有实施例中的信息传输，其中的信息是广义的信息，即信息可以是业务数据，也可以是用于系统控制的信息，即信令；或者，信息可以包括有需要传输的比特数据，例如业务比特数据或者信令比特数据，其中，message、information、payload等不同的英文表述均可表示信息。
可以理解的是，上述所有实施例中的第一通信节点可以是终端，例如，移动电话、智能电话、笔记本电脑、PDA(Personal Digital Assistant，个人数字助理)、PAD(平板电脑)、导航装置等移动终端，也可以是物联网设备终端等等，在此不作具体限制。
可以理解的是，上述所有实施例中的第二通信节点可以是基站、接收机以及接入点，等等，在此不作具体限制。
另外，参照图39，本申请的一个实施例还提供了一种通信设备100，该通信设备100包括至少一个处理器101及至少一个存储器102，存储器102用于存储至少一个程序。
处理器101和存储器102可以通过总线或者其他方式连接。
存储器102作为一种非暂态计算机可读存储介质，可用于存储非暂态软件程序以及非暂态性计算机可执行程序。此外，存储器102可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非暂态存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非暂态固态存储器件。在一些实施方式中，存储器102可选包括相对于处理器101远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至该处理器101。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
实现上述实施例的信息传输方法所需的非暂态软件程序以及指令存储在存储器102中，当被处理器101执行时，执行上述实施例中的信息传输方法，例如，执行以上描述的图2中的方法步骤S110至S120以及图4中的方法步骤S210。
以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，其中作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
此外，本申请的一个实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令被一个处理器或控制器执行，例如，被上述设备实施例中的一个处理器执行，可使得上述处理器执行上述实施例中的信息传输方法，执行以上描述的图2中的方法步骤S110至S120以及图4中的方法步骤S210。
此外，本申请的一个实施例还提供了一种计算机程序产品，包括计算机程序或计算机指令，计算机程序或计算机指令存储在计算机可读存储介质中，计算机设备的处理器从计算机可读存储介质读取计算机程序或计算机指令，处理器执行计算机程序或计算机指令，使得计算机设备执行上述实施例中的信息传输方法，例如，执行以上描述的图2中的方法步骤S110至S120以及图4中的方法步骤S210。
本领域普通技术人员可以理解，上文中所公开方法中的全部或某些步骤、系统可以被实施为软件、固件、硬件及其适当的组合。某些物理组件或所有物理组件可以被实施为由处理器，如中央处理器、数字信号处理器或微处理器执行的软件，或者被实施为硬件，或者被实施为集成电路，如专用集成电路。这样的软件可以分布在计算机可读介质上，计算机可读介质可以包括计算机存储介质(或非暂时性介质)和通信介质(或暂时性介质)。如本领域普通技术人员公知的，术语计算机存储介质包括在用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据)的任何方法或技术中实施的易失性和非易失性、可移除和不可移除介质。计算机存储介质包括但不限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光盘存储、磁盒、磁带、磁盘存储或其他磁存储装置、或者可以用于存储期望的信息并且可以被计算机访问的任何其他的介质。此外，本领域普通技术人员公知的是，通信介质通常包含计算机可读指令、数据结构、程序模块或者诸如载波或其他传输机制之类的调制数据信号中的其他数据，并且可包括任何信息递送介质。

Claims (34)

1.一种信息传输方法，应用于第一通信节点，所述信息传输方法包括：
确定第一数量的极稀疏导频；
将数据包和所述第一数量的所述极稀疏导频一起传输至第二通信节点；
其中，所述第一数量大于或者等于1，所述数据包至少包含调制符号；
所述调制符号根据第一星座图模型对所述数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，所述第一星座图模型包含2*N1个星座点，Mi为大于或等于1的整数，N1和M1满足公式N1＝2M1；
所述第一星座图模型中的2*N1个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ，a2ejθ，…，aN1ejθ，
a1ej(θ+π)，a2ej(θ+π)，…，aN1ej(θ+π)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1，a2，…，aN1均为正数，并且满足：0＜a1＜a2＜…＜aN1；
或者，
所述调制符号根据第二星座图模型对所述数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，所述第二星座图模型包含4*N2个星座点，M2为大于或等于1的整数，N2和M2满足公式N2＝2M2；
所述第二星座图模型中的4*N2个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ，a2ejθ，…，aN2ejθ，
b1ej(θ+π/2)，b2ej(θ+π/2)，…，bN2ej(θ+π/2)，
a1ej(θ+π)，a2ej(θ+π)，…，aN2ej(θ+π)，
b1ej(θ+3π/2)，b2ej(θ+3π/2)，…，bN2ej(θ+3π/2)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1，a2，…，aN2和b1，b2，…，bN2均为正数，并且满足：0＜a1＜a2＜…＜aN2，0＜b1＜b2＜…＜bN2；
或者，
所述调制符号根据第三星座图模型对所述数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，所述第三星座图模型包含8*N3个星座点，M3为大于或等于0的整数，N3和M3满足公式N3＝2M3；
所述第三星座图模型中的8*N3个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ，a2ejθ，…，aN3ejθ，
a1ej(θ+π)，a2ej(θ+π)，…，aN3ej(θ+π)，
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1，a2，…，aN3和b1，b2，…，bN3均为正数，并且满足：0＜a1＜a2＜…＜aN3，0＜b1＜b2＜…＜bN3。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：
当所述调制符号根据所述第一星座图模型而调制得到，a1，a2，…，aN1均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
其中，n的取值包括1，2，...，N1；d为正实数，Δ为大于或等于0的实数；
或者，当所述调制符号根据所述第二星座图模型而调制得到，a1，a2，…，aN2均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1，b2，…，bN2均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1，2，...，N2；d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数；
或者，当所述调制符号根据所述第三星座图模型而调制得到，a1，a2，…，aN3均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1，b2，…，bN3均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1，2，...，N3；d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，Δ的取值为
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：
d的取值为1，使得an满足
或者，d的取值为1/2，使得an满足
8.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述调制符号根据所述第二星座图模型或者所述第三星座图模型而调制得到，β等于0。
9.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述调制符号根据所述第三星座图模型而调制得到，β大于0。
10.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：
当所述调制符号根据所述第一星座图模型而调制得到，d的取值为使采用所述第一星座图模型进行调制得到的所述调制符号的平均功率等于1的数值；
或者，
当所述调制符号根据所述第二星座图模型而调制得到，d的取值为使采用所述第二星座图模型进行调制得到的所述调制符号的平均功率等于1的数值；
或者，
当所述调制符号根据所述第三星座图模型而调制得到，d的取值为使采用所述第三星座图模型进行调制得到的所述调制符号的平均功率等于1的数值。
11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：
θ的取值为0；
或者，
θ的取值满足公式θ＝π/4；
或者，
θ的取值满足公式θ＝π/8。
12.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，每个所述极稀疏导频均包括第二数量的非零值符号，所述第二数量大于0且小于5，所述第二数量的所述非零值符号承载在时频域上相邻的第三数量的资源单元上，或者承载在按时间先后顺序的第三数量的符号上，或者承载在频域相邻子载波上的第三数量的资源单元上，其中，所述第三数量与所述第二数量相等。
13.根据权利要求1或12所述的方法，其特征在于，每个所述极稀疏导频的符号长度均大于24。
14.根据权利要求12所述的方法，其特征在于：
所述第二数量的取值为1；
或者，
所述第二数量的取值为2，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号对[p1，p2]，[p1，p2]的取值为[a1，a2]或者[b1，b2]，其中，[a1，a2]和[b1，b2]正交；
或者，
所述第二数量的取值为2，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号对[p1，p2]，[p1，p2]的取值至少包括如下的情况：
[p1，p2]＝[1，1]；
[p1，p2]＝[1，-1]；
[p1，p2]＝[1，j]；
[p1，p2]＝[1，-j]；
或者，
所述第二数量的取值为4，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号组[p1，p2，p3，p4]，[p1，p2，p3，p4]的取值为[a1，a2，a3，a4]、[b1，b2，b3，b4]、[c1，c2，c3，c4]或者[d1，d2，d3，d4]，其中，[a1，a2，a3，a4]、[b1，b2，b3，b4]、[c1，c2，c3，c4]和[d1，d2，d3，d4]相互正交；
或者，
所述第二数量的取值为4，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号组[p1，p2，p3，p4]，[p1，p2，p3，p4]的取值至少包括如下的情况：
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，j]。
15.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一数量的取值大于或者等于2时：
所述第一数量的所述极稀疏导频之间相互独立；
或者，
所述第一数量的所述极稀疏导频根据所述数据包中的信息而确定；
或者，
所述第一数量的所述极稀疏导频根据所述数据包中的一个或者多个比特信息而确定；
或者，
每个所述极稀疏导频均根据所述数据包中的第四数量的比特信息从预设导频集合中确定得到，其中，所述预设导频集合包括第五数量的导频，所述第四数量与所述第五数量成对数函数关系，所述对数函数为以2为底数的对数函数。
16.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一数量的取值为1或者2。
17.一种信息传输方法，应用于第二通信节点，所述信息传输方法包括：
接收第一通信节点发送的数据包和第一数量的极稀疏导频；
其中，所述第一数量大于或者等于1，所述数据包至少包含调制符号；
所述调制符号根据第一星座图模型对所述数据包中的M1+1个比特信息进行调制而得到，所述第一星座图模型包含2*N1个星座点，M1为大于或等于1的整数，N1和M1满足公式N1＝2M1；
所述第一星座图模型中的2*N1个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ，a2ejθ，…，aN1ejθ，
a1ej(θ+π)，a2ej(θ+π)，…，aN1ej(θ+π)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1，a2，…，aN1均为正数，并且满足：0＜a1＜a2＜…＜aN1；
或者，
所述调制符号根据第二星座图模型对所述数据包中的M2+2个比特信息进行调制而得到，所述第二星座图模型包含4*N2个星座点，M2为大于或等于1的整数，N2和M2满足公式N2＝2M2；
所述第二星座图模型中的4*N2个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ，a2ejθ，…，aN2ejθ，
b1ej(θ+π/2)，b2ej(θ+π/2)，…，bN2ej(θ+π/2)，
a1ej(θ+π)，a2ej(θ+π)，…，aN2ej(θ+π)，
b1ej(θ+3π/2)，b2ej(θ+3π/2)，…，bN2ej(θ+3π/2)；
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1，a2，…，aN2和b1，b2，…，bN2均为正数，并且满足：0＜a1＜a2＜…＜aN2，0＜b1＜b2＜…＜bN2；
或者，
所述调制符号根据第三星座图模型对所述数据包中的M3+3个比特信息进行调制而得到，所述第三星座图模型包含8*N3个星座点，M3为大于或等于0的整数，N3和M3满足公式N3＝2M3；
所述第三星座图模型中的8*N3个所述星座点所对应的复数形式包括如下：
a1ejθ，a2ejθ，…，aN3ejθ，
a1ej(θ+π)，a2ej(θ+π)，…，aN3ej(θ+π)，
π为圆周率；j为虚数；j的值等于e为自然对数；θ是一个实数；a1，a2，…，aN3和b1，b2，…，bN3均为正数，并且满足：0＜a1＜a2＜…＜aN3，0＜b1＜b2＜…＜bN3。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于：
当所述调制符号根据所述第一星座图模型而调制得到，a1，a2，…，aN1均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
或者，当所述调制符号根据所述第二星座图模型而调制得到，a1，a2，…，aN2均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1，b2，…，bN2均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1，2，...，N2；d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数；
或者，当所述调制符号根据所述第三星座图模型而调制得到，a1，a2，…，aN3均可由如下公式表示：
an＝(2n-1+Δ)d；
b1，b2，…，bN3均可由如下公式表示：
bn＝an+β；
其中，n的取值包括1，2，...，N3；d为正实数，Δ和β均为大于或等于0的实数。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，Δ的取值为0，且d的取值为1，使得an满足an＝2n-1。
20.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，Δ的取值为1，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n。
21.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，Δ的取值为3，且d的取值为1/2，使得an满足an＝n+1。
22.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，Δ的取值为
23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于：
d的取值为1，使得an满足
或者，d的取值为1/2，使得an满足
24.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，当所述调制符号根据所述第二星座图模型或者所述第三星座图模型而调制得到，β等于0。
25.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，当所述调制符号根据所述第三星座图模型而调制得到，β大于0。
26.根据权利要求18所述的方法，其特征在于：
当所述调制符号根据所述第一星座图模型而调制得到，d的取值为使采用所述第一星座图模型进行调制得到的所述调制符号的平均功率等于1的数值；
或者，
当所述调制符号根据所述第二星座图模型而调制得到，d的取值为使采用所述第二星座图模型进行调制得到的所述调制符号的平均功率等于1的数值；
或者，
当所述调制符号根据所述第三星座图模型而调制得到，d的取值为使采用所述第三星座图模型进行调制得到的所述调制符号的平均功率等于1的数值。
27.根据权利要求17所述的方法，其特征在于：
θ的取值为0；
或者，
θ的取值满足公式θ＝π/4；
或者，
θ的取值满足公式θ＝π/8。
28.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，每个所述极稀疏导频均包括第二数量的非零值符号，所述第二数量大于0且小于5，所述第二数量的所述非零值符号承载在时频域上相邻的第三数量的资源单元上，或者承载在按时间先后顺序的第三数量的符号上，或者承载在频域相邻子载波上的第三数量的资源单元上，其中，所述第三数量与所述第二数量相等。
29.根据权利要求17或28所述的方法，其特征在于，每个所述极稀疏导频的符号长度均大于24。
30.根据权利要求28所述的方法，其特征在于：
所述第二数量的取值为1；
或者，
所述第二数量的取值为2，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号对[p1，p2]，[p1，p2]的取值为[a1，a2]或者[b1，b2]，其中，[a1，a2]和[b1，b2]正交；
或者，
所述第二数量的取值为2，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号对[p1，p2]，[p1，p2]的取值至少包括如下的情况：
[p1，p2]＝[1，1]；
[p1，p2]＝[1，-1]；
[p1，p2]＝[1，j]；
[p1，p2]＝[1，-j]；
或者，
所述第二数量的取值为4，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号组[p1，p2，p3，p4]，[p1，p2，p3，p4]的取值为[a1，a2，a3，a4]、[b1，b2，b3，b4]、[c1，c2，c3，c4]或者[d1，d2，d3，d4]，其中，[a1，a2，a3，a4]、[b1，b2，b3，b4]、[c1，c2，c3，c4]和[d1，d2，d3，d4]相互正交；
或者，
所述第二数量的取值为4，所述第二数量的所述非零值符号构成非零值符号组[p1，p2，p3，p4]，[p1，p2，p3，p4]的取值至少包括如下的情况：
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，1，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-1，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，j，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，1，-j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，j，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-1，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，1，1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-1，-1]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，j，j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，j，-j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，j，-j]；
[p1，p2，p3，p4]＝[1，-j，-j，j]。
31.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述第一数量的取值大于或者等于2时：
所述第一数量的所述极稀疏导频之间相互独立；
或者，
所述第一数量的所述极稀疏导频根据所述数据包中的信息而确定；
或者，
所述第一数量的所述极稀疏导频根据所述数据包中的一个或者多个比特信息而确定；
或者，
每个所述极稀疏导频均根据所述数据包中的第四数量的比特信息从预设导频集合中确定得到，其中，所述预设导频集合包括第五数量的导频，所述第四数量与所述第五数量成对数函数关系，所述对数函数为以2为底数的对数函数。
32.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述第一数量的取值为1或者2。
33.一种通信设备，其特征在于，包括：
至少一个处理器；
至少一个存储器，用于存储至少一个程序；
当至少一个所述程序被至少一个所述处理器执行时实现如权利要求1至32中任意一项所述的信息传输方法。
34.一种计算机可读存储介质，存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于执行如权利要求1至32中任意一项所述的信息传输方法。
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