CN117996980A - 无线功率传输系统及其操作方法 - Google Patents

Abstract

公开了无线功率传输系统及其操作方法，其中操作方法包括根据负载(Z)的输入阻抗(Rz)来调节连接在电源系统(1)与负载(Z)之间的开关模式功率转换器(2)的输入阻抗(Rdc)。调节开关模式功率转换器(2)的输入阻抗(Rdc)包括调节开关模式功率转换器(2)的占空比(D)。

Description

无线功率传输系统及其操作方法

技术领域

本公开内容总体上涉及无线功率传输系统和用于操作无线功率传输系统的方法。

背景技术

无线功率传输系统，诸如无线充电系统，提供了将能量从电源传输到负载的方便且安全的方式。在无线功率传输系统中，能量经由变压器的气隙传输，因此在电源与负载之间不需要有线连接。

无线功率传输系统可以包括逆变器、包括变压器的发送器(耦合网络)和整流器。逆变器被配置成基于从DC电源接收的DC功率生成AC功率，发送器被配置成经由变压器的气隙将逆变器提供的AC功率传送到整流器，并且整流器被配置成基于从发送器接收的AC功率提供DC功率。负载可以连接到整流器并且接收DC功率。在无线充电系统中，负载可以是由从整流器接收的DC功率充电的电池。

在无线功率传输系统的操作期间，由负载接收的输入电流和输入电压中的至少一个可以改变。某些类型的逆变器(诸如在兆赫范围内操作的E类单端逆变器)对负载改变非常敏感。这可能包括逆变器的效率取决于负载情况，并且在某些负载情况下可能低于其他负载情况。

需要在广泛的负载情况下以有效的方式操作无线功率传输系统，诸如无线充电系统。

发明内容

一个示例涉及方法。该方法包括根据负载的输入阻抗调节连接在电源系统与负载之间的开关模式功率转换器的输入阻抗。调节开关模式功率转换器的输入阻抗包括调节开关模式功率转换器的占空比。

另一示例涉及电子系统。该电子系统包括控制器，其被配置成确定连接在开关模式功率转换器下游的负载的输入阻抗，并且根据所确定的负载的输入阻抗来调节开关模式功率转换器的输入阻抗。为了调节开关模式功率转换器的输入阻抗，控制器被配置成调节功率转换器的开关模式操作的占空比。

附图说明

下面参照附图说明各示例。附图用于示出某些原理，因此仅示出理解这些原理所必需的方面。附图不是按比例绘制的。在附图中，相同的附图标记表示相似的特征。

图1示出了包括电源系统、负载和耦接在电源系统与负载之间的功率转换器的电子系统的一个示例；

图2示出了用于操作根据图1的电子系统的方法的一个示例；

图3示出了包括转换器电路和被配置成控制转换器电路的操作的控制器的功率转换器的一个示例；

图4示出了转换器电路的一个示例；

图5A和图5B示出了在连续传导模式(CCM)和不连续传导模式(DCM)下操作转换器电路的时序图；

图6示出了根据包括在转换器电路中的电子开关的开关模式操作的占空比并且根据负载阻抗的转换器电路的输入阻抗；

图7示出了在转换器电路的期望的输入阻抗下的根据负载阻抗的占空比；

图8示出了转换器电路的另一示例；

图9示出了包括电源、逆变器、耦合网络和整流器的电源系统的示例；以及

图10示出了逆变器、耦合网络以及整流器的示例。

具体实施方式

在以下详细描述中参照附图。附图形成说明书的一部分，并且出于说明目的，示出了可以如何使用和实施本发明的示例。应当理解，除非另外特别指出，否则本文中描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。

图1示出了包括电源系统1、开关模式功率转换器2和负载Z的电子系统的一个示例。开关模式功率转换器2连接在电源系统1与负载Z之间。更具体地，开关模式功率转换器2包括连接到电源系统1的输出11的输入21、连接到电源系统1的输出12的输入22，并且开关模式功率转换器2包括连接到负载Z的输入Z1的输出23和连接到负载Z的输入Z2的输出24。在根据图1的电子系统中，电源系统1的输出11、12处的阻抗由开关模式功率转换器2调节，以便实现电源系统1的高效率。

根据图1类型的电子系统可以用于向各种类型的移动单元供电。这样的移动单元的示例包括但不限于手持电子设备，诸如智能手机或者笔记本计算机，或者电动车辆，诸如汽车、卡车、叉车等。例如，负载Z是移动单元的电池。例如，电池是锂离子电池。功率转换器2可以是移动单元的一部分，也就是说，功率转换器2可以集成在移动单元中。

根据一个示例，电源系统1是无线电源系统。本文下面进一步详细说明无线电源系统的示例。

根据图2所示的一个示例，调节电源系统1的输出端11、12处的阻抗包括根据负载Z(200)的输入阻抗Rz调节开关模式功率转换器2的输入阻抗。此外，调节开关模式功率转换器2的输入阻抗包括调节开关模式功率转换器2的开关模式操作的占空比(210)。这将在本文下面进一步详细说明。

根据一个示例，负载Z的输入阻抗Rz由输入节点Z1、Z2之间的负载电压Vz的电压电平除以负载Z在输入端子Z1、Z2接收的负载电流Iz的电流电平给出。

参照上述内容，负载Z可以是电池，诸如锂离子电池，负载Z可以由电源系统1经由开关模式功率转换器2充电。在该示例中，负载电压Vz由电池Z限定，并且随着电池Z的充电状态的改变而改变。例如，当电池的充电状态为低时，负载电压Vz为低；并且负载电压Vz随着电池的充电状态的增加而增加。例如，如果在电池充电的某个阶段期间负载电流Iz基本上是恒定的，则输入阻抗Rz随着充电状态而增加，因此负载电压Vz增加。也就是说，在负载电流Iz恒定的情况下，输入阻抗Rz随着负载输入端Z1、Z2的电压Vz的增大而增大。

根据一个示例，电源系统1对负载改变敏感。根据一个示例，“负载改变”包括连接到电源系统1的输出11、12的负载电路的输入阻抗的改变。根据一个示例，“敏感”包括电源系统1的效率取决于负载电路的输入阻抗，其中，对于输入阻抗的某些值，效率可以高，而对于输入阻抗的其他值，效率可以明显较低。因此，将负载Z直接连接到电源系统1的输出11、12可以具有在负载Z的特定操作状态下(在特定充电状态下)电源系统1以低效率操作的效果。

在根据图1的电子系统中，连接到电源系统1的输出11、12并由电源系统1供电的负载电路包括负载Z和连接在输出11、12与负载Z之间的开关模式功率转换器2。负载电路的输入阻抗等于开关模式功率转换器2的输入阻抗。在开关模式功率转换器2的开关模式操作期间，可以通过调节占空比来调节开关模式功率转换器2的输入阻抗。更具体地，开关模式功率转换器2的输入阻抗可以在负载Z的输入阻抗范围内保持基本恒定，并且可以被选择成使得电源系统1以高效率操作。以这种方式，电源系统1可以在负载Z的宽输入阻抗范围内以高效率操作。

参照图1，电源系统1被配置成提供输出功率Ps。输出功率Ps由电源系统提供的电源电压Vs乘以电源电流Is给出，Ps＝Vs·Is。根据一个示例，电源系统1被配置成根据负载电流Iz或负载电压Vz中的至少一个来控制输出功率Ps。根据一个示例，电源系统1被配置成调节负载电流Iz和负载电压Vz中的一个，并且电源系统1被配置成控制输出功率Ps，使得负载电流Iz的电流电平等于预定义的电流设定点，或者负载电压Vz的电压电平等于预定义的电压设定点。为此，电源系统1可以被配置成(a)接收所测量的负载电压Vz’和所测量的负载电流Iz’中的至少一个，(b)计算对应的误差信号，以及(c)根据误差信号调节输出功率Ps。无论哪一个是要调节的，误差信号表示电流设定点与负载电流Iz之间或电压设定点与负载电压Vz之间的差。

参照上述内容，负载Z可以是由电源系统1充电的电池。根据一个示例，对电池充电可以包括第一充电阶段和第二充电阶段，在第一充电阶段中，电源系统1调节对电池充电的负载电流Iz，在第二充电阶段中，电源系统1调节负载电压Vz。根据一个示例，在负载电压Vz已经达到预定义的电压阈值之后，电源系统1从第一充电阶段改变到第二充电阶段。

负载输入功率Pz是由负载Z接收的功率，并且由负载电压Vz乘以负载电流Iz给出。负载输入功率Pz也由电源系统1的输出功率Ps减去开关模式功率转换器2中出现的功率损耗给出。可以假设，与输出功率Ps相比，开关模式功率转换器中出现的功率损耗较低，使得负载输入功率Pz至少近似等于输出功率Ps，Pz≈Ps。

在下文中，Rdc表示功率转换器2的输入阻抗。由开关模式功率转换器2改变输入阻抗Rdc包括改变电源电压Vs，并且电源电流Is取决于负载阻抗Rz。例如，开关模式功率转换器2在阻抗Rs要增大时增大电源电压Vs并减小电源电流Is，在阻抗Rs要减小时减小电源电压Vs并增大电源电流Is。电源电压Vs和电源电流Is的这样的改变不改变由电源系统1定义的输出功率Ps。

图3中更详细地示出了开关模式功率转换器2的一个示例。根据图3的开关模式功率转换器2包括转换器电路(也称为转换器电路)25和控制器26。转换器电路25连接在功率转换器2的输入21、22与输出23、24之间，并且控制器26被配置成控制转换器电路25的操作。更具体地，控制器26被配置成调节转换器电路25的开关模式操作的占空比，并且因此调节开关模式功率转换器2的开关模式操作的占空比。

根据图3所示的示例，控制器26被配置成接收所测量的负载电压Vz’和所测量的负载电流Iz’，并且控制器26被配置成根据等式(1)所测量的负载电压Vz’和所测量的负载电流Iz’计算负载Z的输入阻抗Rz。所测量的负载电压Vz’表示负载电压Vz，并且可以通过使用任何种类的常规电压测量电路以常规方式测量负载电压Vz而获得。所测量的负载电流Iz’表示负载电流Iz，并且可以通过使用任何种类的常规电流测量电路以常规方式测量负载电流Iz而获得。此外，控制器26被配置成根据输入阻抗Rz生成脉冲调制(PWM)控制信号Spwm。PWM控制信号Spwm由转换器电路25接收，并且调节开关模式操作转换器电路25的占空比以及，因此，调节开关模式功率转换器2的开关模式操作的占空比。

各种开关模式功率转换器可以用于在电子系统中实现开关模式功率转换器2。根据一个示例，开关模式功率转换器2是降压-升压转换器。降压-升压转换器的转换器电路25如图4所示。

参照图4，降压-升压转换器的转换器电路25包括第一串联电路，其包括电子开关261和电感器262，其中，第一串联电路连接在输入21、22的第一输入节点21与第二输入节点22之间。包括整流元件263和输出电容器264的第二串联电路与电感器262并联连接。转换器电路25的输出电压等于负载电压Vz，在输出电容器264两端可用。电子开关261由PWM控制信号Spwm驱动，使得电子开关261根据PWM控制信号Spwm导通或关断。整流元件263例如是二极管。

根据图4的转换器电路25可以在连续传导模式(CCM)或不连续传导模式(DCM)下操作。下面参照图5A说明在CCM下操作转换器电路25，以及下面参照图5B说明在DCM下操作转换器电路25。

图5A和图5B中的每个图示出了在电子开关261的连续驱动周期中通过电感器262的电感器电流IL和控制信号Spwm的信号图。这些驱动循环中的每个驱动循环都包括持续时间T，持续时间在下文中被称为循环持续时间，其包括具有导通持续时间Ton的导通时间以及具有关断持续时间Toff的关断时间。驱动周期的周期持续时间T由导通时间持续时间Ton加上关断时间持续时间Toff给出：

T＝Ton+Toff (2)

在导通时间期间，控制信号Spwm导通电子开关261，并且在关断时间期间，控制信号Spwm关断电子开关261。控制信号Spwm或者具有导通电平，该导通电平导通电子开关261，或者具有关断电平，该关断电平关断电子开关261。仅出于说明的目的，在图5A和图5B中所示的信号图中，导通电平是高信号电平并且关断电平是低信号电平。

从图5A和图5B中可以看出，电感电流IL在导通时间期间增加，在关断时间期间减少。在CCM和DCM中的每一个下，转换器电路25的开关模式操作的占空比D由导通持续时间Ton除以驱动循环持续时间T给出：

下面参照说明转换器电路25在一个驱动周期的导通时间和关断时间期间的操作的一些等式，简要说明操作具有图4所示类型的降压-升压转换器电路25的功率转换器2。应当注意，下面的说明是基于转换器电路25处于稳态的假设，该假设包括占空比D对于几个连续的驱动循环基本上是恒定的。此外，假设当电子开关261导通时，电子开关261两端的电压基本上为零。

在导通时间期间，在开关模式功率转换器的输入端21、22处接收基本上等于电源电流的电感器电流IL：

Is＝IL (4-1)

并且电感器电压VL，即电感器262两端的电压，基本上等于电源电压Vs：

VL＝Vs (4-2)

因此，电感电流IL的斜率基本上由下式给出。

其中L是电感器262的电感。

此外，在导通时间期间，负载电流Iz由输出电容器264提供：

其中Ic表示流入输出电容器264的电流，Rz表示负载阻抗。

在关断时间期间，电感器电压VL基本上等于负载电压Vz(假设整流元件即263两端的电压可以忽略)：

VL＝Vz (4-5)

并且电容器电流Ic由下式给出：

在转换器电路25的稳态下，在一个驱动周期上的电感器电压VL的平均值为零，也就是说，

其中导通时间期间的平均电压由电源电压Vs给出，而关断时间期间的平均电压由负载电压Vz给出。基于等式(4-7)，可以示出，在稳态下，负载电压Vz可以通过适当地调节占空比D来根据电源电压进行调节：

基于等式(4-8)，可以看出，根据图4的转换器电路25是反相转换器电路，使得负载电压Vz的极性与电源电压Vs的极性相反。此外，当占空比D低于0.5时，转换器电路25在降压模式下操作，其中负载电压Vz的幅度低于电源电压Vs的幅度，并且当占空比D高于0.5时，转换器电路25在升压模式下操作，其中负载电压Vz的幅度高于电源电压Vs的幅度。

在稳态下，电容器电流Ic在一个驱动周期上的平均值为零，也就是说：

基于等式(4-9)和(4-8)，可以看出，电感器电流IL的平均值由下式给出：

在DCM和CCM下，峰峰电流ΔIL取决于导通持续时间Ton、电源电压Vs和电感，具体如下：

在CCM与DCM之间的边界处，平均电感电流等于峰峰电流ΔIL的一半：

在CCM下，平均电感电流高于峰峰电流ΔIL的一半，因此根据等式(4-12)可以看出，每当在式(4-13)的情况时，转换器电路25在CCM下操作：

以及每当在式(4-14)的情况时在DCM下操作：

根据一个示例，周期持续时间T是固定的，并且由电子开关261的开关频率fsw的倒数给出，T＝1/fsw。使用开关频率fsw代替周期持续时间T，根据等式(4-13)和等式(4-14)的用于在CCM或DCM下操作转换器电路的条件可以被表示成：

因此，在给定的电感L、给定的开关频率fsw和给定的负载阻抗Rz下，每当在式(4-17)的情况时，转换器电路25在CCM下操作：

以及每当在式(4-18)的情况时在DCM下操作：

例如，开关频率fsw选自几十kHz与500kHz之间。

参照上述内容，降压-升压转换器电路25具有输入阻抗Rdc，该输入阻抗Rdc由从电源1接收的电源电压Vs除以从电源1接收的电源电流Is给出：

参照上述内容，转换器电路25的输入阻抗Rdc取决于占空比D。更具体地，基于等式(4-1)至等式(4-18)可以看出，在CCM下，输入阻抗Rdc由下式给出：

在DCM下，输入阻抗Rdc由下式给出：

其中Rz表示负载阻抗，L表示电感器262的电感，并且fsw表示开关频率。因此，通过适当地调节CCM或DCM下的占空比D，可以调节转换器电路25的输入阻抗Rdc。

在下文中，Rdco表示期望的输入阻抗或最佳输入阻抗。基于等式(6a)，可以看出，在CCM下，可以通过根据负载阻抗Rz与期望的输入阻抗Rdco调节占空比D来实现期望的输入阻抗Rdco：

等效地，基于等式(6b)，可以看出，在DCM下，通过根据电感L、开关频率fsw和期望的输入阻抗Rdco来调节占空比D，可以实现如下期望的输入阻抗Rdco：

图6示出了根据图4的功率转换器2的输入阻抗Rdc，该输入阻抗Rdc取决于转换器电路25的占空比。在图6中，曲线301至305示出了在不同的负载阻抗Rz＝R1、Rz＝R2、Rz＝R3、Rz＝R4、Rz＝R5下，输入阻抗Rdc取决于CCM下的占空比D，其中，R1<R2<R3<R4<R5。曲线310示出了取决于DCM下的占空比D的输入阻抗Rdc。从等式(6b)中可以看出，输入阻抗Rdc与DCM下的负载阻抗无关。

基于图6中的曲线301，可以看出，在负载阻抗Rz＝R1的情况下，当在占空比D＝D1下操作转换器电路25时，可以实现期望的输入阻抗Rdco。基于曲线302，可以看出，在负载阻抗Rz＝R2的情况下，当在占空比D＝D2下操作转换器电路25时，可以实现期望的输入阻抗Rdco。在图6所示的示例中，转换器电路25在占空比D＝D1和D＝D2下操作时在CCM下操作。当功率转换器2在CCM下操作并且负载阻抗Rz增加时，占空比将增加以实现期望的输入阻抗Rdco。

参照图6，当占空比D达到占空比阈值Ddcm时，功率转换器2从CCM改变为DCM。根据等式(7b)，该占空比阈值Ddcm取决于开关频率fsw、电感L和期望的输入阻抗Rdco。当以占空比阈值Ddcm给出的占空比D操作时，D＝Ddcm，功率转换器在DCM下操作。在该操作模式下，参照等式(6b)，输入阻抗与负载阻抗Rz无关。因此，参照等式(7b)，可以根据期望的输入阻抗Rdco但独立于负载阻抗Rz来调节占空比D，以便实现期望的输入阻抗Rdco。

基于图6所示类型的曲线，也就是说，基于等式(7a)和等式(7b)，对于每个负载阻抗Rz，可以获得与期望的输入阻抗Rdco相关联的占空比D。“与期望的输入阻抗Rdco相关联的占空比”是以功率转换器2的输入阻抗等于期望的输入阻抗Rdco的方式操作功率转换器2的占空比。

图7示出了取决于负载阻抗Rz的占空比D，负载阻抗Rz以输入阻抗Rdc等于期望的输入阻抗Rdco的方式操作功率转换器2。图7示出的曲线是基于等式(7a)和等式(7b)获得的。如上所述，当占空比D达到占空比阈值Ddcm时，功率转换器2在DCM下操作。参照等式(6b)和等式(7b)，在DCM下，输入阻抗Rdc取决于占空比并且独立于负载阻抗Rz。因此，在DCM下，占空比至少近似恒定并且等于占空比阈值Ddcm，以便实现期望的输入阻抗Rdco。

参照图7，占空比阈值Ddcm与负载阻抗阈值Rzth相关联，负载阻抗阈值Rzth是功率转换器2进入DCM时的负载阻抗，其中，随着负载阻抗Rz进一步增加，功率转换器仍在DCM下工作。

根据图3的控制器26被配置成根据图7所示的曲线调节PWM控制信号Spwm的占空比，以便实现功率转换器2的期望的输入阻抗Rdco。为此，控制器26可以包括查找表，查找表中存储负载阻抗Rz和相关联的占空比D的值。在该示例中，控制器26基于所测量的负载电压Vz’和所测量的负载电流Iz’计算负载阻抗Rz，在查找表中查找相关联的占空比，并将PWM的占空比调节为与从查找表中检索的占空比一致。

根据另一示例，控制器26被配置成基于所测量的负载电压Vz’和所测量的负载电流Iz’来计算负载阻抗Rz，并根据等式(7a)和等式(7b)来计算占空比。根据一个示例，控制器26被配置成基于所计算的负载阻抗Rz来判定是根据等式(7a)还是根据等式(7b)来计算占空比。参照上述内容，占空比阈值Ddcm与负载阻抗阈值Rzth相关联。根据一个示例，控制器26被配置成(a)当所计算的负载阻抗Rz低于负载阻抗阈值Rzth时，即当Rz<Rzth时，根据等式(7a)计算占空比；以及(b)并且当所计算的负载阻抗Rz高于负载阻抗阈值Rzth时，即当Rz>Rzth时，根据等式(7b)计算占空比。

应当注意，输入阻抗Rdc依赖于占空比D的方式取决于转换器电路的具体类型。等式(7a)和等式(7b)示出了根据图4的具有降压-升压拓扑的转换器电路25中占空比D对期望的输入阻抗Rdco的依赖性。

然而，实现具有降压-升压拓扑的转换器电路25仅仅是示例。根据负载阻抗Rz调节转换器电路25的输入阻抗Rdc以实现期望的输入阻抗Rdco的方法不限于使用具有降压-升压拓扑的转换器电路25。相反，也可以使用任何其他类型的开关模式转换器电路。

为了说明的目的，图8示出了具有升压拓扑的转换器电路25的一个示例。根据图8的转换器电路25包括串联电路，该串联电路具有连接在转换器电路25的输入节点21、22之间的电感器272和电子开关271，其中，电感器272连接在第一输入节点21与电子开关271之间，电子开关271连接在电感器272与第二输入节点22之间。包括整流元件273和输出电容器274的串联电路与电子开关271并联连接。输出电容器274连接在转换器电路25的输出节点23、24之间。例如，整流元件273是二极管。参照图8，转换器电路25的电子开关271由控制器26(图8中未示出)生成的PWM驱动信号Spwm控制。

下面参照说明转换器电路25在一个驱动周期的导通时间和关断时间期间的操作的一些等式，简要说明操作具有图4所示类型的升压转换器电路25的功率转换器2。应当注意，下面基于转换器电路25处于稳态的假设进行说明，该假设包括占空比D对于几个连续的驱动循环基本上是恒定的。此外，假设当电子开关271导通时，电子开关271两端的电压基本上为零。

具有升压拓扑的转换器电路25可以在CCM和DCM下被操作。图5A和图5B所示的示出电感器电流IL和PWM驱动信号Spwm的时序图相应地应用于根据图8的转换器电路25。

在导通时间期间，在开关模式功率转换器的输入端21、22处接收基本上等于电源电流Is的电感器电流IL：

Is＝IL (8-1)

作为电感器272两端的电压的电感器电压VL基本上等于电源电压Vs：

VL＝Vs (8-2)

因此，电感器电流IL的斜率基本上由电源电压Vs给出：

其中L是电感器272的电感。

此外，在导通时间期间，负载电流Iz由输出电容器274提供，其中：

其中Ic表示流入输出电容器274的电流，Rz表示负载阻抗。

在关断时间期间，电感器电压VL基本上等于电源电压Vs减去负载电压Vz(假设整流元件273上的电压降可以被忽略)：

VL＝Vs-Vz (8-5)

并且电容器电流Ic由下式给出：

在转换器电路25的稳态下，在一个驱动周期上的电感器电压VL的平均值为零，也就是说：

其中导通时间期间的平均电压由电源电压Vs给出，关断时间期间的平均电压由电源电压减去负载电压Vs-Vz给出。基于等式(8-7)，可以看出，在稳态下，通过适当地调节占空比D，可以根据电源电压Vs来调节负载电压Vz：

与根据图4的具有降压-升压拓扑的转换器电路25不同，根据图8的具有升压拓扑的转换器电路25是同相拓扑，因此负载电压Vz和电源电压Vs具有相同的极性。

在稳态下，电容器电流Ic在一个驱动周期上的平均值为零，也就是说：

基于等式(8-9)和等式(8-8)，可以看出电感器电流IL的平均值由下式给出：

在DCM和CCM下，峰峰电流ΔIL取决于导通持续时间Ton、电源电压Vs和电感如下：

在CCM与DCM之间的边界处，平均电感电流等于峰峰电流ΔIL的一半：

在CCM下，平均电感电流高于峰间电流ΔIL的一半，因此根据等式(8-12)可以看出，每当在式(8-13)的情况时，转换器电路25在CCM下操作：

以及每当在式(8-14)的情况时在DCM下操作：

根据一个示例，周期持续时间T是固定的，并且由电子开关261的开关频率fsw的倒数给出，T＝1/fsw。使用开关频率fsw代替周期持续时间T，根据等式(4-13)和等式(4-14)的用于在CCM或DCM下操作转换器电路的条件可以被表示为：

此外，可以看出，在CCM下，根据图8的具有升压拓扑的转换器电路25的输入阻抗Rdc，由下式给出：

Rdc＝(1-D)²·Rz (9a)

以及在DCM下，由下式给出：

其中：

参照图5B，在DCM下T1是电感器电流降低的时间段。T1短于关断周期持续时间Toff，T1<Toff。在CCM与DCM之间的边界处，T1等于关断时间持续时间Toff，使得当根据等式(9a)时计算的Rdc等于当根据等式(9b)时计算的Rdc，也就是说，

可以看出，D1取决于电感器272的电感L、占空比D、负载阻抗Rz和开关频率fsw，如下式所示：

与关于根据图4的具有降压-升压拓扑的转换器电路25所说明的方式相同，在给定的电感L、给定的开关频率fsw和确定的负载阻抗Rz下，可以确定占空比D，以期望的输入阻抗Rdco操作具有升压拓扑的转换器电路25。根据一个示例，对于每个负载阻抗Rz，计算与期望的输入阻抗Rdco相关联的占空比D并将其存储在查找表中。在该示例中，控制器26在功率转换器2的操作期间被配置成基于所测量的负载电压Vz’和所测量的负载电流Iz’来确定负载阻抗Rz，并且基于所确定的负载阻抗和存储在查找表中的相关联的占空比来调节占空比D。

参照上述内容，电源系统1提供由功率转换器2传输到负载的输出功率Ps。图9更详细地示出了电源系统1的一个示例。

根据该示例的电源系统包括电源3、逆变器4、无线耦合网络(或发送器)5和整流器6。整流器6的输出端连接到电源系统1的输出节点23、24，使得在整流器6的输出端可以获得电源电压Vs和电源电流Is。

根据一个示例，电源3是被配置成提供直流电压Vin和直流电Iin的DC(直流电)电源。由电源3提供的电压Vin和电流Iin被逆变器4接收，并且在下文中被称为输入电压Vin和输入电流Iin。可以使用任何种类的DC电源1来提供输入电流Iin和输入电压Vin。根据一个示例，DC电源3是电池。根据另一示例，DC电源3是具有诸如电网的AC(交流)电源以及连接到AC电源并且被配置成基于由AC电源提供的AC功率来生成DC功率的AC-DC功率转换器的系统。

根据图9的电源系统也可以被称为无线电源系统或无线功率传输系统，并且被配置成以无线方式将由电源3提供的DC功率传输到电源系统的输出端23、24。为此，逆变器4被配置成将由电源3提供的DC功率转换为被配置成经由耦合网络5传输的AC功率，并且整流器6被配置成将从耦合网络5接收的AC功率转换为在电源系统1的输出端处11、12提供的DC功率。

更具体地，逆变器4被配置成基于从电源3接收的DC功率来生成第一交流电压Vac1和第一交流电流Iac1。与第一交流电压Vac1和第一交流电流Iac1相关联的功率在下文中被称为第一AC功率。耦合网络5被配置成接收第一交流功率(第一交流电压Vac1和第一交流电流Iac1)，并且耦合网络5被配置成基于第一交流功率Pac1提供第二交流电压Vac2和第二交流电流Iac2。与第二交流电压Vac2和第二交流电流Iac2相关联的功率在下文中被称为第二AC功率。整流器6被配置成接收第二AC功率Pac2，并且整流器6被配置成基于第二AC功率提供电源电压Vs和电源电流Is。

图10中示出了逆变器4、耦合网络5和整流器6的示例。参照图10，逆变器4可以包括串联电路，该串联电路包括电感器41和电子开关42，其中，串联电路接收来自电源的输入电压Vin(图10中未示出)。电容器43与电子开关42并联连接。第一交流电压Vac1是包括电子开关42和电容器43的并联电路两端的电压。电感器41和电容器43形成由电子开关42的开关模式操作激励的LC电路，使得第一交流电压Vac1和第一交流电流Iac1在逆变器4的输出端处可用。

参照图10，逆变器4包括控制器44，其被配置成以PWM方式操作电子开关42。以PWM方式操作电子开关42激励LC电路，并且根据DC输入电压Vin和DC输入电流Iin生成第一交流电压Vac1和第一交流电流Iac1。接收器网络被配置成接收由谐振发送器网络发送的功率。通过适当地调节初级绕组51p和次级绕组51s的电感以及第一电容器52和第二电容器54的电容，可以调节谐振发送器网络以及谐振接收器网络的谐振频率。

参照图10，整流器6可以包括连接在电源系统的输出节点11、12之间的输出电容器61。第一电感器62可以连接在耦合网络5的第一输出节点56与电源系统的第一输出节点11之间，第一整流元件63可以连接在电源系统1的第二输出节点12与耦合网络5的第二输出节点57之间。第二电感器64可以连接在耦合网络5的第二输出节点57与电源系统的第一输出节点11之间，第二整流元件65可以连接在电源系统1的第二输出节点12与耦合网络5的第一输出节点56之间。第一整流元件63和第二整流元件65中的每个整流元件可以被实现为二极管。根据一个示例，这些二极管63、65的极性使得每当第二交流电压Vac2具有第一极性时，电源电流Is流过第一电感器62和第一整流元件63，并且每当第二交流电压Vac2具有与第一极性相反的第二极性时，电源电流Is流过第二电感器64和第二二极管65。

可选地，整流器6还包括与第一整流元件63并联的第一电容器66和与第二整流元件65并联的第二电容器67。

根据图10的整流器6是无源整流器。然而，这只是示例。根据另一示例(未示出)，整流器是有源整流器，整流器包括有源整流元件而不是包括图10中示出的无源整流元件63、65。

参照上述内容，电源系统1可以对负载改变敏感。更具体地，逆变器4可以对负载改变敏感。在以上说明的电子系统中，电源系统1所看到的功率转换器2的输入阻抗根据负载阻抗Rz来调节，使得至少在负载Z的输入阻抗Rz的一定范围内，电源系统1以及特别是逆变器4的可以以高效率运行。

下面参照编号的示例简要总结了上面说明的一些方面。

示例1.一种方法，包括：根据负载的输入阻抗调节连接在电源系统与负载之间的开关模式功率转换器的输入阻抗，其中，调节开关模式功率转换器的输入阻抗包括调节开关模式功率转换器的占空比。

示例2.根据示例1的方法，其中，开关模式功率转换器包括：包括电子开关的转换器电路；以及控制器，并且其中，调节开关模式功率转换器的输入阻抗包括根据由控制器确定的负载的输入阻抗来调节电子开关的开关模式操作的占空比。

示例3.根据示例1至2中任一项所述的方法，其中，转换器电路包括降压-升压拓扑。

示例4.根据示例1至2中任一项所述的方法，其中，转换器电路包括升压拓扑。

示例5.根据示例1至4中任一项所述的方法，其中，电源系统包括具有变压器的耦合网络，其中，变压器包括通过气隙感应耦接的第一绕组和第二绕组。

示例6.根据示例5所述的方法，其中，电源系统还包括：逆变器，其被配置成基于从电源接收的功率向耦合网络提供第一交流电流和第一交流电压；整流器，其被配置成从耦合网络接收第二交流电流和第二交流电压，以及连接到开关模式功率转换器。

示例7.根据示例6所述的方法，其中，所述逆变器是单端E类逆变器。

示例8.一种电子系统，包括：控制器，其被配置成确定连接在开关模式功率转换器下游的负载的输入阻抗，并且根据所确定的负载的输入阻抗来调节开关模式功率转换器的输入阻抗，其中，为了调节开关模式功率转换器的输入阻抗，控制器被配置成调节功率转换器的开关模式操作的占空比。

示例9.根据示例8所述的电子系统，其中，电子系统还包括开关模式功率转换器，其中，开关模式功率转换器包括：包括电子开关的转换器电路，并且其中，电子开关被配置成由控制器基于具有占空比的PWM信号来操作。

示例10.根据示例8至9中任一项所述的电子系统，其中，转换器电路包括降压-升压拓扑。

示例11.根据示例8至9中任一项所述的电子系统，其中，转换器电路包括升压拓扑。

示例12.根据示例8至11中任一项所述的电子系统，还包括具有电源和耦合网络的电源系统，其中，耦合网络包括具有通过气隙感应耦接的第一绕组和第二绕组的变压器。

示例13.根据示例12所述的电子系统，其中，电源系统还包括：逆变器，其被配置成基于从电源接收的功率向耦合网络提供第一交流电流和第一交流电压；整流器，其被配置成从耦合网络接收第二交流电流和第二交流电压，并且连接到开关模式功率转换器。

示例14.根据示例13所述的电子系统，其中，逆变器是单端E类逆变器。

Claims (9)

1.一种操作方法，包括：

在连续传导模式CCM下或在不连续传导模式DCM下操作连接在电源系统(1)与负载(Z)之间的开关模式功率转换器(2)，

在CCM下，根据所述负载(Z)的输入阻抗(Rz)调节所述开关模式功率转换器(2)的输入阻抗(Rdc)，

其中，所述开关模式功率转换器(2)包括：

具有降压-升压拓扑并包括电子开关(261；271)的转换器电路(25)；以及

控制器(26)，

其中，调节所述开关模式功率转换器(2)的输入阻抗(Rdc)包括根据由所述控制器(26)确定的所述负载的输入阻抗(Rz)来调节所述电子开关(261)的开关模式操作的占空比(D)，并且

其中，所述方法还包括当所述开关模式功率转换器(2)在DCM下操作时，以固定占空比操作所述电子开关(261)。

2.根据权利要求1所述的操作方法，

其中，所述电源系统(1)包括具有变压器(51)的耦合网络(5)，

其中，所述变压器(51)包括通过气隙感应耦接的第一绕组(51p)和第二绕组(51s)。

3.根据权利要求2所述的操作方法，

其中，所述电源系统还包括：

逆变器(4)，其被配置成基于从电源(3)接收的功率向所述耦合网络(5)提供第一交流电流(Iac1)和第一交流电压(Vac1)；

整流器(6)，其被配置成从所述耦合网络(5)接收第二交流电流(Iac2)和第二交流电压(Vac2)，并且连接到所述开关模式功率转换器(2)。

4.根据权利要求3所述的操作方法，

其中，所述逆变器(4)是单端E类逆变器。

5.一种电子系统，包括：

控制器(26)，其被配置成：

确定连接在开关模式功率转换器(2)下游的负载(Z)的输入阻抗(Rz)，

在连续传导模式CCM或不连续传导模式DCM下操作所述开关模式功率转换器(2)的转换器电路(25)，并且

在CCM下，根据所确定的所述负载(Z)的输入阻抗(Rz)来调节所述开关模式功率转换器(2)的输入阻抗(Rdc)，

其中，为了调节所述开关模式功率转换器(2)的输入阻抗(Rdc)，所述控制器(26)被配置成调节所述转换器电路(25)的电子开关(261)的开关模式操作的占空比(D)，

其中，所述控制器(26)还被配置成在DCM下以固定占空比操作所述电子开关(261)。

6.根据权利要求5所述的电子系统，

其中，所述电子系统还包括所述开关模式功率转换器(2)。

7.根据权利要求5至6中任一项所述的电子系统，还包括具有电源(3)和耦合网络(5)的电源系统(1)，

其中，所述耦合网络(5)包括具有通过气隙感应耦接的第一绕组(51p)和第二绕组(51s)的变压器(51)。

8.根据权利要求7所述的电子系统，

其中，所述电源系统还包括：

逆变器(4)，其被配置成基于从电源(3)接收的功率向所述耦合网络(5)提供第一交流电流(Iac1)和第一交流电压(Vac1)；

整流器(6)，其被配置成从所述耦合网络(5)接收第二交流电流(Iac2)和第二交流电压(Vac2)，并且连接到所述开关模式功率转换器(2)。

9.根据权利要求8所述的电子系统，

其中，所述逆变器(4)是单端E类逆变器。