CN117981228A - 用于多维多级前向纠错编码和解码的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种多维多级编码(multidimensional multilevel coding，MLC)编码器，包括：软前向纠错(forward error correction，FEC)编码器，用于接收第一比特以生成软FEC编码比特；冗余生成器，用于接收所述软FEC编码比特的子集以生成冗余比特；硬FEC编码器，用于接收第二比特以生成硬FEC编码比特。所述软FEC编码比特、所述冗余比特以及所述硬FEC编码比特的组合形成用于映射到多个星座点的标签。一种MLC解码器，包括冗余解码器、软FEC解码器和硬FEC解码器。所述冗余解码器组合从所述MLC编码器处接收的软FEC编码比特的对数似然比(log‑likelihood‑ratio，LLR)，以使得所述软FEC解码器产生解码比特。所述硬FEC解码器对所述硬FEC编码比特的解码依赖于所述软FEC解码器解码的比特的值。

Description

用于多维多级前向纠错编码和解码的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2021年9月10日递交的申请号为17/471,765、发明名称为“多维多级编码编码器和解码器(Multidimensional Multilevel Coding Encoder and Decoder)”的美国非临时专利申请的优先权利益，其全部内容通过引用并入本文中。
技术领域
本发明大体上涉及通信网络领域，尤其涉及一种多维多级编码编码器和多维多级编码解码器。
背景技术
光纤传输具有信息容量大、抗干扰能力强、传输速度快等优点，已成为当前通信系统中占主导地位的数据传输方式。当采用光纤传输系统进行数据传输时，发射器在传输数据之前对数据进行前向纠错(forward error correction，FEC)编码，对FEC编码后的基带信号进行调制，并将调制后的信号通过光纤发送到接收器。接收器对接收到的数据进行解调，以恢复出基带信号，对基带信号进行模数转换得到数字信号，对数字信号应用数字处理算法，并对接收到的数据进行FEC解码，以恢复出发射器发送的数据。
随着光纤传输速率从100吉比特/秒(gigabit per second，GB/s)提升到200GB/s，甚至达到800GB/s，FEC解码需要处理的数据量也越来越大，FEC解码所需要的功耗也不断增加。软FEC解码器采用迭代解码方式。可以为每个码字设置预定迭代次数，对每个码字进行预定迭代次数的迭代解码后，输出该码字的解码结果。实际的软FEC解码器通常比硬FEC解码器具有更强的纠错能力。然而，由于软FEC解码器依赖于多次迭代，软FEC解码器的功耗通常是在相同信噪比(signal to noise ratio，SNR)下运行的硬FEC解码器消耗的功耗的10倍以上，甚至100倍以上。
因此，需要一种受益于软FEC解码器优异的错误解码能力且功耗得到限制的编码和解码技术。
发明内容
在本发明技术的实施例是基于开发人员对现有技术相关缺陷的认识而开发的。具体地，这些缺陷可能包括使用软前向纠错的传统解调和解码的高复杂性和高能耗。
本发明的第一个目的是提供一种多维多级编码(multidimensional multilevelcoding，MLC)编码器，包括：
软前向纠错(forward error correction，FEC)编码器，用于接收第一比特集以生成第一软FEC编码比特集；
冗余生成器，用于接收所述第一软FEC编码比特集的子集以生成冗余比特；
硬FEC编码器，用于接收第二比特集以生成第二硬FEC编码比特集；
其中，以下各项的组合形成多个用于映射到多个星座点的标签：(a)所述第一软FEC编码比特集、(b)所述冗余比特以及(c)所述第二硬FEC编码比特集的组合。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括所述标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；所述冗余生成器为中继器，用于生成所述第一软FEC编码比特集中三分之一的比特的副本作为冗余比特；以及相关联的标签对，包括：第一标签，包括所述第一标签的第一MSB、所述第一标签的第二MSB，以及所述第一标签的两个或多个LSB；以及第二标签，包括所述第一标签的所述第一MSB的副本、所述第二标签的第二MSB，以及所述第二标签的两个或多个LSB。
在本发明技术的一些实现方式中，选取在所述软FEC编码器处接收的所述第一比特集的比特，使得具有相同MSB的两个标签之间的第一最小欧氏距离d′min大于所述星座点之间的第二最小欧氏距离dmin，并且使得具有2个相同MSB的两个标签之间的第三最小欧氏距离d"min大于所述第一最小欧氏距离d′min。
在本发明技术的一些实现方式中，所述星座点映射在从16正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM)、32-QAM、64-QAM、128-QAM、256-QAM、512-QAM以及1024-QAM中选择的调制方案上。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括所述标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；所述冗余生成器为单奇偶校验编码器，用于将码长为3的单奇偶校验码应用于所述第一软FEC编码比特集中五分之二的比特以生成作为冗余比特的校验位；以及三个相关联的标签，包括：第一标签，包括所述第一标签的第一MSB、所述第一标签的第二MSB，以及所述第一标签的两个或多个LSB；第二标签，包括所述第二标签的第一MSB、所述第二标签的第二MSB，以及所述第二标签的两个或多个LSB；第三标签，包括所述校验位、所述第三标签的第二MSB，以及所述第三标签的两个或多个LSB。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括所述标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；所述冗余生成器为中继器，用于将码长为3的重复码应用于所述第一软FEC编码比特集中四分之一的比特以生成作为冗余比特的第一校验位和第二校验位；以及三个相关联的标签，包括：第一标签，包括所述第一标签的第一MSB、所述第一标签的第二MSB，以及所述第一标签的两个或多个LSB；第二标签，包括所述第一校验位、所述第二标签的第二MSB，以及所述第二标签的两个或多个LSB；以及第三标签，包括所述第二校验位、所述第三标签的第二MSB，以及所述第三标签的两个或多个LSB。
在本发明技术的一些实现方式中，所述MLC编码器还包括：概率星座整形(probabilistic constellation shaping，PCS)编码器，用于：接收第三比特集；以及生成在所述硬FEC编码器处接收的所述第二比特集；其中，所述第一比特集为0或1的概率相等；所述第三比特集为0或1的概率相等；所述第二比特集以为0或1的概率不相等而生成；所述第二比特集中生成的比特的数量大于所述第三比特集中接收的比特的数量；以及所述硬FEC编码器还用于生成校验位，作为在所述软FEC编码器处接收的所述第一比特集的一部分。
在本发明技术的一些实现方式中，在所述软FEC编码器处接收的所述第一比特集为所述硬FEC编码器编码的第一硬FEC编码比特集。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括位于第一比特位置的所述标签的比特；所述第二硬FEC编码比特集包括位于第二比特位置的所述标签的比特；所述冗余生成器为中继器，用于生成所述第一软FEC编码比特集的一半的副本；以及相关联的标签对，包括：第一标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的所述第一标签的第一比特、位于所述第一比特位置中另一个比特位置的所述第一标签的第二比特，以及位于所述第二比特位置的所述第一标签的两个或多个比特；以及第二标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的所述第一标签的所述第一比特的副本、位于所述第一比特位置中另一个比特位置的所述第二标签的第二比特，以及位于所述第二比特位置的所述第二标签的两个或多个比特。
本发明的第二个目的是提供一种发射器，包括：
上述任何实现方式中所述的MLC编码器；
调制器，用于从所述MLC编码器接收所述标签，并通过将所述标签映射到所述星座点来调制载波。
本发明的第三个目的是提供一种多维多级编码(multidimensional multilevelcoding，MLC)解码器，包括：
冗余解码器，用于接收第一软前向纠错(forward error correction，FEC)编码比特集的对数似然比(log-likelihood-ratio，LLR)，并且组合所述第一软FEC编码比特集的两个或多个编码比特的LLR值以计算改进的LLR值；
软FEC解码器，用于：
接收所述改进的LLR值并产生第一解码比特；
接收所述第一软FEC编码比特集的第三编码比特的LLR值，并产生第二解码比特，其中，所述第三编码比特的所述LLR值依赖于所述第一解码比特的值；
接收所述第一软FEC编码比特集的第四编码比特的LLR值，并产生所述第三解码比特，其中，所述第四编码比特的所述LLR值依赖于所述第一解码比特的所述值；
硬FEC解码器，用于接收第二硬FEC编码比特集的硬估计，并产生所述第二硬FEC编码比特集的解码值，其中，所述硬估计依赖于所述第一解码比特和所述第二解码比特的值。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；以及相关联的标签对，包括：第一标签，包括作为第一MSB的所述第一解码比特、作为第二MSB的所述第二解码比特，以及作为LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；以及第二标签，包括作为第一MSB的所述第一解码比特，作为第二MSB的所述第三解码比特，以及作为LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；以及三个相关联的标签，包括：第一标签，包括作为所述第一标签的第一MSB的所述第一解码比特、作为所述第一标签的第二MSB的所述第二解码比特，以及作为所述第一标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；第二标签，包括所述第二标签的第一MSB、所述第二标签的第二MSB，以及作为所述第二标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；以及第三标签，包括所述冗余解码器输出的校验位，其中，所述冗余解码器为单奇偶校验解码器，所述校验位基于码长为3的单奇偶校验码，其中所述单奇偶校验码应用于所述第一软FEC编码比特集中五分之二的比特；所述第三标签还包括作为所述第三标签的第二MSB的所述第三解码比特，以及作为所述第三标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；以及三个相关联的标签，包括：第一标签，包括作为所述第一标签的第一MSB的所述第一解码比特、作为所述第一标签的第二MSB的所述第二解码比特，以及作为所述第一标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；第二标签，包括作为第一校验位的由所述软FEC解码器基于码长为3的重复码输出的所述第一解码比特的副本，其中所述重复码应用于所述第一软FEC编码比特集中四分之一的比特，作为所述第二标签的第二MSB的所述第三解码比特，以及作为所述第二标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；以及第三标签，包括作为第二校验位的由重复码模块基于码长为3的所述重复码输出的所述第一解码比特的另一个副本，其中所述重复码应用于所述第一软FEC编码比特集中四分之一的比特、所述第三标签的第二MSB，以及所述第三标签的两个或多个LSB。
在本发明技术的一些实现方式中，概率星座整形(probabilistic constellationshaping，PCS)解码器用于接收所述第二硬FEC编码比特集的所述解码值，并生成第三解码比特集；其中，所述软FEC解码器还用于从所述第一软FEC编码比特集的所述LLR中产生硬FEC校验位；所述硬FEC解码器还用于使用所述硬FEC校验位以产生所述第二硬FEC编码比特集的所述解码值；所述第一编码比特集为0或1的概率相等；所述第三解码比特集为0或1的概率相等；所述第二编码比特集为0或1的概率不相等；以及所述第三解码比特集的比特的数量小于所述第二硬FEC编码比特集的所述解码值的数量。
在本发明技术的一些实现方式中，所述软FEC解码器解码的第一比特、第二比特和第三比特为硬FEC编码比特；以及所述硬FEC解码器还用于对来自所述软FEC编码器的所述硬FEC编码比特进行解码。
在本发明技术的一些实现方式中，所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的第一比特位置的标签的比特；所述第二硬FEC编码比特集包括可映射到所述星座点的第二比特位置的标签的比特；以及相关联的标签对，包括：第一标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的作为所述第一标签的第一比特的所述第一解码比特，位于所述第一比特位置中另一个比特位置的作为所述第一标签的第二比特的所述第二解码比特，以及位于所述第二比特位置的作为所述第一标签的比特的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；以及第二标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的作为所述第二标签的第一比特的所述第一解码比特，位于所述第一比特位置中的另一比特位置的作为所述第二标签的第二比特的所述第三解码比特，以及位于所述第二比特位置的作为所述第二标签的比特的所述第二硬FEC编码比特集中的两个或多个比特。
本发明的第四个目的是提供一种接收器，包括：
上述任何实现方式中所述的MLC解码器；
解调器，用于：
接收携带所述第一硬FEC编码比特集和所述第二硬FEC编码比特集的调制载波；
解调所述载波；
计算所述第一软FEC编码比特集的所述LLR；
计算所述第二硬FEC编码比特集的所述硬估计。
附图说明
结合附图，通过以下详细描述，本发明的特征和优点将变得显而易见，在附图中：
图1为硬前向纠错(forward error correction，FEC)和软FEC技术可达到的信息速率与信噪比(signal to noise ratio，SNR)的函数关系的示例；
图2为用于2维(2dimensional，2D)2级多级编码(multilevel coding，MLC)的16正交幅度调制(quadrature-amplitude modulation，QAM)星座标记方案的示例；
图3为根据本发明技术实施例的用于4维(4dimensional，4D)3级多级编码(multilevel coding，MLC)的16正交幅度调制(quadrature-amplitude modulation，QAM)星座标记方案的示例；
图4a至图4c示出了根据本发明技术实施例的4D 3级MLC应用于解码2个连续符号；
图5a为根据本发明技术实施例的码长为2的重复码的4D 3级MLC编码器的框图；
图5b为根据本发明技术实施例的码长为3的单奇偶校验码的4D 3级MLC编码器的框图；
图5c为根据本发明技术实施例的码长为3的重复码的4D 3级MLC编码器的框图；
图6a为根据本发明技术实施例的具有码长为2的重复码的4D 3级MLC解码器的框图；
图6b为根据本发明技术实施例的具有码长为3的单奇偶校验码的4D 3级MLC解码器的框图；
图6c为根据本发明技术实施例的具有码长为3的重复码的4D 3级MLC解码器的框图；
图7为根据本发明技术实施例的具有概率星座整形(probabilisticconstellation shaping，PCS)的4D 3级MLC编码器的框图；
图8为根据本发明技术实施例的具有PCS的4D 3级MLC解码器的框图；
图9为根据本发明技术实施例的具有级联FEC的4D 3级MLC编码器的框图；
图10为根据本发明技术实施例的具有级联FEC的4D 3级MLC解码器的框图；
图11为根据本发明技术实施例的可能受益于4D 3级MLC编码和解码的64-QAM标记方案的示例；
图12为根据本发明技术实施例的实现4D 3级MLC编码和解码的系统700的框图。
应当理解，在所有附图和对应的描述中，相同的特征由相同的附图标记标识。此外，还应当理解，附图和以下的描述仅用于说明目的，并且这些公开内容并不旨在限制权利要求书的范围。
具体实施方式
除非另有定义，否则本文所使用的所有技术和科学术语都具有与实施例所属领域内的普通技术人员公知的含义相同的含义。
在相干光通信系统中，前向纠错(forward error correction，FEC)经常用于保护数据，纠正由信道噪声和损伤引起的错误。在不失一般性的前提下，本发明侧重于系统二进制FEC方案，其中FEC码字为比特的集合，并且信息比特也出现在编码的码字中。在码字中，信息比特是需要通过光通道传输的客户端数据，校验位是FEC编码器根据信息比特计算出的冗余比特。校验位不携带任何信息比特中不包含的信息，因为校验位的作用是保护信息比特免受噪声和损坏的影响。每个码字中信息比特的比例定义为FEC方案的编码率，校验位的数量与信息比特的数量的比值定义为FEC方案的开销(overhead，OH)。可供选择的FEC方案可以分为软决策FEC(软FEC)和硬决策FEC(硬FEC)。这种分类基于解码器是否能够利用接收到的比特的可靠性这一信息，该信息通常被称为软信息。对于二进制FEC来说，软信息通常是比特的对数似然比(log-likelihood-ratio，LLR)。比特b的LLR定义为其中p(b＝x)是比特b为x∈{0,1}的概率。LLR通常由解调器模块产生，该解调器模块将接收到的复数符号与给定调制方案的星位图的所有可能传输的符号进行比较。LLR的符号决定了比特更有可能是0(正)还是1(负)。LLR的大小是衡量解调器对正确符号的信心程度的指标。软FEC能够根据LLR纠正接收到的比特流中的错误。而硬FEC只能根据比特值进行纠错。在编码率或OH相同的情况下，精心设计的软FEC通常具有更强的纠错能力，而硬FEC通常具有更低的解码复杂度和功耗。
用于衡量FEC方案的纠错能力的一个常用指标是FEC方案与香农极限的差距。在本发明的上下文中，香农极限的定义为给定了输入分布和信噪比(signal to noise ratio，SNR)情况下的信道的输入(比特或符号)和输出(比特或符号)之间的交互信息(mutualinformation，MI)，香农极限以分贝(decibel，dB)度量。香农极限是每信道占用率(每传输比特或每传输符号)能够可靠地通过信道传输的最大信息量。在香农极限的定义中，当解码的信息比特具有任意小的误码率(bit error rate，BER)时，可称为信息得到可靠传输，误码率的定义为出错的比特的比例。在实践中，对于光通信系统，如果解码的信息比特的BER<10-15，则实现了可靠的通信。FEC与香农极限之间的差距通常以dB度量，该差距定义为相对于香农极限所需增加的SNR，以达到相同的信息速率。在具有等概率信号的二进制相移键控(binary-phase-shifted-keying，BPSK)调制的情况下，如果通过FEC方案实现可靠通信并且系统中没有其他OH，则信息速率等于FEC方案的编码率。
本发明定义了用于评估FEC方案效率的另一个指标，即FEC方案相对于香农极限的速率损失。FEC的速率损失的定义为当实现可靠通信时，与某个SNR水平下的香农极限相比，FEC的信息速率降低。一般而言，与硬FEC相比，精心设计的软FEC可以实现更小的差距和更低的速率损失(达到香农极限)，但代价是更高的解码功率。图1为硬FEC和软FEC技术可达到的信息速率与SNR的函数关系的示例；图中示出了在不同SNR水平下，各个FEC与香农极限的差距及各FEC与香农极限的速率损失之间的关系。在该图中，假设可以为每个SNR水平设计与香农极限的差距为1dB的软FEC和与香农极限的差距为2dB的硬FEC。从图1可以看出，在高SNR和低SNR的情况下，即使在与香农极限的差距相同的情况下，速率损失也相对较小。这意味着当输入的BER很高或很低时，使用高功耗的软FEC解码器几乎没有信息速率优势。
实际的软FEC解码器的功耗通常是在相同信噪比(signal-to-noise ratio，SNR)下运行的硬FEC解码器的10倍以上，甚至100倍以上。光传输系统通常具有极高的吞吐量，每个信道可能高达800GB/s。传输系统经过精心设计，以优化每比特处理能力和如此高的数据速率之间的权衡。最近，在光学系统中引入了多级编码(multilevel coding，MLC)，以实现这些目标之间的良好平衡。
图2为用于2维(2dimensional，2D)2级多级编码(multilevel coding，MLC)的16正交幅度调制(quadrature-amplitude modulation，QAM)星座标记方案的示例。在图2的示例中，客户端信息比特首先由某种FEC方案编码以用于错误保护。然后，生成的比特流被分成4个比特的组。按照图2所示的标记方案，每4个比特组映射到一个待传输的星座点。星位图的4位标签可以分为两种类型的位：两个最高有效位(most-significant bit，MSB)，如图2中划线处所示，和两个最低有效位(least-significant bit，LSB)。标签的2个MSB将星位图划分为4个不重叠的子集(图2中使用4种不同的几何形状进行说明，例如，位‘01’对应圆形)。每个子集的最小欧氏距离2d是整个星位图的最小欧氏距离d的两倍。
例如，星座点‘0111’和‘1101’之间的欧氏距离等于d，这2个星座点具有2个不同的MSB，分别等于‘01’和‘11’。相反，具有2个相同的MSB‘01’的星座点‘0111’和‘0110’之间的欧氏距离等于2d。因此，依赖于已知标签的2个MSB，2个LSB表现出更低的BER，与整个星座点集相比，相当于6dB的SNR增益。在本发明的上下文中，表述“依赖于”应理解为可以基于某个值的确定而获得另一个值，并且不表示某操作或其他特征是可选的。在合理的工作SNR范围内，2个LSB的BER通常非常低，以至于硬FEC和软FEC之间的速率损耗差异变得可以忽略不计。因此，本示例中的2个MSB可由软FEC保护，而本示例中的2个LSB可由硬FEC保护。通过采用MLC，每个符号的2比特可以由软解码器解码，相同符号的其他比特可以由硬解码器解码，以显著降低解码器功耗。
总之，在由2个MSB组成的第一级中使用软解码器足以在第二级中产生6dB的SNR增益，使得第二级可以得到硬FEC令人满意的保护。通过在不同极化和/或不同时隙上联合设计MLC，低复杂度的MLC方案可以包括标签中的三个级别。这种高维MLC设计可以使用2种不同的FEC方案，与完整的软FEC方案相比，由功耗高的软FEC解码器处理的比特数减少了至少25％。因此，本发明引入了具有低解码复杂度的高维多级编码调制，其预期可将软FEC解码器模块的功耗降低至少25％。本发明的一些实施例可与概率星座整形(probabilisticconstellation shaping，PCS)兼容。
所公开的高维MLC在调制和解调过程中使用了一个以上的符号。这些符号可能来自不同的极化或不同的时隙。每个符号根据一些二进制标签映射选自同一组星座点。这种标记方案对于联合调制符号可能是相同的或不同的，但本标记方案由三种类型的比特组成，其中前两种类型中的每一种由1比特组成。
在不失一般性的前提下，使所有符号使用相同的比特标记方案，第一种是第0比特(b0)，第二种是第1比特(b1)。在最小欧氏距离为dmin的M元调制(整个星位图中有M个点)中，具有相同的b0的星座点构成两个互不相交的子集，每个子集中有M/2个点，且每个子集的最小欧氏距离为d′min>dmin。具有相同的b0和b1的星座点构成四个互不相交的子集，每个子集中有M/4个点，且每个子集的最小欧氏距离为d"min>d′min。图3为用于4维(4dimensional，4D)3级多级编码(multilevel coding，MLC)的16正交幅度调制(quadrature-amplitudemodulation，QAM)星座标记方案的示例。在图3的示例中，d′ min等于且d"min等于2dmin。
第一(最高)级别定义了2个子集，其中一个子集定义为MSB等于0(正方形和三角形)，另一个子集定义为MSB等于1(菱形和圆形)。第二级别进一步将每个子集再划分为2个子集，所以总共有4个子集。星座点与2D 2级MLC(正方形、三角形、菱形和圆形)相同，但标记系统不同。圆形以‘11’作为2个MSB，正方形以‘01’作为2个MSB，等等。对于第三级别，一旦2个MSB(由各种几何形状表示)已知，则2个LSB有4种可能的选择。比较图2和图3的星位图，用圆形和正方形表示的点具有不同的MSB值，而用三角形和菱形表示的点具有相同的MSB值。
待编码和解码的两个连续符号由重复码保护。为此，选取这2个符号，使其MSB共用相同的值‘0’或‘1’。这样，两个连续符号之间的最小欧氏距离为d′ min，等于图3的示例中的(例如在点‘1110’和‘1001’之间)。这2个符号的重复在解码2个符号时很有用，以最小化错误。
图4a至图4c示出了将4D 3级MLC应用于解码2个连续符号。在图4a中，接收器处接收到的两个连续符号(即2个星座点)各自携带4个比特，分别标识为和i＝0,1,2,…，其中，上标是符号索引，下标是比特索引。这种表示法适用于本发明的其余部分。这两个符号的MSB由重复码和软FEC保护。重复码的块长为2，因此例如，如果MSB是第一个符号(第一个符号以圆形或菱形表示)中的‘1’，则第二个符号只能是星座点，也以圆形或菱形表示。由于信道中的噪声，第一个符号在图4a左侧的大符号‘*’所示的位置接收，第二个符号在图4a右侧的大符号‘*’所示的位置接收。软FEC计算第一个符号中MSB的LLR和第二个符号中MSB的LLR。
LLR可以为正值，表示MSB极有可能为‘0’，也可以为负值，表示MSB极有可能为‘1’。LLR的大小提供了MSB识别的置信度的指示。例如，在图4a的左侧，LLR的值可以为+1，表示第一个符号的MSB可以为‘0’。该指示具有低置信度，该低置信度值与符号‘*’不是特别接近任何星座点的事实一致。尽管各个图没有按比例缩放，但在图4a的左侧，与点‘1000’相比，符号‘*’略接近点‘0010’。在图4a的右侧，LLR的值可以为–3，表明第二个符号的MSB可以为‘1’。该指示具有高置信度，该高置信度值与符号‘*’非常接近MSB为‘1’的星座点的事实一致。现在，在2个连续符号中重复相同的MSB值，在图4a的具体示例中，在分别指定‘0’和‘1’作为连续MSB值的连续LLR值之间存在冲突。这种冲突可以通过将2个连续LLR值相加来克服，在这种情况下，得到的值为–2(+1和–3相加)。该负值表示2个连续符号中的MSB为‘1’，其大小为2表示该指示的置信度合理。第一个符号和第二个符号的软解码显示这两个符号的MSB可能等于‘1’。
依赖于这2个符号的MSB等于‘1’，在对构成2个连续符号的其他比特进行求值时，图4a所示的星座点的一半将消除。现在来看图4b，MSB(和/>)等于‘1’的所有星座点以灰色突出显示，其值以粗体显示。MSB等于‘0’的所有星座点都以暗色显示，表示在对2个符号中的比特/>和/>进行求值时不会考虑这些星座点。虽然使用16-QAM调制，但只有8个剩余星座点可供选择，以标识2个连续符号的值。
现在考虑图4b右侧的符号‘*’，单独考虑符号的2个最可能的值‘1011’和‘0110’。在不知道的值(最可能为‘1’)的情况下，/>的值很可能为‘0’，其置信水平为中等，因为符号‘*’离点‘0110’不太远。然而，一旦已知/>的值为‘1’，则点‘0110’和‘0001’将在对进行求值时删除，当前该值很可能为‘0’。第二个符号极有可能等于‘1011’，而不是更远的点‘1100’，点‘1100’为最近的剩余可用点。由于消除了距离点‘1011’的欧氏距离为dmin的点‘0001’和点‘0110’，而点‘1100’距离点‘1011’的欧氏距离为/>从而进一步证实了上述判断。2个连续符号(/>和/>)的第二个MSB的解码错误概率降低，因为用于其解码的可用星座点之间的欧氏距离增加。
在本示例中，软FEC解码器可以确定第一个符号的第二MSB()等于‘1’，并且第二个符号的第二MSB(/>)等于‘0’。为此，软FEC解码完全应用于每个符号的第二个MSB。转到图4c，假设左侧第一个符号的2个MSB(/>)已被解码为‘11’，则2个LSB(/>)的值只剩下4个选择。在左侧，2个MSB不等于‘11’的所有星座点都以暗色表示，指示在对第一个符号中的/>进行求值时将不考虑这些暗色的点。同样，假设右侧第二个符号的2个MSB()已被解码为‘10’，则2个LSB(/>)的值只剩下4个选择。2个MSB不等于“10”的所有星座点都以暗色表示，指示在对第二个符号中的/>进行求值时将不考虑这些暗色的点。这些选择中的每一种之间的最小欧氏距离将进一步增加，并且这些LSB的BER预期会更低。可以使用硬FEC对这些比特进行编码和解码。虽然使用了硬FEC，但图4c中每侧的4个点之间的欧氏距离仍然适用。因此，第一个符号的2个LSB很可能等于‘10’(符号‘*’最接近点‘1110’)，第二个符号的2个LSB很可能等于‘11’(符号‘*’最接近点‘1011’)。需要说明的是，硬FEC考虑了LLR计算的符号来确定2个LSB的值。硬FEC为了节省计算功耗，不考虑LLR的大小。
软FEC适用于每个符号的2个MSB。然而，通过将为2个连续符号的MSB计算的LLR相加，有效地将2个LLR减少为2个符号的MSB的单个LLR，从而进一步降低计算功耗。因此，软FEC仅处理每个符号的1.5个比特，与在每个符号的2个MSB上独立应用软FEC相比，功耗降低25％。
上述对图4a至图4c中的4D 3级MLC的说明可以用数学形式概括。在联合调制K个符号的情况下，设bj为第j个符号的标签，为第j个符号的标签中的第i个比特。比特彼此相关，使得这些比特形成简单的短分组码C的码字(例如，重复码或单奇偶校验(single parity check，SPC)码，或两者的组合)。C施加的约束可以用于b0′s的纠错，而b0′s短而简单，足以在解调模块中解码。在BER降低的情况下，/>和/>其中，k≠l，且/>和/>在C中不属于同一个编码块，可以混合在一起形成软FEC码字，并由单个软FEC解码器解码。依赖于解码的b0和b1，剩余的比特表现出足够低的BER，可以通过硬FEC解码。C中的校验位无需经过软FEC解码器处理。
以下详细的16-QAM示例地说明了与软FEC解码器相比，如何以可忽略不计的复杂性解码分组码C。在一个实施例中，使用具有图3中描述的比特标签的16-QAM星位图。两个复数符号(4个实数维度)S(p)和S(q)(分别为第p个和第q个符号)在编码调制中被调制在一起。通常，这两个符号可以来自两个极化或两个时隙，可以相邻，也可以不相邻。在不失一般性的前提下，在该示例中，设S(p)＝S(2i)和S(q)＝S(2i+1)为2i时刻和2i+1时刻的两个符号。设第j个符号的标签为本示例中使用的代码C是码长为2的重复码，使得这意味着，使用两个16-QAM符号，最多可以通过信道传输7比特的信息，并且一旦S(2i)固定，只能从8个星座点中选择S(2i+1)。更详细地，如果0<b2i<8，则0<b2i+1<8；如果8≤b2i<16，则8≤b2i+1<16。
图4a至图4c的示例描述了当共用相同的值和/>值的2个符号为连续符号(例如在2个连续时隙上传输)时的具体实施例。可以广义化本发明技术，使得2个符号可以为关联符号，而非连续符号。在一个非限制性示例中，2个关联符号可以由偶数个连续符号组成，2个其他关联符号可以由奇数个连续符号组成。在另一个非限制性示例中，2个关联符号可以包括一个具有第一极化的符号和另一个具有另一个极化的符号。任意2个符号可以关联并共用相同的/>值和/>值，只要编码端和解码端都知道这些符号的关联方式。
图5a为码长为2的重复码的4D 3级MLC编码器100的框图。该图描述了4D 3级MLC编码器是如何在发射器侧工作的。一些客户端比特105由产生比特的软FEC编码器110编码。一些客户端比特115由产生比特/>的硬FEC编码器120编码。冗余生成器，例如中继器130，生成冗余比特，例如/>等于/>为了说明第j个和第k个码字的生成，在图5a中两次示出了软FEC编码器110。在编码器100的一个实施例中，可以是映射在星座点上的标签的MSB，并且/>可以是这些标签的LSB。在编码器100的另一个实施例中，/>可以是映射在星座点上的标签的LSB，并且/>可以是这些标签的MSB。在一个非限制性示例中，比特/>可以在这些标签的第一比特位置中找到，即MSB或LSB，而比特可以在这些标签的第二比特位置中找到，相反，是LSB或MSB。在另一个非限制性示例中，比特/>可以在这些标签的第一比特位置中找到，而比特/>可以在这些标签的第二比特位置中找到。其中，第一比特位置中的比特可以相邻也可以不相邻，第二比特位置中的比特可以相邻也可以不相邻。
因此，软FEC编码器110每2个复数符号产生3个比特()，其中，与/>和相比，/>是不同的码字(codeword，cw)的一部分。比特/>由中继器130复制以产生使得比特集/>中三分之一的比特由中继器130产生。硬FEC编码器120每2个复数符号产生4个比特(/>)。二进制标签/>和分别使用图3中描述的映射映射到星座点S(2i)和S(2i+1)。
图5b为码长为3的单奇偶校验码的4D 3级MLC编码器的框图。编码器100'与图5a中编码器100的区别在于：
a.软FEC编码器110为两个标签(例如和/>)生成第一比特位置中的比特，而不是如图5a的情况下为一个标签生成比特；
b.将中继器130替换为另一个冗余生成器，例如，单奇偶校验(single paritycheck，SPC)编码器131，其从软FEC编码器110接收上述的2个比特，并应用这些比特的异或(exclusive OR，XOR)功能，以在相同的比特位置为第三标签生成冗余比特(例如)；/>
c.在图5a的情况下，软FEC编码器110除了在第二比特位置生成比特之外，软FEC编码器110还在第二比特位置为第三标签(例如)生成比特；
d.硬FEC编码器120另外在第三比特位置和第四比特位置(例如)生成比特以完成第三标签。
图5c为码长为3的重复码的4D 3级MLC编码器的框图。编码器100”与图5a中编码器100的区别在于：
a.中继器130生成两个冗余比特，这两个冗余比特都是软FEC编码器110为第一比特位置(例如)生成的比特的副本，从而在三个标签(例如/>)的第一比特位置中找到相同的比特。
b.软FEC编码器110在第二比特位置为第三标签生成比特，如图5b所示；
c.硬FEC编码器120另外在第三比特位置和第四比特位置(例如)生成比特以完成第三标签，如图5b所示。
图6a为具有码长为2的重复码的4D 3级MLC解码器120的框图。图6a中所示的一些实体是功能模块，而添加了一些其他实体是为了表示确定某些比特值对确定其他比特值的影响(条件)。接收到比特流的解调器(图12)产生和/>的LLR。由于在设计时/>等于改进的/>的LLR可由冗余解码器计算，例如，重复码模块210计算改进的LLR为需要注意的是，图6a的右侧未示出/>因为/>是一个校验位，其不承载任何尚未在/>中已知的客户端信息。/>连同来自其他符号的LLR值一起被传递到软FEC解码器220以产生对/>的估计，其中，该估计等于BER小于10-15的(给定极低的BER时，该估计记为/>)/>考虑dmin为16-QAM星位图的最小欧氏距离，依赖于已知具有相同的值的/>和/>消除了一半的星座点。其余可能的星座点之间的最小欧氏距离为解调器计算/>和/>将其传递到软FEC解码器220以确定/>和/>依赖于已知/>(/>的副本)和/>解调器计算硬估计/>和/>这些硬估计由硬FEC解码器230进行解码以确定/>和/>客户端比特115(图5a)已经以低于10-15的错误概率进行了解码。2个复数符号在其标签中总共包含8个比特。然而，3个比特由软FEC解码器220解码，4个比特由硬FEC解码器解码。与传统方案相比，这导致软FEC解码器的吞吐量和功耗降低25％。因此，在图5和图6的实施例中，4D 3级MLC能够将软FEC解码器的功耗降低25％。虽然MLC有3个级别，但在编码器/解码器模块中只需要两个FEC方案。与软FEC方案相比，重复码的复杂度可以忽略不计，并且可以很容易地在调制器/解调器模块中实现。与图5a中编码器100的情况一样，在解码器200的一个实施例中，可以是映射在星座点上的标签的MSB，并且/>可以是这些标签的LSB。在解码器200的另一个实施例中，/>可以是映射在星座点上的标签的LSB，并且/>可以是这些标签的MSB。
图6b为具有码长为3的单奇偶校验码的4D 3级MLC解码器的框图。解码器200'与图6a中的解码器200的区别在于：
a.将重复码模块210替换为另一种类型的冗余解码器，该冗余解码器为SPC解码器211，其接收第一标签、第二标签和第三标签(例如)的第一比特位置中的比特的LLR，并为第一标签和第二标签的(例如/>)的第一比特位置中的比特计算改进的LLR，使得FEC解码器220在为第一标签和第二标签生成第一比特位置中的比特；
b.第三标签(例如)的第一比特位置中的比特不携带任何客户端信息；
c.软FEC解码器220在标签(例如)的第二比特位置中生成比特依赖于第二标签(例如/>)的第一比特位置中的比特；
d.软FEC解码器220另外为第三标签(例如)生成第二比特位置中的比特，该生成依赖于第一标签和第二标签的第一比特位置中的比特的异或函数(例如/>)；
e.结合图6a描述了硬FEC解码器230为第二标签(例如)生成第三比特位置和第四比特位置中的比特，不同的是，该生成部分地依赖于第二标签(例如/>)的第一位置中的比特，这与第一标签(例如/>)的第一位置中的比特不同；
f.硬FEC解码器230为第三标签(例如)生成第三比特位置和第四比特位置中的比特，该生成依赖于第三标签(例如/>)的第二比特位置中的比特以及第一标签和第二标签的第一比特位置中的比特的异或函数(例如/>)。
图6c是具有码长为3的重复码的4D 3级MLC解码器的框图。解码器200”与图6a中的解码器200的区别在于：
a.另外将第三标签的第一比特位置中的比特的LLR输入到重复码模块210中，重复码模块210计算改进的LLR，以使得软FEC解码器220生成第一标签(例如)的第一比特位置中的比特；
b.携带客户端信息的第一标签(例如)的第一比特位置中的比特的副本被放置在第二标签和第三标签(例如/>和/>)的相同的第一比特位置中。这些副本不包含任何额外的客户端信息；
c.软FEC解码器220还为第三标签(例如)生成第二比特位置中的比特，该生成依赖于第一标签(例如/>与/>和/>相同)的第一比特位置中的比特；
d.硬FEC解码器230另外为第三标签生成第三比特位置和第四比特位置中的比特，该生成依赖于第一标签(例如)的第一比特位置中的比特和第三标签(例如/>)的第二比特位置中的比特。
概率星座整形(probabilistic constellation shaping，PCS)已广泛应用于光通信中，以实现自适应的客户端数据速率，并在给定的客户端数据速率下改善系统的噪声容限。当使用PCS时，具有较大幅度的星座点通常以较低概率传输。这也意味着不同的星座标签以不同的概率出现。本发明技术的实施例可用于与PCS兼容。例如，图7为具有PCS的4D 3级MLC编码器300的框图。编码器300包括与编码器100的描述(图5a)中所介绍的相同或等效的组件，因此本描述将主要关注附加组件。将客户端比特106(可以与图5a中的客户端比特105相同，也可以不相同)应用到软FEC编码器110。将客户端比特116(可以与图5a中的客户端比特115相同，也可以不相同)应用到PCS编码器140。客户端比特106为‘0’或‘1’的概率相等。客户端比特106的比特错误概率较高，因此由软FEC编码器110编码。
在图7的实施例中，PCS编码器140接收客户端比特116的比特序列m并输出比特117的比特序列n(n>m)。在客户端比特116中，每个比特为‘0’或‘1’的概率相等。相反，PCS编码器140输出端的比特117为‘0’或‘1’的概率不相等，在本标记方案示例中，‘0’是有利的。
PCS编码器140一般不是系统性的，因此客户端比特116不直接表示在比特117中。将PCS编码器140输出端的比特117应用于产生系统信息比特的硬FEC编码器120，例如等。硬FEC编码器120还生成校验位118，校验位118为‘0’或‘1’的概率相等。将校验位118应用于软FEC编码器110，软FEC编码器110混合使用客户端比特106和校验位118来生成诸如/>等的输出比特。与图5a中的情况一样，中继器130产生
当使用图3中介绍的标记方案时，设p(b)为标记为b的星座点被传输的概率。PCS通常以p(0000)>p(0010)>p(0011)的方式分配概率。值得注意的是，在2D 2级MLC(图2)和4D 3级MLC(图3)中，星座点的幅度可以单独由两个LSB(b2b3)确定。当使用PCS时，两个LSB中的每个LSB为‘0’的概率大于为‘1’的概率。使用系统的硬FEC编码器120，使得信息比特作为编码比特的一部分被保留，以保留‘0’和‘1’的不相等概率。然而，来自硬FEC编码器120的校验位等于‘0’和‘1’的概率是相等的。因此，硬FEC编码器120的校验位被放入两个MSB中，并且也由软FEC编码器110保护，从而成为软FEC信息比特的一部分。通过该修改，4D 3级MLC编码器300变得与PCS兼容。
图8为具有PCS的4D 3级MLC解码器的框图。解码器400包括与解码器200的描述(图6a)中所介绍的相同或等效的组件。一个区别在于，软FEC解码器220产生硬FEC校验位218，该硬FEC校验位218应用于硬FEC解码器230，用于确定和/>软FEC解码器220输出端的硬FEC校验位218的BER低于10-15。硬FEC校验位218来自一些符号的MSB，但不是客户端比特106的一部分。硬FEC解码器230利用(几乎无错)硬FEC校验位218来对和/>进行纠错。/> 和/>然后由PCS解码器240进行处理以恢复出客户端比特116。
所公开的4D 3级MLC方案也可以进行修改，以与级联FEC设计兼容。图9为具有级联FEC的4D3级MLC编码器500的框图。编码器500包括与编码器100的描述(图5a)中介绍的相同或等效的组件，因此本描述将主要关注这些编码器之间的差异。所有客户端比特105和115首先由产生FEC编码比特122的硬FEC编码器120编码。一些硬FEC编码比特122为MSB，其随后由软FEC编码器110进行编码以产生和/>对应的比特。其他硬FEC编码比特122为LSB，对应于/>和/>中继器130仍产生/>
图10为具有级联FEC的4D 3级MLC解码器600的框图。解码器600包括与解码器200的描述(图6a)中所介绍的相同或等效的组件。一个区别在于，软FEC解码器220产生的估计。估计/>满足/>其中，ε是硬FEC解码器230的输入BER阈值，这样，硬FEC解码器230输出端的BER才小于10-15。依赖于/>解调器计算/>和/>将其传递到软FEC解码器220以产生估计/>和/>依赖于/>解调器计算/>和/>最后/> 和/>全部被传递到硬FEC解码器230以产生和/>将图5和图6中的4D 3级MLC编码器和解码器的方案与图10和图11中的4D 3级MLC编码器和解码器的方案进行比较，将硬FEC编码和解码应用于后者中的所有客户端比特减少了软FEC解码器220执行的工作量，从而进一步降低了接收器侧的功耗。
可以注意到，编码器的实施例可以立即包括图7中的PCS编码器140，并将所有客户端比特应用于图9所示的硬FEC编码器120。等效地，解码器的实施例可以将所有比特估计 和/>立即应用于图10所示的硬FEC解码器230，并包括图8中的PCS解码器240。
前文所述的示例介绍了应用于16-QAM星位图的4D 3级MLC的示例。4D 3级MLC也可以扩展到更高阶的调制格式，如32-QAM、64-QAM、128-QAM、256-QAM、512-QAM、1024-QAM等。用一个比特(例如MSB)将整个星座点集划分为两个不重叠的子集S0和S1，分别对应b0＝0和b0＝1的星座点。这样，S0和S1中的最小欧氏距离均为其中，dmin为整个星位图的最小欧氏距离。用另一个比特(例如第二MSB)定义S0和S1的进一步划分，以产生S00、S01、S10和S11，使得每个子集中的最小欧氏距离为2dmin。采用类似16-QAM的编解码架构，完成高阶调制格式的4D 3级MLC设计。
图11为可能受益于4D 3级MLC编码和解码的64-QAM标记方案的示例。码长为2的重复码可替换为其他简单短分组码，以将该设计扩展到更高维度。例如，在SPC生成器131(图5b)中，如果将码长为2的重复码替换为码长为3的SPC码，该SPC码应用于用于生成校验位的软FEC编码比特集的2/5，则可获得6D MLC方案，其中5/3的比特/复数符号由软FEC解码，使得软FEC解码器的功耗节省1/6。三个相关联的标签包括(i)第一标签，包括第一标签的第一MSB、第一标签的第二MSB，以及第一标签的两个或多个LSB；(ii)第二标签，包括第二标签的第一MSB、第二标签的第二MSB，以及第二标签的两个或多个LSB；以及(iii)第三标签，包括校验位、第三标签的第二MSB，以及第三标签的两个或多个LSB。
如果将码长为2的重复码替换为码长为3的重复码，该码长为3的重复码应用于用于生成两个校验位的软FEC编码比特集的1/4，则可获得6D MLC方案，其中4/3的比特/复数符号由软FEC解码，使得软FEC解码器的功耗节省1/3。三个相关联的标签包括(i)第一标签，包括第一标签的第一MSB、第一标签的第二MSB，以及第一标签的两个或多个LSB；(ii)第二标签，包括其中一个校验位、第二标签的第二MSB，以及第二标签的两个或多个LSB；以及(iii)第三标签，包括其他校验位、第三标签的第二MSB，以及第三标签的两个或多个LSB。
图12为实现4D 3级MLC编码和解码的系统700的框图。系统700包括通过通信信道720连接的发射器710和接收器730。客户端比特105、115应用于发射器710。在发射器中，4D3级MLC编码器100、300或500中的一个以上述方式产生各个比特等。调制器715调制载波以在信道720上转发这些比特的调制版本717。由于信道720中的噪声和非线性，在接收器730处接收到相同比特的噪声版本727。在接收器730中，解调器735接收并解调这些比特的噪声版本727，并以上述方式计算所接收的噪声比特的LLR和/或硬估计。这些LLR和估计由解调器735提供给4D3级MLC解码器200、400或600中的一个，该4D 3级MLC解码器200、400或600输出恢复的客户端比特105'、115'，其表示BER<10-15的客户端比特105、115。
本发明的高维MLC可以应用于各种通信系统中，包括例如但不限于高性能、长距离光链路、低功率可插拔光链路、无线链路等。本发明的高维MLC可用于在任何使用16-QAM或更高调制格式的相干调制的应用中降低FEC模块的功耗。
应当理解，上述硬和软FEC编码和解码以及LLR的计算也可以由计算机程序执行，计算机程序可以以活动和非活动的各种形式存在。例如，计算机程序可以作为由源代码、目标代码、可执行代码或其他格式的程序指令组成的软件程序存在。上述任何内容都可以以压缩或非压缩形式体现在计算机可读介质上，该计算机可读介质包括存储设备和信号。代表性的计算机可读存储设备包括传统的计算机系统RAM(随机存取存储器)、ROM(只读存储器)、EPROM(可擦除可编程ROM)、EEPROM(电可擦除可编程ROM)以及磁盘、光盘或磁带。代表性的计算机可读信号，无论是否使用载波进行调制，都是托管或运行计算机程序的计算机系统可以被配置为访问的信号，包括通过互联网或其他网络下载的信号。上述的具体示例包括CD ROM上的或通过互联网下载的分发程序。从某种意义上说，互联网本身作为一个抽象实体，是一种计算机可读介质。一般而言，计算机网络也是如此。
应当理解，所描述的编码器和解码器、组成组件和相关过程的操作和功能可以由基于硬件、基于软件和基于固件的元件中的任何一个或多个实现。此类操作替代方案并不以任何方式限制本发明的范围。
还应理解，尽管本文中提出的实施例已经参考特定的特征和结构进行了描述，但很明显，在不脱离这些公开内容的情况下，可以进行各种修改和组合。因此，说明书和附图仅被视为所附权利要求书限定的对论述的实现方式或实施例和其原理的说明，并且预期覆盖属于本发明的范围内的任何和所有修改、变化、组合或等同物。

Claims (18)

1.一种多维多级编码(multidimensional multilevel coding，MLC)编码器，其特征在于，包括：
软前向纠错(forward error correction，FEC)编码器，用于接收第一比特集以生成第一软FEC编码比特集；
冗余生成器，用于接收所述第一软FEC编码比特集的子集以生成冗余比特；
硬FEC编码器，用于接收第二比特集以生成第二硬FEC编码比特集；
其中，以下各项的组合形成多个用于映射到多个星座点的标签：(a)所述第一软FEC编码比特集、(b)所述冗余比特以及(c)所述第二硬FEC编码比特集。
2.根据权利要求1所述的MLC编码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括所述标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；
所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；
所述冗余生成器为中继器，用于生成所述第一软FEC编码比特集中三分之一的比特的副本作为冗余比特；
相关联的标签对，包括：
第一标签，包括所述第一标签的第一MSB、所述第一标签的第二MSB，以及所述第一标签的两个或多个LSB；
第二标签，包括所述第一标签的所述第一MSB的副本、所述第二标签的第二MSB，以及所述第二标签的两个或多个LSB。
3.根据权利要求2所述的MLC编码器，其特征在于，选取在所述软FEC编码器处接收的所述第一比特集的比特，使得具有相同MSB的两个标签之间的第一最小欧氏距离d′min大于所述星座点之间的第二最小欧氏距离dmin，并且使得具有2个相同MSB的两个标签之间的第三最小欧氏距离d"min大于所述第一最小欧氏距离d′min。
4.根据权利要求2或3所述的MLC编码器，其特征在于，所述星座点映射在从16正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM)、32-QAM、64-QAM、128-QAM、256-QAM、512-QAM以及1024-QAM中选择的调制方案上。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的MLC编码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括所述标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；
所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；
所述冗余生成器为单奇偶校验编码器，用于将码长为3的单奇偶校验码应用于所述第一软FEC编码比特集中五分之二的比特，以生成作为冗余比特的校验位；
三个相关联的标签，包括：
第一标签，包括所述第一标签的第一MSB、所述第一标签的第二MSB，以及所述第一标签的两个或多个LSB；
第二标签，包括所述第二标签的第一MSB、所述第二标签的第二MSB，以及所述第二标签的两个或多个LSB；
第三标签，包括所述校验位、所述第三标签的第二MSB，以及所述第三标签的两个或多个LSB。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的MLC编码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括所述标签的最高有效位(most significant bit，MSB)；
所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；
所述冗余生成器为中继器，用于将码长为3的重复码应用于所述第一软FEC编码比特集中四分之一的比特，以生成作为冗余比特的第一校验位和第二校验位；
三个相关联的标签，包括：
第一标签，包括所述第一标签的第一MSB、所述第一标签的第二MSB，以及所述第一标签的两个或多个LSB；
第二标签，包括所述第一校验位、所述第二标签的第二MSB，以及所述第二标签的两个或多个LSB；
第三标签，包括所述第二校验位、所述第三标签的第二MSB，以及所述第三标签的两个或多个LSB。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的MLC编码器，其特征在于，还包括：
概率星座整形(probabilistic constellation shaping，PCS)编码器，用于：
接收第三比特集；
生成在所述硬FEC编码器处接收的所述第二比特集；
其中，
所述第一比特集为0或1的概率相等；
所述第三比特集为0或1的概率相等；
所述第二比特集生成时为0或1的概率不相等；
所述第二比特集中生成的比特的数量大于所述第三比特集中接收的比特的数量；
所述硬FEC编码器还用于生成校验位，作为在所述软FEC编码器处接收的所述第一比特集的一部分。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的MLC编码器，其特征在于，在所述软FEC编码器处接收的所述第一比特集为所述硬FEC编码器编码的第一硬FEC编码比特集。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的MLC编码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括位于第一比特位置的所述标签的比特；
所述第二硬FEC编码比特集包括位于第二比特位置的所述标签的比特；
所述冗余生成器为中继器，用于生成所述第一软FEC编码比特集的一半的副本；
相关联的标签对，包括：
第一标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的所述第一标签的第一比特、位于所述第一比特位置中另一个比特位置的所述第一标签的第二比特，以及位于所述第二比特位置的所述第一标签的两个或多个比特；
第二标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的所述第一标签的所述第一比特的副本、位于所述第一比特位置中另一个比特位置的所述第二标签的第二比特，以及位于所述第二比特位置的所述第二标签的两个或多个比特。
10.一种发射器，其特征在于，包括：
如权利要求1所述的MLC编码器；
调制器，用于从所述MLC编码器接收所述标签，并通过将所述标签映射到所述星座点来调制载波。
11.一种多维多级编码(multidimensional multilevel coding，MLC)解码器，其特征在于，包括：
冗余解码器，用于接收第一软前向纠错(forward error correction，FEC)编码比特集的对数似然比(log-likelihood-ratio，LLR)，并且组合所述第一软FEC编码比特集的两个或多个编码比特的LLR值以计算改进的LLR值；
软FEC解码器，用于：
接收所述改进的LLR值并产生第一解码比特；
接收所述第一软FEC编码比特集的第三编码比特的LLR值，并产生第二解码比特，其中，所述第三编码比特的所述LLR值依赖于所述第一解码比特的值；
接收所述第一软FEC编码比特集的第四编码比特的LLR值，并产生所述第三解码比特，其中，所述第四编码比特的所述LLR值依赖于所述第一解码比特的所述值；
硬FEC解码器，用于接收第二硬FEC编码比特集的硬估计，并产生所述第二硬FEC编码比特集的解码值，其中，所述硬估计依赖于所述第一解码比特和所述第二解码比特的值。
12.根据权利要求11所述的MLC解码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的标签的最高有效位(mostsignificant bit，MSB)；
所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；
相关联的标签对，包括：
第一标签，包括作为第一MSB的所述第一解码比特、作为第二MSB的所述第二解码比特，以及作为LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；
第二标签，包括作为第一MSB的所述第一解码比特，作为第二MSB的所述第三解码比特，以及作为LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特。
13.根据权利要求11或12所述的MLC解码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的标签的最高有效位(mostsignificant bit，MSB)；
所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；
三个相关联的标签，包括：
第一标签，包括作为所述第一标签的第一MSB的所述第一解码比特、作为所述第一标签的第二MSB的所述第二解码比特，以及作为所述第一标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；
第二标签，包括所述第二标签的第一MSB、所述第二标签的第二MSB，以及作为所述第二标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；
第三标签，包括所述冗余解码器输出的校验位，其中，所述冗余解码器为单奇偶校验解码器，所述校验位基于码长为3的单奇偶校验码，其中所述单奇偶校验码应用于所述第一软FEC编码比特集中五分之二的比特；所述第三标签还包括作为所述第三标签的第二MSB的所述第三解码比特，以及作为所述第三标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特。
14.根据权利要求11至13中任一项所述的MLC解码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的标签的最高有效位(mostsignificant bit，MSB)；
所述第二硬FEC编码比特集包括所述标签的最低有效位(least significant bit，LSB)；
三个相关联的标签，包括：
第一标签，包括作为所述第一标签的第一MSB的所述第一解码比特、作为所述第一标签的第二MSB的所述第二解码比特，以及作为所述第一标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；
第二标签，包括作为第一校验位的由所述软FEC解码器基于码长为3的重复码输出的所述第一解码比特的副本，其中所述重复码应用于所述第一软FEC编码比特集中四分之一的比特，作为所述第二标签的第二MSB的所述第三解码比特，以及作为所述第二标签的LSB的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；
第三标签，包括作为第二校验位的由重复码模块基于码长为3的所述重复码输出的所述第一解码比特的另一个副本，其中所述重复码应用于所述第一软FEC编码比特集中四分之一的比特、所述第三标签的第二MSB，以及所述第三标签的两个或多个LSB。
15.根据权利要求11至14中任一项所述的MLC解码器，其特征在于，还包括：
概率星座整形(probabilistic constellation shaping，PCS)解码器，用于接收所述第二硬FEC编码比特集的所述解码值，并生成第三解码比特集；
其中，
所述软FEC解码器还用于从所述第一软FEC编码比特集的所述LLR中产生硬FEC校验位；
所述硬FEC解码器还用于使用所述硬FEC校验位以产生所述第二硬FEC编码比特集的所述解码值；
所述第一编码比特集为0或1的概率相等；
所述第三解码比特集为0或1的概率相等；
所述第二编码比特集为0或1的概率不相等；
所述第三解码比特集的比特的数量小于所述第二硬FEC编码比特集的所述解码值的数量。
16.根据权利要求11至15中任一项所述的MLC解码器，其特征在于，
所述软FEC解码器解码的第一比特、第二比特和第三比特为硬FEC编码比特；
所述硬FEC解码器还用于对来自所述软FEC编码器的所述硬FEC编码比特进行解码。
17.根据权利要求11至16中任一项所述的MLC解码器，其特征在于，
所述第一软FEC编码比特集包括可映射到星座点的第一比特位置的标签的比特；
所述第二硬FEC编码比特集包括可映射到所述星座点的第二比特位置的标签的比特；
相关联的标签对，包括：
第一标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的作为所述第一标签的第一比特的所述第一解码比特，位于所述第一比特位置中另一个比特位置的作为所述第一标签的第二比特的所述第二解码比特，以及位于所述第二比特位置的作为所述第一标签的比特的所述第二硬FEC编码比特集的两个或多个比特；
第二标签，包括位于所述第一比特位置中一个比特位置的作为所述第二标签的第一比特的所述第一解码比特，位于所述第一比特位置中的另一比特位置的作为所述第二标签的第二比特的所述第三解码比特，以及位于所述第二比特位置的作为所述第二标签的比特的所述第二硬FEC编码比特集中的两个或多个比特。
18.一种接收器，其特征在于，包括：
如权利要求11所述的MLC解码器；
解调器，用于：
接收携带所述第一硬FEC编码比特集和所述第二硬FEC编码比特集的调制载波；
解调所述载波；
计算所述第一软FEC编码比特集的所述LLR；
计算所述第二硬FEC编码比特集的所述硬估计。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5048057A (en) * 1990-01-02 1991-09-10 At&T Bell Laboratories Wireless local area network
US6266795B1 (en) * 1999-05-28 2001-07-24 Lucent Technologies Inc. Turbo code termination
CN101218773B (zh) * 2005-05-04 2012-08-29 松下电器产业株式会社 用于16正交幅度调制方案的信号空间扩展方法和装置
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US10484131B2 (en) 2017-12-14 2019-11-19 Ciena Corporation Communications with conditional chain decoding
US10848270B2 (en) 2018-11-29 2020-11-24 Ciena Corporation Concatenated forward error correction
JP7299496B2 (ja) 2019-09-10 2023-06-28 富士通株式会社 符号化回路、復号化回路、符号化方法、復号化方法、伝送装置、及び光伝送システム

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