CN117978148A - 用于时钟接收电路的信号处理方法及时钟接收电路 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及计算机技术领域并提供一种用于时钟接收电路的信号处理方法及时钟接收电路。方法包括：通过差分放大电路，转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号；通过第一电平转换电路，转换第一输出差分信号为第二输出差分信号；通过第二电平转换电路，转换第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号。第一和第二电平转换电路均采用直流耦合方式，第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从第二输出差分信号的直流共模成分到互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于第一互补电路的偏置状态和第二互补电路的偏置状态共同确定。如此有利于放大信号、兼顾多协议多频点和改善占空比。
Description
技术领域
本申请涉及计算机技术领域，尤其涉及一种用于时钟接收电路的信号处理方法及时钟接收电路。
背景技术
在高速数字传输和通信的应用领域，为了满足高速数据信号的完整性需求，在高速数据接收端需要对接收到的信号进行放大，并且，为了满足复杂多变的实际应用需求，需要能够兼容多种协议和支持多种不同的频率。现有技术中的一种方式是，先经过差分放大器增大电平幅度，再通过交流耦合来获取交流分量、去耦直流工作点和排除前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰；但是，基于交流耦合的方式依赖电容值的选取来支持不同频率，并且由于电容的存在需要一定时间完成自建共模电平来维持合适的电压，这样导致前几个周期的时钟恢复的占空比表现很差，难以实现快速响应，也无法适配要求快速响应的收发需求的协议。现有技术中的另一种方式是采用差分放大器来放大电平幅度然后用反相器完成电平转换，但是，出于兼容多种协议的需求，接收到的信号可能与反相器恢复出来的信号处于不同的电压域，两种电压域之间的电压差可能存在大范围的波动，这样会导致占空比偏差。
为此，本申请提供了一种用于时钟接收电路的信号处理方法及时钟接收电路，用于应对现有技术中的技术难题。
发明内容
第一方面，本申请提供了一种用于时钟接收电路的信号处理方法。所述信号处理方法包括：通过差分放大电路，转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号，其中，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度；通过第一电平转换电路，转换所述第一输出差分信号为第二输出差分信号，其中，所述第一输出差分信号的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号的直流共模成分位于第二电压域；通过第二电平转换电路，转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号，其中，所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。
通过本申请的第一方面，满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号的需求，兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，有效克服了前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，改善占空比的表现，有助于快速响应。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路的偏置状态是基于第一偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于第二偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述信号处理方法还包括，通过增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距从而调节所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第二电平转换电路包括第一场效应管对和第二场效应管对，所述第一场效应管对与所述第二场效应管对之间满足互补关系，所述第一场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第一场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第一场效应管对的偏置极共同接地，所述第二场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第二场效应管对的负载极电连接所述第二互补电路的第一端点和第二端点，所述第二场效应管对的偏置极共同电连接所述第二偏置电压，所述第一互补电路的第三端点电连接所述第一偏置电压，所述第二互补电路的第三端点接地。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路的偏置状态是基于所述第一偏置电压和所述第一场效应管对的负载极共同确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于所述第二偏置电压和所述第二场效应管对的负载极共同确定。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第一偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述第二互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第二偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分是基于所述第一互补电路的第二端点的直流电平和所述第二互补电路的第二端点的直流电平共同确定。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路的第二端点的电平与所述第二互补电路的第二端点的电平叠加后通过单端输出或者通过单端转差分电路输出得到所述互补金属氧化物半导体电平信号。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分之间的差距越大。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一场效应管对是P型场效应管对，所述第一场效应管对的控制极、负载极、偏置极分别是所述P型场效应管对的栅极、漏极、源极，所述第二场效应管对是N型场效应管对，所述第二场效应管对的控制极、负载极、偏置极分别是所述N型场效应管对的栅极、源极、漏极。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一场效应管对的导通阈值电压相同或者不同于所述第二场效应管对的导通阈值电压。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一场效应管对的导通阈值电压与所述第二场效应管对的导通阈值电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分之间的差距越大。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述信号处理方法还包括，基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度配置所述第一场效应管对的导通阈值电压。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第二电平转换电路包括并联连接的且导通电压阈值不同的多个场效应管对，所述信号处理方法还包括，基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度，启用所述多个场效应管对中的给定场效应管对作为所述第一场效应管对。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路包括第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻分别电连接所述第一场效应管对的负载极，所述第一电阻和所述第二电阻共同连接所述第一偏置电压。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路包括第三场效应管对，所述第三场效应管对的类型与所述第一场效应管对的类型不同，所述第三场效应管对的控制极共同电连接所述第三偏置电压，所述第三场效应管对的负载极电连接所述第一场效应管对的负载极，所述第三场效应管对的偏置极共同电连接所述第一偏置电压。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路包括第三场效应管对，所述第三场效应管对的类型与所述第一场效应管对的类型不同，所述第三场效应管对的控制极共同电连接所述第一互补电路的第一端点，所述第三场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第三场效应管对的偏置极共同电连接所述第一偏置电压。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述差分放大电路的电源电压与提供所述电流模式逻辑电平信号的发射端的电源电压一致。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一电平转换电路用于确保所述第二输出差分信号的输出电压不超过所述第二电平转换电路的可承受电压上限。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述差分放大电路包括多级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一电平转换电路包括源跟随结构用于将所述第一输出差分信号的直流共模成分从所述第一电压域调整到所述第二电压域。
第二方面，本申请实施例还提供了一种时钟接收电路。所述时钟接收电路包括：差分放大电路，用于转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号，其中，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度；第一电平转换电路，用于转换所述第一输出差分信号为第二输出差分信号，其中，所述第一输出差分信号的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号的直流共模成分位于第二电压域；第二电平转换电路，用于转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号，其中，所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。
通过本申请的第二方面，满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号的需求，兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，有效克服了前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，改善占空比的表现，有助于快速响应。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路的偏置状态是基于第一偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于第二偏置电压和所述第二输出差分信号确定，通过增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距从而调节所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第二电平转换电路包括第一场效应管对和第二场效应管对，所述第一场效应管对与所述第二场效应管对之间满足互补关系，所述第一场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第一场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第一场效应管对的偏置极共同接地，所述第二场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第二场效应管对的负载极电连接所述第二互补电路的第一端点和第二端点，所述第二场效应管对的偏置极共同电连接所述第二偏置电压，所述第一互补电路的第三端点电连接所述第一偏置电压，所述第二互补电路的第三端点接地。
在本申请的第一方面的一种可能的实现方式中，所述第一互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第一偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述第二互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第二偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分是基于所述第一互补电路的第二端点的直流电平和所述第二互补电路的第二端点的直流电平共同确定。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为一种高速数据接收端的示意图；
图2为本申请实施例提供的一种用于时钟接收电路的信号处理方法的流程示意图；
图3为本申请实施例提供的一种时钟接收电路的示意图；
图4为本申请实施例提供的图3所示的时钟接收电路中的第二电平转换电路的示意图；
图5为本申请实施例提供的图4所示的第二电平转换电路中的第一种实施方式的第一互补电路的示意图；
图6为本申请实施例提供的图4所示的第二电平转换电路中的第二种实施方式的第一互补电路的示意图；
图7为本申请实施例提供的图4所示的第二电平转换电路中的第三种实施方式的第一互补电路的示意图。
具体实施方式
下面将结合附图对本申请实施例作进一步地详细描述。
应当理解的是，在本申请的描述中，“至少一个”指一个或一个以上，“多个”指两个或两个以上。另外，“第一”、“第二”等词汇，除非另有说明，否则仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。
图1为一种高速数据接收端的示意图。如图1所示，高速数据接收端包括电流模式逻辑电平传输电路110和时钟接收电路112。电流模式逻辑电平传输电路110输出电流模式逻辑电平信号A102，时钟接收电路112接收电流模式逻辑电平信号A102并且输出互补金属氧化物半导体电平信号A104。在高速数字传输和通信的应用领域，高速数据接收端不仅需要对接收到的信号进行放大以便满足高速数据信号的完整性需求，而且需要能够兼容多种协议和支持多种不同的频率从而满足复杂多变的实际应用需求。一般地，高速信号通过电流模式逻辑（Current Model Logic，CML）电平传输电路，例如图1所示的电流模式逻辑电平传输电路110，进行传输，并且具备良好的电阻匹配特性。电流模式逻辑电平传输电路110主要依靠电流驱动，其输入与输出的匹配集成在芯片内部，其输出的电流模式逻辑电平信号A102是差分对的形式，因此，电流模式逻辑电平信号A102是差分电压信号。时钟接收电路112用于将接收到的电流模式逻辑电平信号A102进行放大，然后转换为互补金属氧化物半导体电平信号A104，用于后续电路使用。这里，电流模式逻辑电平信号A102的电平幅度，相比于互补金属氧化物半导体电平信号A104的电平幅度，是较小的，且经过信道衰减后可能只有几十毫伏。时钟接收电路112的电路结构设计及有关细节，不仅要满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号A102的需求，而且要兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，还需要考虑前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，另外还需要考虑占空比的表现如减小占空比偏差和快速响应。这里，占空比（Duty Ratio）是指在一个脉冲循环内，通电时间相对于总时间所占的比例。如果在前几个周期的时钟恢复信号的占空比表现差，则难以实现快速响应，也无法适配要求快速响应的收发需求的协议，例如双倍数据速率同步动态随机存取存储器（double data rate SDRAM，DDR）协议要求突发模式（burst mode）。下面结合本申请具体实施例详细说明，本申请提供的一种用于时钟接收电路的信号处理方法及时钟接收电路，如何实现了：满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号的需求，兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，有效克服了前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，改善占空比的表现，有助于快速响应。
图2为本申请实施例提供的一种用于时钟接收电路的信号处理方法的流程示意图。如图2所示，用于时钟接收电路的信号处理方法包括以下步骤。
步骤S202：通过差分放大电路，转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号，其中，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度。
步骤S204：通过第一电平转换电路，转换所述第一输出差分信号为第二输出差分信号，其中，所述第一输出差分信号的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号的直流共模成分位于第二电压域。
步骤S206：通过第二电平转换电路，转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号，其中，所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。
参阅图2，在步骤S202，通过差分放大电路，转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号。所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度。这里，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分，意味着所述差分放大电路采取的是直流耦合方式从而可以保留接收到的信号也就是所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分，这样可以在保留直流工作点的基础上进行放大。应当理解的是，如果采取交流耦合方式，则意味着去耦所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分也即去耦直流工作点，这样可以排除前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，但是后级电路需要通过自建共模电平来维持合适的电压。因此，如果所述差分放大电路采取交流耦合方式而不是直流耦合方式，则必然要依赖电容器件来自建共模电平，也必然要依赖电容值的选取来支持不同频率，而电容器件的存在导致需要一定时间完成自建共模电平来维持合适的电压，这样导致前几个周期的时钟恢复的占空比表现很差，难以实现快速响应，也无法适配要求快速响应的收发需求的协议。为此，图2所示的用于时钟接收电路的信号处理方法，在步骤S202，通过差分放大电路，转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号，并且，差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度。如此，避免了使用电容器件来自建共模电平和支持对应频率，这样有助于实现快速响应和适配要求快速响应的收发需求的协议。应当理解的是，差分放大电路可以采取任意合适的电路结构设计，只要能实现通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分以及放大电平幅度的设计目的。一般来说，所述差分放大电路包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度，这样有助于降低功耗和控制延迟。如果采取多级放大结构，例如多级放大电流模式逻辑电平信号的电平幅度的电路，则可能带来更大的功耗和增加延迟。因此，在一些实施例中，对于某些要求低功耗低延迟的协议例如并口协议，所述差分放大电路只包括一级放大结构。在另一些实施例中，所述差分放大电路可以包括多于一级的放大结构来放大电平幅度。
继续参阅图2，在步骤S204，通过第一电平转换电路，转换所述第一输出差分信号为第二输出差分信号。所述第一输出差分信号的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号的直流共模成分位于第二电压域。上面提到，在步骤S202，因为所述差分放大电路采取了直流耦合方式，因此，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分。考虑到时钟接收电路接收到的信号与时钟接收电路输出的信号一般处于不同的电压域，换句话说，时钟接收电路需要应对前级电路与后级电路处于不同的电源电压的情况。当时钟接收电路接收到的信号与时钟接收电路输出的信号这两种信号分别所在的两种电压域之间的电压差存在大范围的波动时，还可能导致占空比偏差。因此，采取了两级电平转换电路的设计，先通过第一电平转换电路实现从第一电压域到第二电压域的转换。如此，先通过第一级电平转换电路也就是第一电平转换电路，确保第一电平转换电路的输出电压满足后级电路对输入信号的电平要求，避免出现器件超压的风险，再通过第二级电平转换电路来实现进一步的宽范围输入的电平转换，从而克服了前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰。这里，第一电平转换电路可以采取任意合适的电路结构设计，例如源跟随结构，在实现从位于第一电压域的所述第一输出差分信号的直流共模成分到位于第二电压域的所述第二输出差分信号的直流共模成分的电平转换同时，还可以提供一定的信号放大能力。应当理解的是，先执行步骤S202再执行步骤S204，也就是先通过差分放大电路来放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度再通过第一电平转换电路调整直流共模成分，这样有助于满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。如果先调整共模电压再进行幅值放大，则只能适用于频点单一、大输入幅度的情况，而无法满足多协议多频点、高信道衰减的应用。随着高速数据通信的发展，数据传输速率越来越高，信道衰减也越来越大，如果输入幅度较小且符号间干扰（InterSymbol Interference，ISI）效应明显，则先调整共模电压也就是先进行电压域转换，可能引入新的噪声，恶化信噪比，甚至丢失前几个周期的时钟信息，从而导致难以完成时钟恢复。为此，图2所示的用于时钟接收电路的信号处理方法，先通过差分放大电路来放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度再通过第一电平转换电路调整直流共模成分，这样避免了引入新的噪声，有利于改善信噪比和克服符号间干扰效应，有助于满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
继续参阅图2，在步骤S206，通过第二电平转换电路，转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号。所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。上面提到，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分，如此，避免了使用电容器件来自建共模电平和支持对应频率，这样有助于实现快速响应和适配要求快速响应的收发需求的协议。为了应对时钟接收电路接收到的信号与时钟接收电路输出的信号这两种信号分别所在的两种电压域之间的电压差，采取了两级电平转换电路的设计，先通过第一电平转换电路实现从第一电压域到第二电压域的转换，确保第一电平转换电路的输出电压满足后级电路对输入信号的电平要求，避免出现器件超压的风险，然后，通过第二电平转换电路，转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号，从而通过提供宽范围输入的电平转换有效地克服了前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰。所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，因此从差分放大电路到第一电平转换电路再到第二电平转换电路，整条通路以直流耦合方式完成，可以实现时钟的快速响应。进一步地，两级电平转换电路的设计中的第一级电平转换电路也即第一电平转换电路，用于实现电压域的转换也就是从位于第一电压域的所述第一输出差分信号的直流共模成分到位于第二电压域的所述第二输出差分信号的直流共模成分的电平转换，这样确保了第一电平转换电路的输出电压满足第二电平转换电路对输入信号的电平要求，也就有效地避免了第二电平转换电路出现器件超压的风险。进一步地，因为差分放大电路用于放大所接收的电流模式逻辑电平信号的电平幅度，因此可以适配电平幅度较小、输入幅度小、高信道衰减等应用。考虑到高速接口电路的高速信号速率越来越快，输入幅度越来越小且信道衰减也越来越大，因此导致更明显的符号间干扰效应，为此，先通过差分放大电路来放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度再通过第一电平转换电路调整直流共模成分，这样避免了引入新的噪声，有利于改善信噪比和克服符号间干扰效应，有助于满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。进一步地，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定，如此，通过改变互补输入对管结构中的所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态，可以影响从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，这样有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，并且，结合上述的直流耦合方式带来的快速响应的优势，可以实现较好的占空比表现。另外，利用两级电平转换电路的设计可以更好地实现电路优化，一方面通过第一电平转换电路实现不同电压域之间的切换，从而可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路，另一方面通过第二电平转换电路支持很大的输入共模范围，从而可以兼容多协议的场景需求。
总之，图2所示的用于时钟接收电路的信号处理方法，从差分放大电路到第一电平转换电路再到第二电平转换电路，整条通路以直流耦合方式完成，有助于实现快速响应和适配要求快速响应的收发需求的协议；通过由第一电平转换电路和第二电平转换电路组成的两级电平转换电路的设计，实现不同电压域之间的切换，确保了第一电平转换电路的输出电压满足第二电平转换电路对输入信号的电平要求，也就有效地避免了第二电平转换电路出现器件超压的风险，从而可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路；支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号的需求，兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，有效克服了前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，改善占空比的表现，有助于快速响应。
在一种可能的实施方式中，所述第一互补电路的偏置状态是基于第一偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于第二偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述信号处理方法还包括，通过增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距从而调节所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分。如此，通过改变互补输入对管结构中的所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态，可以影响从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，这样有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，并且，结合上述的直流耦合方式带来的快速响应的优势，可以实现较好的占空比表现。并且，面对多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，这些可以体现在所述第二输出差分信号上，而通过改变第一偏置电压可以结合第二输出差分信号来调节第一互补电路的偏置状态，以及通过改变第二偏置电压可以结合第二输出差分信号来调节第二互补电路的偏置状态，这样实现了增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距，进而可以调节所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分，有助于支持在很大的输入共模范围实现从电流模式逻辑电平信号到互补金属氧化物半导体电平信号的转换，有助于满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
进一步地，在一种可能的实施方式中，所述第二电平转换电路包括第一场效应管对和第二场效应管对，所述第一场效应管对与所述第二场效应管对之间满足互补关系，所述第一场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第一场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第一场效应管对的偏置极共同接地，所述第二场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第二场效应管对的负载极电连接所述第二互补电路的第一端点和第二端点，所述第二场效应管对的偏置极共同电连接所述第二偏置电压，所述第一互补电路的第三端点电连接所述第一偏置电压，所述第二互补电路的第三端点接地。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一互补电路的偏置状态是基于所述第一偏置电压和所述第一场效应管对的负载极共同确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于所述第二偏置电压和所述第二场效应管对的负载极共同确定。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第一偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述第二互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第二偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分是基于所述第一互补电路的第二端点的直流电平和所述第二互补电路的第二端点的直流电平共同确定。面对多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，这些可以体现在所述第二输出差分信号上，而通过改变第一偏置电压可以结合所述第二输出差分信号的直流共模成分来调节所述第一互补电路的第二端点的直流电平，以及通过改变第二偏置电压可以结合所述第二输出差分信号的直流共模成分来调节所述第二互补电路的第二端点的直流电平，进而基于所述第一互补电路的第二端点的直流电平和所述第二互补电路的第二端点的直流电平共同确定所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一互补电路的第二端点的电平与所述第二互补电路的第二端点的电平叠加后通过单端输出或者通过单端转差分电路输出得到所述互补金属氧化物半导体电平信号。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分之间的差距越大。如此，通过改变互补输入对管结构中的所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态，可以影响从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，这样有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，并且，结合上述的直流耦合方式带来的快速响应的优势，可以实现较好的占空比表现。
在一些实施例中，所述第一场效应管对是P型场效应管对，所述第一场效应管对的控制极、负载极、偏置极分别是所述P型场效应管对的栅极、漏极、源极，所述第二场效应管对是N型场效应管对，所述第二场效应管对的控制极、负载极、偏置极分别是所述N型场效应管对的栅极、源极、漏极。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一场效应管对的导通阈值电压相同或者不同于所述第二场效应管对的导通阈值电压。上面提到，通过改变互补输入对管结构中的所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态，可以影响从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，这样有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰。在一些示例中，所述第一场效应管对的导通阈值电压相同于所述第二场效应管对的导通阈值电压。在另一些示例中，所述第一场效应管对的导通阈值电压不同于，例如大于或者小于，所述第二场效应管对的导通阈值电压。通过改变第一场效应管对的导通阈值电压与第二场效应管对的导通阈值电压之间的差距，可以影响所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，有助于支持宽范围的输入共模电平。
在一些实施例中，所述第一场效应管对的导通阈值电压与所述第二场效应管对的导通阈值电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分之间的差距越大。如此，通过改变第一场效应管对的导通阈值电压与第二场效应管对的导通阈值电压之间的差距，可以影响所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，有助于支持宽范围的输入共模电平。
在一些实施例中，所述信号处理方法还包括，基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度配置所述第一场效应管对的导通阈值电压。如此，通过基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度配置所述第一场效应管对的导通阈值电压，进而改变第一场效应管对的导通阈值电压与第二场效应管对的导通阈值电压之间的差距，可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路，支持很大的输入共模范围，从而可以兼容多协议的场景需求。
在一些实施例中，所述第二电平转换电路包括并联连接的且导通电压阈值不同的多个场效应管对，所述信号处理方法还包括，基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度，启用所述多个场效应管对中的给定场效应管对作为所述第一场效应管对。如此，通过启用给定场效应管，可以灵活地配置所述第一场效应管对的导通电压阈值，这样可以根据前级电路的输出共模的幅度来选择性地启用场效应管，有助于支持宽范围的输入共模电平。
在一些实施例中，所述第一互补电路包括第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻分别电连接所述第一场效应管对的负载极，所述第一电阻和所述第二电阻共同连接所述第一偏置电压。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一互补电路包括第三场效应管对，所述第三场效应管对的类型与所述第一场效应管对的类型不同，所述第三场效应管对的控制极共同电连接第三偏置电压，所述第三场效应管对的负载极电连接所述第一场效应管对的负载极，所述第三场效应管对的偏置极共同电连接所述第一偏置电压。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一互补电路包括第三场效应管对，所述第三场效应管对的类型与所述第一场效应管对的类型不同，所述第三场效应管对的控制极共同电连接所述第一互补电路的第一端点，所述第三场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第三场效应管对的偏置极共同电连接所述第一偏置电压。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一种可能的实施方式中，所述差分放大电路的电源电压与提供所述电流模式逻辑电平信号的发射端的电源电压一致。如此，有效地应对前级电路与后级电路处于不同的电源电压的情况。从差分放大电路到第一电平转换电路再到第二电平转换电路，整条通路以直流耦合方式完成，有助于实现快速响应和适配要求快速响应的收发需求的协议；通过由第一电平转换电路和第二电平转换电路组成的两级电平转换电路的设计，实现不同电压域之间的切换，确保了第一电平转换电路的输出电压满足第二电平转换电路对输入信号的电平要求，也就有效地避免了第二电平转换电路出现器件超压的风险，从而可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路；支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号的需求，兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，有效克服了前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，改善占空比的表现，有助于快速响应。
在一种可能的实施方式中，所述第一电平转换电路用于确保所述第二输出差分信号的输出电压不超过所述第二电平转换电路的可承受电压上限。如此，实现不同电压域之间的切换，确保了第一电平转换电路的输出电压满足第二电平转换电路对输入信号的电平要求，也就有效地避免了第二电平转换电路出现器件超压的风险，从而可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路。
在一种可能的实施方式中，所述差分放大电路包括多级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度。如此，实现了通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分以及放大电平幅度。
在一种可能的实施方式中，所述第一电平转换电路包括源跟随结构用于将所述第一输出差分信号的直流共模成分从所述第一电压域调整到所述第二电压域。如此，先通过第一级电平转换电路也就是第一电平转换电路，确保第一电平转换电路的输出电压满足后级电路对输入信号的电平要求，避免出现器件超压的风险，再通过第二级电平转换电路来实现进一步的宽范围输入的电平转换，从而克服了前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰。
图3为本申请实施例提供的一种时钟接收电路的示意图。如图3所示，所述时钟接收电路包括：差分放大电路310，用于转换电流模式逻辑电平信号B302为第一输出差分信号B306，其中，所述差分放大电路310通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号B302的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号B302的电平幅度；第一电平转换电路320，用于转换所述第一输出差分信号B306为第二输出差分信号B308，其中，所述第一输出差分信号B306的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号B308的直流共模成分位于第二电压域；第二电平转换电路330，用于转换所述第二输出差分信号B308为互补金属氧化物半导体电平信号B304。其中，所述第一电平转换电路320和所述第二电平转换电路330均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路330包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号B308的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号B304的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。
图3所示的时钟接收电路，从差分放大电路310到第一电平转换电路320再到第二电平转换电路330，整条通路以直流耦合方式完成，有助于实现快速响应和适配要求快速响应的收发需求的协议；通过由第一电平转换电路320和第二电平转换电路330组成的两级电平转换电路的设计，实现不同电压域之间的切换，确保了第一电平转换电路320的输出电压满足第二电平转换电路330对输入信号的电平要求，也就有效地避免了第二电平转换电路330出现器件超压的风险，从而可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路；支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，满足高信道衰减下放大电流模式逻辑电平信号B302的需求，兼顾多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，有效克服了前级电路和后级电路处于不同电源电压时前级电路对后级电路的干扰，改善占空比的表现，有助于快速响应。
在一种可能的实施方式中，所述第一互补电路的偏置状态是基于第一偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于第二偏置电压和所述第二输出差分信号确定。通过增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距从而调节所述互补金属氧化物半导体电平信号B304的直流共模成分。如此，通过改变互补输入对管结构中的所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态，可以影响从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换，这样有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，并且，结合上述的直流耦合方式带来的快速响应的优势，可以实现较好的占空比表现。并且，面对多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，这些可以体现在所述第二输出差分信号B308上，而通过改变第一偏置电压可以结合第二输出差分信号B308来调节第一互补电路的偏置状态，以及通过改变第二偏置电压可以结合第二输出差分信号B308来调节第二互补电路的偏置状态，这样实现了增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距，进而可以调节所述互补金属氧化物半导体电平信号B304的直流共模成分，有助于支持在很大的输入共模范围实现从电流模式逻辑电平信号B302到互补金属氧化物半导体电平信号B304的转换，有助于满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
图4为本申请实施例提供的图3所示的时钟接收电路中的第二电平转换电路的示意图。如图4所示，所述第二电平转换电路包括第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）和第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）。所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）与所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）之间满足互补关系。图4中示意性示出了，第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）是P型场效应管或者说P型金属氧化物半导体晶体管（P-Metal-Oxide-Semiconductor，PMOS），第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）是N型场效应管或者说N型金属氧化物半导体晶体管（N-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS）。所述第一场效应管对是P型场效应管对，所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的控制极、负载极、偏置极分别是所述P型场效应管对的栅极、漏极、源极，所述第二场效应管对是N型场效应管对，所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的控制极、负载极、偏置极分别是所述N型场效应管对的栅极、源极、漏极。
继续参阅图4，所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的控制极电连接所述第二输出差分信号C408，场效应管A410的控制极414电连接第二输出差分信号C408的第一信号，场效应管B420的控制极424电连接第二输出差分信号C408的第二信号。所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的负载极电连接所述第一互补电路450的第一端点（端点A452）和第二端点（端点B454），场效应管A410的负载极416电连接第一互补电路450的第一端点（端点A452），场效应管B420的负载极426电连接第一互补电路450的第二端点（端点B454）。所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的偏置极共同接地，场效应管A410的偏置极412和场效应管B420的偏置极422共同接地。
继续参阅图4，所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的控制极电连接所述第二输出差分信号C408，场效应管C430的控制极434电连接第二输出差分信号C408的第一信号，场效应管D440的控制极444电连接第二输出差分信号C408的第二信号。所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的负载极电连接所述第二互补电路460的第一端点（端点C462）和第二端点（端点D464），场效应管C430的负载极436电连接第二互补电路460的第一端点（端点C462），场效应管D440的负载极446电连接第二互补电路460的第二端点（端点D464）。所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的偏置极共同电连接所述第二偏置电压466，场效应管C430的偏置极432和场效应管D440的偏置极442共同电连接所述第二偏置电压466。所述第一互补电路450的第三端点（未标注）电连接所述第一偏置电压456，所述第二互补电路460的第三端点（未标注）接地。
继续参阅图4，所述第一互补电路450的偏置状态是基于所述第一偏置电压456和所述第一场效应管对的负载极（场效应管A410的负载极416和场效应管B420的负载极426）共同确定，所述第二互补电路460的偏置状态是基于所述第二偏置电压466和所述第二场效应管对的负载极（场效应管C430的负载极436和场效应管D440的负载极446）共同确定。
继续参阅图4，所述第一互补电路450的第一端点（端点A452）和第二端点（端点B454）各自的直流电平是基于所述第一偏置电压456和所述第二输出差分信号C408的直流共模成分确定。所述第二互补电路460的第一端点（端点C462）和第二端点（端点D464）各自的直流电平是基于所述第二偏置电压466和所述第二输出差分信号C408的直流共模成分确定。所述互补金属氧化物半导体电平信号C404的直流共模成分是基于所述第一互补电路450的第二端点（端点B454）的直流电平和所述第二互补电路460的第二端点的直流电平（端点D464）共同确定。
图4中还示出了，第一互补电路450包括第一互补电路450的子模块451，用于实现所述第一互补电路450的偏置状态。第二互补电路460包括第二互补电路460的子模块461，用于实现所述第二互补电路460的偏置状态。下面结合具体实施例进一步详细说明第一互补电路450的子模块451的实施方式。
如此，通过改变互补输入对管结构中的所述第一互补电路450的偏置状态和所述第二互补电路460的偏置状态，可以影响从所述第二输出差分信号C408的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号C404的直流共模成分的转换，这样有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，并且，结合上述的直流耦合方式带来的快速响应的优势，可以实现较好的占空比表现。面对多协议多频点的应用以及不同速率不同信道衰减的应用，这些可以体现在所述第二输出差分信号C408上，而通过改变第一偏置电压456可以结合第二输出差分信号C408来调节第一互补电路450的偏置状态，以及通过改变第二偏置电压466可以结合第二输出差分信号C408来调节第二互补电路460的偏置状态，这样实现了增加或者缩小所述第一偏置电压456与所述第二偏置电压466之间的差距，进而可以调节所述互补金属氧化物半导体电平信号C404的直流共模成分，有助于支持在很大的输入共模范围实现从电流模式逻辑电平信号到互补金属氧化物半导体电平信号C404的转换，有助于满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
参阅图4，在一种可能的实施方式中，所述第一互补电路450的第二端点（端点B454）的电平与所述第二互补电路460的第二端点（端点D464）的电平叠加后通过单端输出或者通过单端转差分电路输出得到所述互补金属氧化物半导体电平信号C404。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
在一些实施例中，所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压相同或者不同于所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压。在一些示例中，所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压相同于所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压。在另一些示例中，所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压不同于，例如大于或者小于，所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压。通过改变第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压与第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压之间的差距，可以影响所述第二输出差分信号C408的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号C404的直流共模成分的转换，有助于支持宽范围的输入共模电平。
在一些实施例中，所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压与所述第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号C408的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号C404的直流共模成分之间的差距越大。如此，通过改变第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压与第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压之间的差距，可以影响所述第二输出差分信号C408的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号C404的直流共模成分的转换，有助于支持宽范围的输入共模电平。
在一些实施例中，基于所述第二输出差分信号C408的直流共模成分的幅度配置所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压。如此，通过基于所述第二输出差分信号C408的直流共模成分的幅度配置所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压，进而改变第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通阈值电压与第二场效应管对（场效应管C430和场效应管D440）的导通阈值电压之间的差距，可以灵活地适配处于不同电源电压的前级电路和后级电路，支持很大的输入共模范围，从而可以兼容多协议的场景需求。
在一些实施例中，所述第二电平转换电路包括并联连接的且导通电压阈值不同的多个场效应管对（未示出）。基于所述第二输出差分信号C408的直流共模成分的幅度，启用所述多个场效应管对中的给定场效应管对作为所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）。如此，通过启用给定场效应管，可以灵活地配置所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的导通电压阈值，这样可以根据前级电路的输出共模的幅度来选择性地启用场效应管，有助于支持宽范围的输入共模电平。
图5为本申请实施例提供的图4所示的第二电平转换电路中的第一种实施方式的第一互补电路的示意图。如图5所示，所述第一互补电路450包括第一电阻（电阻A470）和第二电阻（电阻B472），所述第一电阻（电阻A470）和所述第二电阻（电阻B472）分别电连接所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的负载极。第一电阻（电阻A470）电连接场效应管A410的负载极416，第二电阻（电阻B472）电连接场效应管B420的负载极426。所述第一电阻（电阻A470）和所述第二电阻（电阻B472）共同连接所述第一偏置电压456。参考上面图4提到的，第一互补电路450包括第一互补电路450的子模块451，用于实现所述第一互补电路450的偏置状态。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
图6为本申请实施例提供的图4所示的第二电平转换电路中的第二种实施方式的第一互补电路的示意图。如图6所示，所述第一互补电路450包括第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476），所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的类型与所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的类型不同。所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的控制极共同电连接第三偏置电压478，所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的负载极电连接所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的负载极，所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的偏置极共同电连接所述第一偏置电压456。另外，还提供了直流电源477以便配合第一互补电路450。参考上面图4提到的，第一互补电路450包括第一互补电路450的子模块451，用于实现所述第一互补电路450的偏置状态。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
图7为本申请实施例提供的图4所示的第二电平转换电路中的第三种实施方式的第一互补电路的示意图。如图7所示，所述第一互补电路450包括第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）。所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的类型与所述第一场效应管对（场效应管A410和场效应管B420）的类型不同。与图6不同的是，在图7所示的实施例中，所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的控制极共同电连接所述第一互补电路450的第一端点（端点A452）。所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的负载极电连接所述第一互补电路450的第一端点（端点A452）和第二端点（端点B454），所述第三场效应管对（场效应管E474和场效应管F476）的偏置极共同电连接所述第一偏置电压456。参考上面图4提到的，第一互补电路450包括第一互补电路450的子模块451，用于实现所述第一互补电路450的偏置状态。如此，有助于支持宽范围的输入共模电平并且提供了较大的信号放大能力，进而可以更好地克服前级电路的直流共模电平对后级电路的干扰，满足多协议多频点、高信道衰减的应用，还可以兼顾不同速率，不同信道衰减的应用。
本申请实施例提供的方法和设备是基于同一发明构思的，由于方法及设备解决问题的原理相似，因此方法与设备的实施例、实施方式、示例或实现方式可以相互参见，其中重复之处不再赘述。本申请实施例还提供一种系统，该系统包括多个计算设备，每个计算设备的结构可以参照上述所描述的计算设备的结构。该系统可实现的功能或者操作可以参照上述方法实施例中的具体实现步骤和/或上述装置实施例中所描述的具体功能，在此不再赘述。
本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机指令，当所述计算机指令在计算机设备（如一个或者多个处理器）上运行时可以实现上述方法实施例中的方法步骤。所述计算机可读存储介质的处理器在执行上述方法步骤的具体实现可参照上述方法实施例中所描述的具体操作和/或上述装置实施例中所描述的具体功能，在此不再赘述。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。本申请实施例可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或其他任意组合来实现。当使用软件实现时，上述实施例可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质上实施的计算机程序产品的形式。所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载或执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本申请实施例所述的流程或功能。所述计算机可以为通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线（例如同轴电缆、光纤、数字用户线）或无线（例如红外、无线、微波等）方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集合的服务器、数据中心等数据存储设备。可用介质可以是磁性介质（如软盘、硬盘、磁带）、光介质、或者半导体介质。半导体介质可以是固态硬盘，也可以是随机存取存储器，闪存，只读存储器，可擦可编程只读存储器，电可擦可编程只读存储器，寄存器或任何其他形式的合适存储介质。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述。可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其它实施例的相关描述。显然，本领域的技术人员可以对本申请实施例进行各种改动和变型而不脱离本申请实施例的精神和范围。本申请实施例方法中的步骤可以根据实际需要进行顺序调整、合并或删减；本申请实施例系统中的模块可以根据实际需要进行划分、合并或删减。如果本申请实施例的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (23)
1.一种用于时钟接收电路的信号处理方法，其特征在于，所述信号处理方法包括：
通过差分放大电路，转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号，其中，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度；
通过第一电平转换电路，转换所述第一输出差分信号为第二输出差分信号，其中，所述第一输出差分信号的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号的直流共模成分位于第二电压域；
通过第二电平转换电路，转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号，
其中，所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。
2.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路的偏置状态是基于第一偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于第二偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述信号处理方法还包括，通过增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距从而调节所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分。
3.根据权利要求2所述的信号处理方法，其特征在于，所述第二电平转换电路包括第一场效应管对和第二场效应管对，所述第一场效应管对与所述第二场效应管对之间满足互补关系，所述第一场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第一场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第一场效应管对的偏置极共同接地，所述第二场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第二场效应管对的负载极电连接所述第二互补电路的第一端点和第二端点，所述第二场效应管对的偏置极共同电连接所述第二偏置电压，所述第一互补电路的第三端点电连接所述第一偏置电压，所述第二互补电路的第三端点接地。
4.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路的偏置状态是基于所述第一偏置电压和所述第一场效应管对的负载极共同确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于所述第二偏置电压和所述第二场效应管对的负载极共同确定。
5.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第一偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述第二互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第二偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分是基于所述第一互补电路的第二端点的直流电平和所述第二互补电路的第二端点的直流电平共同确定。
6.根据权利要求5所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路的第二端点的电平与所述第二互补电路的第二端点的电平叠加后通过单端输出或者通过单端转差分电路输出得到所述互补金属氧化物半导体电平信号。
7.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分之间的差距越大。
8.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一场效应管对是P型场效应管对，所述第一场效应管对的控制极、负载极、偏置极分别是所述P型场效应管对的栅极、漏极、源极，所述第二场效应管对是N型场效应管对，所述第二场效应管对的控制极、负载极、偏置极分别是所述N型场效应管对的栅极、源极、漏极。
9.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一场效应管对的导通阈值电压相同或者不同于所述第二场效应管对的导通阈值电压。
10.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一场效应管对的导通阈值电压与所述第二场效应管对的导通阈值电压之间的差距越大，则所述第二输出差分信号的直流共模成分与所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分之间的差距越大。
11.根据权利要求10所述的信号处理方法，其特征在于，所述信号处理方法还包括，基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度配置所述第一场效应管对的导通阈值电压。
12.根据权利要求11所述的信号处理方法，其特征在于，所述第二电平转换电路包括并联连接的且导通电压阈值不同的多个场效应管对，所述信号处理方法还包括，基于所述第二输出差分信号的直流共模成分的幅度，启用所述多个场效应管对中的给定场效应管对作为所述第一场效应管对。
13.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路包括第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻分别电连接所述第一场效应管对的负载极，所述第一电阻和所述第二电阻共同连接所述第一偏置电压。
14.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路包括第三场效应管对，所述第三场效应管对的类型与所述第一场效应管对的类型不同，所述第三场效应管对的控制极共同电连接第三偏置电压，所述第三场效应管对的负载极电连接所述第一场效应管对的负载极，所述第三场效应管对的偏置极共同电连接所述第一偏置电压。
15.根据权利要求3所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一互补电路包括第三场效应管对，所述第三场效应管对的类型与所述第一场效应管对的类型不同，所述第三场效应管对的控制极共同电连接所述第一互补电路的第一端点，所述第三场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第三场效应管对的偏置极共同电连接所述第一偏置电压。
16.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述差分放大电路的电源电压与提供所述电流模式逻辑电平信号的发射端的电源电压一致。
17.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一电平转换电路用于确保所述第二输出差分信号的输出电压不超过所述第二电平转换电路的可承受电压上限。
18.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述差分放大电路包括多级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度。
19.根据权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一电平转换电路包括源跟随结构用于将所述第一输出差分信号的直流共模成分从所述第一电压域调整到所述第二电压域。
20.一种时钟接收电路，其特征在于，所述时钟接收电路包括：
差分放大电路，用于转换电流模式逻辑电平信号为第一输出差分信号，其中，所述差分放大电路通过直流耦合方式保留所述电流模式逻辑电平信号的直流共模成分并且包括一级放大结构用于放大所述电流模式逻辑电平信号的电平幅度；
第一电平转换电路，用于转换所述第一输出差分信号为第二输出差分信号，其中，所述第一输出差分信号的直流共模成分位于第一电压域，所述第二输出差分信号的直流共模成分位于第二电压域；
第二电平转换电路，用于转换所述第二输出差分信号为互补金属氧化物半导体电平信号，
其中，所述第一电平转换电路和所述第二电平转换电路均采用直流耦合方式，所述第二电平转换电路包括由第一互补电路和第二互补电路构成的互补输入对管结构，从所述第二输出差分信号的直流共模成分到所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分的转换是基于所述第一互补电路的偏置状态和所述第二互补电路的偏置状态共同确定。
21.根据权利要求20所述的时钟接收电路，其特征在于，所述第一互补电路的偏置状态是基于第一偏置电压和所述第二输出差分信号确定，所述第二互补电路的偏置状态是基于第二偏置电压和所述第二输出差分信号确定，通过增加或者缩小所述第一偏置电压与所述第二偏置电压之间的差距从而调节所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分。
22.根据权利要求21所述的时钟接收电路，其特征在于，所述第二电平转换电路包括第一场效应管对和第二场效应管对，所述第一场效应管对与所述第二场效应管对之间满足互补关系，所述第一场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第一场效应管对的负载极电连接所述第一互补电路的第一端点和第二端点，所述第一场效应管对的偏置极共同接地，所述第二场效应管对的控制极电连接所述第二输出差分信号，所述第二场效应管对的负载极电连接所述第二互补电路的第一端点和第二端点，所述第二场效应管对的偏置极共同电连接所述第二偏置电压，所述第一互补电路的第三端点电连接所述第一偏置电压，所述第二互补电路的第三端点接地。
23.根据权利要求22所述的时钟接收电路，其特征在于，所述第一互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第一偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述第二互补电路的第一端点和第二端点各自的直流电平是基于所述第二偏置电压和所述第二输出差分信号的直流共模成分确定，所述互补金属氧化物半导体电平信号的直流共模成分是基于所述第一互补电路的第二端点的直流电平和所述第二互补电路的第二端点的直流电平共同确定。
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Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102916704A (zh) * | 2011-10-21 | 2013-02-06 | 上海华力微电子有限公司 | 高速电流模式逻辑到互补金属氧化物半导体信号转换电路 |
| CN104467709A (zh) * | 2013-09-19 | 2015-03-25 | 美国亚德诺半导体公司 | 电流反馈运算放大器 |
| US9306609B1 (en) * | 2015-01-13 | 2016-04-05 | Huawei Technologies Co., Ltd. | DC-coupled differential circuit front end |
| CN109905104A (zh) * | 2019-02-01 | 2019-06-18 | 光梓信息科技（上海）有限公司 | 一种低摆幅至高摆幅时钟信号转换电路 |
| CN110224952A (zh) * | 2019-06-21 | 2019-09-10 | 珠海格力智能装备有限公司 | 信号传输的处理方法及装置、及其处理电路 |
| CN111800122A (zh) * | 2019-04-08 | 2020-10-20 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 电流模式逻辑到互补金属氧化物半导体逻辑转换器 |
| CN115940925A (zh) * | 2022-12-09 | 2023-04-07 | 南京矽力微电子技术有限公司 | 共模电平转换电路和时钟缓冲器 |
| CN117595854A (zh) * | 2023-10-13 | 2024-02-23 | 海光信息技术股份有限公司 | 一种用于提供低共模输出电平的方法和ac/dc耦合电路 |
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Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102916704A (zh) * | 2011-10-21 | 2013-02-06 | 上海华力微电子有限公司 | 高速电流模式逻辑到互补金属氧化物半导体信号转换电路 |
| CN104467709A (zh) * | 2013-09-19 | 2015-03-25 | 美国亚德诺半导体公司 | 电流反馈运算放大器 |
| US9306609B1 (en) * | 2015-01-13 | 2016-04-05 | Huawei Technologies Co., Ltd. | DC-coupled differential circuit front end |
| CN109905104A (zh) * | 2019-02-01 | 2019-06-18 | 光梓信息科技（上海）有限公司 | 一种低摆幅至高摆幅时钟信号转换电路 |
| CN111800122A (zh) * | 2019-04-08 | 2020-10-20 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 电流模式逻辑到互补金属氧化物半导体逻辑转换器 |
| CN110224952A (zh) * | 2019-06-21 | 2019-09-10 | 珠海格力智能装备有限公司 | 信号传输的处理方法及装置、及其处理电路 |
| CN115940925A (zh) * | 2022-12-09 | 2023-04-07 | 南京矽力微电子技术有限公司 | 共模电平转换电路和时钟缓冲器 |
| CN117595854A (zh) * | 2023-10-13 | 2024-02-23 | 海光信息技术股份有限公司 | 一种用于提供低共模输出电平的方法和ac/dc耦合电路 |
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