CN117978126A - 一种有源八通道滤波器以及射频接收机 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种有源八通道滤波器以及射频接收机，其中有源八通道滤波器置于射频接收机的下变频混频器电路、以及上变频混频器电路之间，滤波器包括：8个二阶低通滤波器以及8个基带负阻结构，其中每个二阶低通滤波器的输入端与下变频混频器电路的8个输出端连接；每个二阶低通滤波器的输出端与每个基带负阻结构的输入端一一对应；基带负阻结构在射频接收机的谐振频率时，等效为负极电阻并抵消二阶低通滤波器的MOS管的输出电阻与寄生电阻值，以减小信号的失真和波形畸变，或者在输入信号源的输入阻抗小于基带负阻结构的阻抗时，减少信号源的内部电阻和二阶低通滤波器的输入阻抗之间的干扰。本申请可广泛应用于电子电路技术领域。

Description

一种有源八通道滤波器以及射频接收机

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，尤其是一种有源八通道滤波器以及射频接收机。

背景技术

现有的关于N通道滤波器的技术主要聚集于4通道滤波器，且4通道滤波器通常会存在着插入损耗较大的问题，主流优化方案一般采用增加通道路径及使用Q-enhanced技术等方式，例如将4通道滤波器增加至8通道滤波器，但通道数量的增加和Q-enhanced技术的引入，在优化了N通道滤波器插入损耗和品质因数的同时，也带来了系统线性度和噪声系数下降的问题。此外，相关技术中的有源N通道滤波器会引入插入损耗，即信号在滤波器中通过时的功率损耗。电阻损耗的主要原因是滤波器中电阻的特性，它会将电能转化为热能，当电流通过电阻时，电阻内部会有电压降，特别是在有源N通道滤波器中使用较高阻值的电阻时，插入损耗可能会更显著，使得信号在滤波器中的传输过程中衰减更严重。因此，相关技术中仍存在需要解决的技术问题。

发明内容

本申请的目的在于至少一定程度上解决现有技术中存在的技术问题之一。

为此，本申请实施例的一个目的在于提供一种有源八通道滤波器以及射频接收机，该滤波器可以补偿信号在滤波器中的损耗，提高滤波器的品质因数，从而进一步优化线性度与噪声系数。

为了达到上述技术目的，本申请实施例所采取的技术方案包括：一种有源八通道滤波器，包括：设置于射频接收机的下变频混频器电路、以及上变频混频器电路之间，所述有源八通道滤波器包括：8个二阶低通滤波器以及8个基带负阻结构，其中每个所述二阶低通滤波器的输入端与所述下变频混频器电路的输出端连接；每个所述二阶低通滤波器的输出端与每个所述基带负阻结构的输入端一一对应；所述基带负阻结构用于在所述射频接收机工作在谐振频率时，等效为负极电阻并抵消所述二阶低通滤波器的MOS管的输出电阻与寄生电阻值，或者所述基带负阻结构用于在输入信号源的输入阻抗小于所述基带负阻结构的阻抗时，减少所述输入信号源的内部电阻和所述二阶低通滤波器的输入阻抗之间的干扰。

另外，根据本发明中上述实施例的一种有源八通道滤波器，还可以有以下附加的技术特征：

进一步地，本申请实施例中，每个所述二阶低通滤波器均包括正相输出端以及负相输出端，每个所述基带负阻结构包括第一输入端以及第二输入端，所述每个所述二阶低通滤波器的输出端与每个所述基带负阻结构的输入端一一对应，包括：对于任意两个所述二阶低通滤波器，所述基带负阻结构的第一输入端与其中一个所述二阶低通滤波器的正相输入端连接，所述基带负阻结构的第二输入端与另一个所述二阶低通滤波器的正相输入端连接；或者，对于任意两个所述二阶低通滤波器，所述基带负阻结构的第一输入端与其中一个所述二阶低通滤波器的负相输入端连接，所述基带负阻结构的第二输入端与另一个所述二阶低通滤波器的负相输入端连接。

进一步地，本申请实施例中，所述基带负阻结构包括第一场效应管、第二场效应管以及电源；

所述第一场效应管的栅极与所述第二场效应管的漏极连接，所述第一场效应管的栅极作为所述基带负阻结构的第一输入端，所述第一场效应管的源极、所述第二场效应管的源极与所述电源连接，所述第一场效应管的漏极与所述第二场效应管的栅极连接。

进一步地，本申请实施例中，所述二阶低通滤波器包括第一有源跨导器、第二有源跨导器、第三有源跨导器、第四有源跨导器，第一电容、第二电容、第三电容以及第四电容；

所述第一有源跨导器的正相输出端与所述第二有源跨导器的正相输入端连接，所述第一有源跨导器的负相输出端与所述第二有源跨导器的负相输入端连接；所述第二有源跨导器的正相输出端与所述第三有源跨导器的正相输入端连接，所述第二有源跨导器的负相输出端与所述第三有源跨导器的负相输入端连接；所述第四有源跨导器的正相输入端、所述第三电容的一端与所述第三有源跨导器的负相输出端连接，所述第四有源跨导器的负相输入端、所述第四电容的一端与所述第三有源跨导器的正相输出端连接；所述第一有源跨导器的负相输出端与所述第四有源跨导器的负相输出端连接，所述第一有源跨导器的正相输出端与所述第四有源跨导器的正相输出端连接；所述第三有源跨导器的输出端连接作为所述二阶低通滤波器的输出端；所述第一电容的一端与所述第三有源跨导器的负相输入端连接，所述第二电容的一端与所述第三有源跨导器的正相输入端连接；所述第一电容的另一端、所述第二电容的另一端、所述第三电容的另一端以及所述第四电容的另一端均接地。

进一步地，本申请实施例中，所述第三电容与所述第四电容的容值相同、所述第一电容与所述第二电容的容值相同，所述第三电容的容值为所述第一电容的两倍。

进一步地，本申请实施例中，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容以及所述第四电容均为mincap-sin电容。

进一步地，本申请实施例中，所述第一有源跨导器、所述第二有源跨导器、所述第三有源跨导器、所述第四有源跨导器结构相同，任意一个有源跨导器包括：共模反馈电路以及跨导放大电路；

所述跨导放大电路包括两个差分子电路以及选择子模块，其中，所述两个差分子电路结构相同；

所述差分子电路包括第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管以及第五电容；所述第三场效应管的源极、所述第五场效应管的源极以及所述第八场效应管的源极相互连接并作为第一连接端；所述第三场效应管的栅极、所述第八场效应管的栅极、所述第六场效应管的漏极以及所述第五场效应管的漏极与所述第五电容的一端连接，所述第五电容的另一端、所述第三场效应管的漏极与所述第四场效应管的漏极连接；所述第六场效应管的源极、所述第七场效应管的栅极、所述第七场效应管的漏极与所述第八场效应管的漏极相互连接；所述第六场效应管的源极、所述第七场效应管的漏极与所述第八场效应管的漏极相互连接并作为第三连接端，所述第七场效应管的栅极作为第四连接端；所述第五场效应管的栅极作为第二连接端；所述第四场效应管的源极以及所述第七场效应管的源极接地；所述两个差分子电路通过所述第一连接端、所述第三连接端以及所述第四连接端相互连接；所述共模反馈电路通过所述第二连接端以及所述第四连接端与所述跨导放大电路连接；所述选择子模块串联连接于两个所述第三连接端之间；在任意一个有源跨导器中，一个所述差分子电路中的所述第三场效应管的漏极作为有源跨导器的正相输出端且所述第六场效应管的栅极作为有源跨导器的正相输入端，另一个所述差分子电路中的所述第三场效应管的漏极作为有源跨导器的负相输出端且所述第六场效应管的栅极作为有源跨导器的负相输入端。

进一步地，本申请实施例中，所述共模反馈电路包括第九场效应管、第十场效应管、第十一场效应管、第十二场效应管、第十三场效应管、第十四场效应管、第十五场效应管以及第十六场效应管；

其中，所述第九场效应管的源极与所述第十场效应管的源极连接，所述第九场效应管的栅极、所述第十场效应管的栅极与所述第四连接端连接，所述第十一场效应管的源极、所述第十二场效应管的源极与所述第九场效应管的漏极连接，所述第十三场效应管的源极、所述第十四场效应管的源极与所述第十场效应管的漏极连接，所述第十一场效应管的栅极与所述正相输出端连接，所述第十四场效应管的栅极与所述负相输出端连接，所述第十二场效应管的栅极与所述第十三场效应管的栅极连接，所述第十一场效应管的漏极、所述第十二场效应管的漏极、所述第十三场效应管的漏极、所述第十四场效应管的漏极、所述第十五场效应管的漏极、所述第十五场效应管的栅极、所述第十六场效应管的漏极、所述第十六场效应管的栅极与所述第二连接端连接，所述第十五场效应管的源极与所述第十六场效应管的源极连接。

进一步地，本申请实施例中，所述选择子模块包括三个结构相同且相互并联的选择子电路；其中每个所述选择子电路包括电阻与开关；所述电阻与所述开关相互串联连接。

此外，本申请还提供一种射频接收机，包括信号接收放大模块，下变频混频器电路、上变频混频器电路以及如前面所述的有源八通道滤波器。

本申请的优点和有益效果将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本申请的实践了解到：

本申请在下变频混频器电路以及上变频混频器电路之间引入有源滤波器，滤波器的基带负阻结构可以补偿信号在滤波器中的损耗，提高滤波器的品质因数，从而进一步优化线性度与噪声系数。同时，其可以改变N通道滤波器的频率响应，使其在带通和阻带之间的过渡更加陡峭。本申请在带通范围内，可以得到更高的增益，而在阻带范围内，可以得到更大的衰减。这可以增强滤波器的选择性，使其更好地滤除不需要的频率成分。

附图说明

图1为本发明中一种具体实施例的有源八通道滤波器的电路结构示意图；

图2为本发明中一种具体实施例的基带负阻结构的电路结构示意图；

图3为本发明中一种具体实施例的二阶低通滤波器的电路结构示意图；

图4为本发明中一种具体实施例的跨导放大电路的电路结构示意图；

图5为本发明中一种具体实施例的共模反馈电路的电路结构示意图；

图6为本发明中一种具体实施例的基带负阻结构优化原理图；

图7为本发明中一种具体实施例的射频接收机的电路结构示意图；

图8为本发明中一种具体实施例的八相不交叠时钟信号产生电路的电路结构示意图；

图9为本发明中一种具体实施例的低噪放大器电路的电路结构图；

图10为本发明中一种具体实施例的由有源八通道滤波器滤波后的输出瞬态波形图；

图11为本发明中一种具体实施例的在工作频率为1.8G-2.4GHz时接收机的输入匹配S11图；

图12为本发明中一种具体实施例的在输入信号为2GHz时带外IP3（∆f=80MHz）仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图详细描述本发明的实施例对本发明实施例中的有源八通道滤波器以及射频接收机的原理和过程作以下说明。

万物互联的时代，具有更多频段的无线通信系统对射频前端电路提出了更严格的要求和挑战，追求更高速度、更小时延以及更低功耗。常规射频接收机设计通常采用窄带Rx+固定频率的片外声表面波滤波器的方案来应对带外阻塞信号干扰，片外声表面波滤波器在射频接收机中用作滤波器和延迟线，用以选择性地传递或阻挡特定频率范围内的信号，帮助实现频率选择和滤波功能。但其只能在固定频段工作，其中心频率不可调，如果需要处理多个频率的信号或覆盖足够多的频带范围，则需更换不同中心频率的声表面波滤波器或使用多个声表面波滤波器的集合。因此，将有源可调谐的多通道滤波器应用于射频接收前端的架构中，使其可以同时对多个频带进行滤波和选择，可实现应对多频段需求、频率可调谐功能的以及集成度高的接收机片内滤波方案，这些优点也使得其在需要高性能滤波和抗干扰能力的无线通信系统以及其他频谱敏感的应用中具备重要的研究意义和应用价值。

现有的关于N通道滤波器的技术主要聚集于4通道滤波器，且4通道滤波器通常会存在着插入损耗较大的问题，主流优化方案一般采用增加通道路径及使用Q-enhanced技术等方式，例如将4通道滤波器增加至8通道滤波器，但通道数量的增加和Q-enhanced技术的引入，在优化了N通道滤波器插入损耗和品质因数的同时，也带来了系统线性度和噪声系数下降的问题。此外，相关技术中的有源N通道滤波器中往往存在电阻元件，当电阻存在于N通道滤波器中时，会引入插入损耗，即信号在滤波器中通过时的功率损耗。电阻损耗的主要原因是电阻的特性，它会将电能转化为热能，当电流通过电阻时，电阻内部会有电压降，特别是在有源N通道滤波器中使用较高阻值的电阻时，插入损耗可能会更显著，使得信号在滤波器中的传输过程中衰减更严重。通过引入基带负阻结构，可以补偿信号在滤波器中的损耗，提高滤波器的品质因数。从而进一步优化线性度与噪声系数，同时，其可以改变N通道滤波器的频率响应，使其在带通和阻带之间的过渡更加陡峭。这意味着在带通范围内，滤波器的增益更高，而在阻带范围内，滤波器的衰减更大。这可以增强滤波器的选择性，使其更好地滤除不需要的频率成分。其次，对于SAW-less射频接收机而言，系统整体线性性能（IIP3）主要取决于每级级联模块的线性度，但更多依赖于N通道滤波器的线性度，相关技术中缺乏对N通道滤波器线性度的单独优化结构，也并没有将基带负阻结构应用于八通道滤波器的性能优化中的实例。

针对上述现有技术的缺陷，本申请提供一种有源八通道滤波器。参照图1-图7，有源八通道滤波器2可以设置在设置于射频接收机的下变频混频器电路1、以及上变频混频器电路3之间。有源八通道滤波器2可以包括：8个二阶低通滤波器Biquad1-Biquad8以及8个基带负阻结构21，其中8个二阶低通滤波器Biquad的输入端可以与下变频混频器电路2的8个输出端一一对应连接；每个二阶低通滤波器Biquad的输出端可以与每个基带负阻结构21的输入端一一对应；基带负阻结构21用于在射频接收机的谐振频率时，等效为负极电阻并抵消二阶低通滤波器Biquad的MOS管的输出电阻以及寄生电阻值，以减小信号的失真和波形畸变，或者在输入信号源的输入阻抗小于基带负阻结构的阻抗时，减少信号源的内部电阻和二阶低通滤波器Biquad的输入阻抗之间的干扰。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，参照图1，每个二阶低通滤波器均可以包括正相输出端B+以及负相输出端B-，每个基带负阻结构21可以包括第一输入端a以及第二输入端b，每个二阶低通滤波器的输出端可以与每个基带负阻结构21的输入端一一对应可以包括：对于任意两个二阶低通滤波器，第一输入端a可以与任意一个二阶低通滤波器的正相输入端B+连接；第二输入端b可以与另一个二阶低通滤波器的正相输入端B+连接；或者，第一输入端a可以与任意一个二阶低通滤波器的负相输入端B-连接；第二输入端b可以与另一个二阶低通滤波器的负相输入端B-连接。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，参照图2，基带负阻结构可以包括第一场效应管Ma、第二场效应管Mb以及电源Vdd。

第一场效应管Ma的栅极可以与第二场效应管Mb的漏极连接，第一场效应管Ma的栅极作为基带负阻结构的第一输入端，第一场效应管Ma的源极、第二场效应管Mb的源极可以与电源连接，第一场效应管Ma的漏极可以与第二场效应管Mb的栅极连接。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，参照图3，二阶低通滤波器可以包括第一有源跨导器Gm1、第二有源跨导器Gm2、第三有源跨导器Gm3、第四有源跨导器Gm4，第一电容C7、第二电容C8、第三电容C9以及第四电容C10。

第一有源跨导器Gm1的正相输出端可以与第二有源跨导器Gm2的正相输入端连接，第一有源跨导器Gm1的负相输出端可以与第二有源跨导器Gm2的负相输入端连接；第二有源跨导器Gm2的正相输出端可以与第三有源跨导器Gm3的正相输入端连接，第二有源跨导器Gm2的负相输出端可以与第三有源跨导器Gm3的负相输入端连接；第四有源跨导器Gm4的正相输入端、第三电容C9的一端可以与第三有源跨导器Gm3的负相输出端连接，第四有源跨导器Gm4的负相输入端、第四电容C10的一端可以与第三有源跨导器Gm3的正相输出端连接；第一有源跨导器Gm1的负相输出端以及第二有源跨导的负相输出端可以与第四有源跨导器Gm4的负相输出端连接，第一有源跨导器Gm1的正相输出端以及第二有源跨导的正相输出端可以与第四有源跨导器Gm4的正相输出端连接；第三有源跨导器Gm3的输出端连接作为二阶低通滤波器的输出端；第一电容C7的一端可以与第三有源跨导器Gm3的负相输入端连接，第二电容C8的一端可以与第三有源跨导器Gm3的正相输入端连接；第一电容C7的另一端、第二电容C8的另一端、第三电容C9的另一端以及第四电容C10的另一端均接地。具体地，本实施例以gm-C二阶低通滤波器为图1中的Biquad1为例，二阶低通滤波器的传输函数由公式（1）给出，其中gm1-gm4分别为Gm1-Gm4的跨导值。

（1）

在本发明中，构成gm-C二阶低通滤波器电路的四个跨导放大器单元Gm1-Gm4的电路设计参数完全一致，故所述四个跨导放大器单元具有完全相同的跨导值，故有下述公式（2）以及（3）。

（2）

（3）

上述公式（1）、（2）、（3）中，C1为对地的第一电容C7和第二电容C8的电容值，C2为对地的第三电容C9和第四电容C10的电容值，s为复频域变量。在公式（2）、（3）中gm为四个跨导放大器单元完全相同的跨导值，在gm-C二阶低通滤波器电路中，输入信号的正端和负端通过跨导放大器Gm1的输入正端和负端，Gm1的输出负端和输出正端分别与Gm2的输入正端和输入负端相连，Gm2的输出负端和输出正端分别连接对地的第一电容C7和第二电容C8后分别与Gm3的输入负端和输入正端相连；Gm3的输出负端和输出正端分别连接对地电容C9和C10后分别与Gm4的输入正端和输入负端相连，Gm4的输出负端和输出正端分别与Gm2的输入正端和输入负端相连，所述gm-C二阶低通滤波器电路的输出正端Vout+和输出负端Vout-通过对地的第三电容C9和第四电容C10连接到地，形成一个低通滤波器的输出。对地的第三电容C9和第四电容C10的容值相同，第三电容C9和第四电容C10的值设置为第一电容C7和第二电容C8的两倍。所述四个对地电容起到了滤波器的存储和频率选择的作用。可以通过调整跨导放大器单元的如跨导值gm和所述四个对地电容的数值来实现对滤波器频率响应的控制。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，第三电容可以与第四电容的容值相同、第一电容可以与第二电容的容值相同，第三电容的容值为第一电容的两倍。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，第一电容、第二电容、第三电容以及第四电容均为mincap-sin电容。mincap--sin电容是tsmcN65工艺库中所能制造的最小尺寸的电容，与普通电容相比具有更小的尺寸，因此占用的芯片面积较小，其寄生电阻和寄生电感也较低。对于本发明中对频率较敏感的射频接收机的设计，mincap-sin电容因其较低的寄生效应而具有优势。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，参照图4，第一有源跨导器、第二有源跨导器、第三有源跨导器、第四有源跨导器结构相同，任意一个有源跨导器可以包括：相互连接的共模反馈电路以及跨导放大电路；跨导放大电路可以包括结构相同且相互连接的两个差分子电路以及选择子模块；一个差分子电路可以包括第三场效应管M19、第四场效应管M17、第五场效应管M25、第六场效应管M23、第七场效应管M21、第八场效应管M3以及第五电容C11。另一个差分子电路可以包括第三场效应管M20、第四场效应管M18、第五场效应管M26、第六场效应管M24、第七场效应管M22、第八场效应管M4以及第五电容C12；以图4左边的差分子结构为例，在一个差分子结构中，第三场效应管M19的源极、第五场效应管M25的源极以及第八场效应管M3的源极相互连接并作为第一连接端，第一连接端可以连接至电源VDD；第三场效应管M19的栅极、第八场效应管M3的栅极、第六场效应管M23的漏极以及第五场效应管M25的漏极可以与第五电容C11的一端连接，第五电容C11的另一端、第三场效应管M19的漏极与第四场效应管M17的漏极连接；第六场效应管M23的源极、第七场效应管M21的栅极、第七场效应管M21的漏极可以与第八场效应管M3的漏极相互连接；第六场效应管M23的源极、第七场效应管M21的漏极可以与第八场效应管M3的漏极并作为第三连接端，第七场效应管M21的栅极作为第四连接端；第五场效应管M25的栅极作为第二连接端V_CMFB；第四场效应管M17的源极以及第七场效应管M21的源极接地。

两个差分子电路通过第一连接端、第三连接端以及第四连接端V_b1相互连接；共模反馈电路通过第二连接端以及第四连接端可以与跨导放大电路连接；选择子模块串联连接于两个第三连接端之间；任意一个差分子电路中的第三场效应管M19的漏极作为有源跨导器的正相输出端OUT+且第六场效应管M23的栅极作为正相输入端P1N5，另一个差分子电路中的第三场效应管M20的漏极作为有源跨导器的负相输出端OUT-且第六场效应管M24的栅极作为负相输入端P5N1。一个差分子电路的第四场效应管M17的栅极可以作为一个连接点V_b2连接外部电路，另一个差分子电路的第四场效应管M18的栅极也可以作为另一个连接点V_b2连接外部电路。 V_b2是为第四场效应管M17及第四场效应管M18的栅极提供偏置的偏置电压，外部电路柯加对应的偏置电路。

在另一些实施例中，以图4的跨导放大器电路为全差分对称结构，将输入电压转换为输出电流，以Gm1中左半边电路为例，输入跨导放大器的信号是射频信号与时钟信号由MOS开关对下变频后的基带信号P1N5和P5N1，该信号差分输入正端为1.2V，负端为600mV，由NMOS管M23的栅极输入，由NMOS管M19和NMOS管M17的共漏极输出。NMOS管M21和NMOS管M22为电流镜，NMOS管M25和NMOS管M26为电流镜，当上述四个MOS管的漏电流相等时，当输入信号产生波动时，由于NMOS管M23，NMOS管M24的电流固定，流经NMOS管M19的电流即为输出电流，其为流经电路电阻上电流的2倍。NMOS管M19和电容C11主要起到米勒补偿的作用，通过减小反馈电容的等效值，降低放大器的极点，并且改变了极点和零点的频率位置，从而提高了放大器的稳定性，同时，增加了跨导放大器的带宽，使其在更高的频率范围内保持较好的增益和相位特性。

跨导放大器的主体电路使用了跨导恒定技术，使得电路跨导仅仅与电阻有关，而与输入管跨导无关。电流流经M23以及NMOS管M19，但并不流经NMOS管M25，此时NMOS管M25可以用作共模反馈，NMOS管M17上流经电流为120uA，NMOS管M21上流经电流为80uA。当VIN为0时，Gm表达式中分母趋近于0，故此时Gm值趋向无穷大。与电阻R7、R8、R9分别相连的三个开关K1、K2、K3主要起到灵活调节并联至电路的电阻个数进而起到调节电路总电阻值的作用，根据并入的电阻值的不同，从而可以灵活调节跨导放大器跨导值。开关的高、低电平分别为1.8V和0V，当开关给定1.8V代表并联进NMOS管M3的漏极一个电阻，则所述跨导放大器电路总电阻变小，跨导变大，R7=R8=R9=3.5k。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，参照图5，共模反馈电路可以包括第九场效应管M9、第十场效应管M10、第十一场效应管M11、第十二场效应管M12、第十三场效应管M13、第十四场效应管M14、第十五场效应管M15以及第十六场效应管M16。

其中，第九场效应管M9的源极可以与第十场效应管M10的源极连接，第九场效应管M9的栅极、第十场效应管M10的栅极可以与第四连接端V_b1连接，第十一场效应管M11以及第十二场效应管M12的源极可以与第九场效应管M9的漏极连接，第十三场效应管M13的源极以及第十四场效应管M14的源极可以与第十场效应管M10的漏极连接，第十一场效应管M11的栅极可以与正相输出端OUT+连接，第十四场效应管M14的栅极可以与负相输出端OUT-连接，第十二场效应管M12的栅极可以与第十三场效应管M13的栅极连接，第十一场效应管M11的漏极、第十二场效应管M12的漏极、第十三场效应管M13的漏极、第十四场效应管M14的漏极、第十五场效应管M15的漏极、第十五场效应管M15的栅极、第十六场效应管M16的漏极、第十六场效应管M16的栅极可以与第二连接端V_CMFB连接，第十五场效应管M15的源极可以与第十六场效应管M16的源极连接。

在另一些实施例中，参照图5，共模反馈电路中跨导放大器的输出端负端OUT-电压上升时，M14的栅压上升，M14的电流上升，M10作为电流镜其电流恒定，M13和M14栅极电压Vb1不变，故M13电流减小，M9中电流减小，M14的漏端电压下降，即M16的栅极电压VCMFB电压下降；而VCMFB与主体电路中M25的栅极相连，故M25漏端电压上升，输出电压OUT-下降，形成负反馈，使得输出电压的dc值与共模电压值相等。所述结构通过测量输出信号的共模成分与输入信号的共模成分之间的差异，并将其反馈到放大器的输入端，以抵消共模干扰，提高跨导放大器的抗干扰能力，同时，通过抑制共模信号的放大，减小放大器的非线性失真，提高放大器的线性度，提高跨导放大器的动态范围、减小交叉调制失真。

进一步地，在本申请一些可行的实施例中，参照图4，选择子模块可以包括三个结构相同且相互并联的选择子电路；其中每个选择子电路可以包括电阻可以与开关；电阻可以与开关相互串联连接。在图4中，三个选择子电路分别为相互串联的电阻R7以及开关K1、相互串联的电阻R8以及开关K2以及相互串联的电阻R9以及开关K3。

参照图6，本实施例在每路gm-C二阶低通滤波器电路后都放置入一个基带负阻结构，该结构由两个PMOS管组成，一个是输入晶体管，一个是输出晶体管，该交叉耦合对的本质是一个共振电路，其频率响应特性可以产生负阻。当输入信号为正弦波时，输入PMOS管的栅极和输出PMOS管的反向栅极是互耦的，因此会形成一个谐振回路，回路的谐振频率由交叉耦合等效电容和各晶体管的内部等效电感决定。在谐振频率附近，电路能够提供一个负极电阻，从而产生负阻效应。

其中滤波器等效电路在考虑了MOS管输出电阻情况下的输入阻抗表达式为

（4）

其中s为复频域变量，C_gs1和C_gs2分别为两个MOS管的栅-源寄生电容，g_o1和g_o2分别为两个MOS管的输出导纳，g_m1和g_m2分别为两个MOS管的跨导值。从表达式（4）中可以看出，输入阻抗主要由寄生电容C_gs1，MOS管输出电阻以及强烈依赖于MOS管输出电阻的其他项组成，即滤波器的品质因数也强烈依赖于MOS管的输出电阻，当滤波器后端连接基带负阻结构后，在谐振频率附近时该结构能够提供一个负极电阻，从而抵消一部分MOS管输出电阻与寄生电阻值，减小信号的失真和波形畸变。当信号源驱动一个较小的输入阻抗时，可以减少信号源内部电阻和滤波器输入阻抗之间的干扰，提供更准确的信号传输和更优的信号质量。

在谐振频率处，交叉耦合对的输入阻抗为零，而输出阻抗则为一个负阻值，负阻值计算公式由公式（5）计算得出。当输入信号的频率偏离谐振频率时，负阻效应逐渐减弱，直到电路变为一个正常的放大器。与PMOS 管交叉耦合对相连的是基带尾电流源，主要用来提供恒定的直流偏置电流，以去除输入信号中的直流成分，并将信号移除到工作电压的中间点，加入基带负阻结构和基带尾电流源结构可以通过抑制输入电路中的阻抗变化和干扰，减少噪声的影响，提高接收机对弱信号的敏感度。其次，它们可以通过降低输入电路的等效电容和电感，减少信号处理中的频率衰减，从而扩展对高频信号的响应范围，即可以提高接收机的带宽。二者共同作用起到拓展带宽、提升线性度和优化噪声性能的作用。公式为：

（5）

其中，f_c是电路的谐振频率，Cc 是交叉耦合电容，g 是输出PMOS管的跨导。

此外，参照图7以及图8，本申请还提供一种射频接收机。该射频接收机可以包括信号接收放大模块，信号接收放大模块可以包括低噪放大器104以及输入阻抗匹配电路105，下变频混频器电路101、上变频混频器电路103以及如前面实施例所述的有源八通道滤波器102，其中下变频混频器电路可以包括八相不交叠时钟信号产生电路以及其中一个无源混频器电路，上变频混频器电路可以包括八相不交叠时钟信号产生电路以及另一个无源混频器电路，八相不交叠时钟信号产生电路的结构可以参照图8。

具体地，射频接收机的工作原理为：由天线接收到的射频信号首先进入输入阻抗匹配网络，产生差分信号Vin+与Vin-。inductor-less低噪放大器对差分信号Vin+与Vin-进行低噪放大后输出为RF+与RF-信号，由NMOS开关对构成的无源混频器电路对RF+与RF-信号进行下变频处理，八相不交叠时钟信号产生电路产生八路相位不交叠且依次增大45°的方波为两个无源混频器电路的栅极提供本振输入信号LO0°_12.5%、LO45°_12.5%、...LO315°_12.5%，每个本振信号的相位差为45°，中心频率可调谐的有源八通道滤波器电路则将经过下变频处理后的基带信号进行滤波，滤波后的信号OUT+和OUT-则再次输入至由NMOS开关对构成的无源混频器电路中进行上变频处理，最后在输出端输出原频率差分信号Vout+与Vout-。

其中，低噪放大器采用全差分架构，为两级放大电路结构，第一级使用了电流再生技术，其可以高效率地利用跨导放大信号，第二级使用了Inductor-less技术，实现片上有源电感功能，使得接收机的增益和噪声性能得以优化。

其中，无源混频器由分别放置于有源八通道滤波器左侧和右侧的八对NMOS开关对构成，有源八通道滤波器左侧的八对NMOS开关对源极与来自低噪放大器射频放大后的RF差分信号相连，栅极分别与八相不交叠时钟信号产生电路输出的八路相位不交叠时钟信号相连，完成下变频的功能；有源八通道滤波器右侧的八对NMOS开关对源极与来自有源八通道滤波器带通滤波后的基带信号相连，栅极分别与八相不交叠时钟信号产生电路输出的八路相位不交叠时钟信号相连，完成上变频的功能。

其中，有源八通道滤波器在射频接收机中起到带通滤波的作用，能够在目标频率范围之外对带外信号进行抑制，去除不需要的频率分量，提高系统的抗干扰性能。所述有源八通道滤波器的基本组成单元为八个gm-C二阶低通滤波器，而单个gm-C二阶低通滤波器则由四个使用了跨导恒定技术的有源跨导器组成，所述有源跨导器可以提供较高的动态范围，这对于处理高动态范围的信号非常重要，可以有效地处理较大幅度的输入信号，而不会失真或饱和。

其中，所述八相不交叠时钟信号产生电路通过生成八路相位不重叠且依次相差45°的时钟信号，用于驱动用来下变频和上变频的NMOS开关对，为有源八通道滤波器的开关操作提供精确的时序控制。通过调整N相不交叠时钟信号产生电路的频率，可以实现有源八通道滤波器的滤波频率的可调性。通过改变所述八相不交叠时钟信号产生电路的初始频率，进而可以改变有源八通道滤波器的中心频率，从而实现对不同频率范围的信号进行滤波和处理。这种可调性使得射频接收机在应对不同频率信号的需求时更加灵活。

其中，从天线接收到的射频信号在进入低噪放大器内部电路之前，首先经由一个匹配电容和匹配电感进行输入阻抗匹配，然后再经过片外巴伦将单端信号转换为差分信号，再经过键合线后输入到低噪放大器内部电路。

其中，构成gm-C二阶低通滤波器的基本跨导放大器单元中置入三个与电阻串联的数字开关，可通过改变开关组合方式从而改变跨导放大器的跨导值。

其中，在每路有源八通道滤波器后置入基带负阻结构，可以消除源上阻抗中的二次项，通过抑制输入电路中的阻抗变化和干扰，减少噪声的影响，提高接收机对弱信号的敏感度。

其中，所述八相不交叠时钟信号产生电路主要由两个由上升沿触发的D触发器构成二分频电路，通过二分频电路后，产生四路相位依次相差90°且占空比为50%的正交波形。与上述四路正交波形对应的4 Phase Pulsers电路主要由8个相同的D触发器组成，此处D触发器与组成二分频的D触发器完全一致。

与现有技术相比，本申请具有以下有益效果：本申请基于多通道滤波技术，包括输入阻抗匹配电路、全差分具有两级放大的inductor-less低噪放大器电路、NMOS开关对构成的无源混频器电路、中心频率可调谐的有源八通道滤波器电路、八相不交叠时钟信号产生电路，其中有源八通道滤波器电路的基本组成单元是八个Biquad单元，即gm-C二阶低通滤波器电路，而单个gm-C二阶低通滤波器电路是由四个带有电阻串联型数字控制开关的跨导放大器电路连接而成。总体实现了一种带外高阻塞抑制率、高线性度以及集成度高的射频接收机方案，能够提高射频接收机的性能、灵活性和抗干扰能力。

由天线接收到的射频信号首先进入输入阻抗匹配网络，产生差分信号Vin+与Vin-，inductor-less低噪放大器对差分信号Vin+与Vin-进行低噪放大后输出为RF+与RF-信号，由NMOS开关对构成的无源混频器电路对RF+与RF-信号进行下变频处理，八相不交叠时钟信号产生电路产生八路相位不交叠且依次增大45°的方波为无源混频器电路的栅极提供本振输入信号LO0°_12.5%、LO45°_12.5%、...LO315°_12.5%，中心频率可调谐的有源八通道滤波器电路则将经过下变频处理后的基带信号进行滤波，滤波后的信号OUT+和OUT-则再次输入至由NMOS开关对构成的无源混频器电路中进行上变频处理，最后在输出端输出原频率差分信号Vout+与Vout-。低噪放大器使用了自偏置网络，调节放大器的输出电压，电流再生技术可以与负反馈技术结合使用，进一步提高低噪放大器的性能。负反馈网络用以控制放大器的增益，并降低非线性失真和噪声，提高整体的放大效率和信号质量，实现低噪放大器的高增益以及低噪声和稳定的放大功能；有源八通道滤波器由八个gm-C二阶低通滤波器连接组成，通过选择跨导放大器的电阻数字控制位来调整跨导放大器的跨导值gm从而实现控制滤波器的截止频率和频率响应。因此，本发明可以实现更精确的频率选择，具有较好的抗干扰能力以及更宽的动态范围和信号接收质量，在有源八通道滤波器应用于SAW-less射频接收机的同时，有源八通道滤波器每路滤波路径后引入了基带负阻结构，使其进一步抑制了由寄生效应导致的恶化效应，优化了在射频接收机中采用有源八通道滤波器的线性度和噪声系数。同时，基于有源八通道滤波器的射频接收机可以通过调整滤波器的参数和频率响应来适应不同的应用需求。这种灵活性使得本发明可以应对多种通信标准和频段，提高系统的适应性和可扩展性。

本实施例中的工作频段，是指射频接收机在射频信号仿真处理的各项性能参数较为稳定的有效工作范围。本发明涉及的射频接收机最优工作频段确定为1.8GHz-2.4GHz，使用tsmcN65工艺库，实现34.2-36.2dBm的带外IIP3（∆f=80MHz），实现17-19.2dB的增益，实现90-120MHz的带宽可调范围，实现4.3-5.6dB的噪声系数。

进一步地，参照图7，本申请的输入阻抗匹配电路可以由L型匹配网络组成，其中匹配电容C1的电容值为800fF，匹配电感的电感值为4.3nH。经过输入阻抗匹配后的射频信号进入片外巴伦由单端信号转为差分信号，再经过隔离电容C2和C3以及键合线L2和L3后转换为Vin+和Vin-进入低噪放大器中进行低噪放大。

进一步地，参照图9，低噪放大器采用全差分两级级联放大结构，以左半边为例，第一级的放大器由NMOS管M1和PMOS管M3组成，利用了电流再生技术，即所使用的M1和M3给定1/2W/L，在电流减小一半的情况下获得与一个W/L的NMOS管同样的跨导，其可以高效率地利用跨导放大信号，电阻R1连接在M3的栅极和漏极，和M3组成了自偏置网络，调节第一级放大器的输出电压。第一级的输出连接至第二级共源级NMOS管M5的栅极，第二级的放大器采用有源电感结构，将MOS管的栅极和源极形成的电容Cs转换成电感。以左半边为例，该结构由NMOS管M7、电容C4以及电阻R5组成，C4的作用是控制该结构所产生的等效电感值和品质因数。

进一步地，参照图8，八相不交叠时钟信号产生电路由十个上升沿触发的D触发器构成，初始时钟信号LO1和LO2为一对差分方波信号，当接收机的工作频率为2GHz时，初始时钟信号LO1和LO2频率设置为8GHz，Diff1和Diff2构成二分频电路，LO1和LO2分别与Diff1和Diff2的CLK端相连，Diff1的输出正端LO_I+与Diff2的输入D端相连，Diff2的输出负端LO_Q-与Diff1的输入D端相连。所述二分频电路共产生四路相位依次相差90°且占空比为50%的正交波形。上述四路正交波形分别输入到由8个D触发器组成的4 Phase Pulsers电路，并输出8路相位依次相差45°且占空比为50%的波形，需要特别注意的是，此处D触发器与组成二分频电路的D触发器完全一致。4 Phase Pulsers电路输出的8路相位依次相差45°且占空比为50%的波形则按照一定次序两两通过与门电路，最终输出8路相位依次相差45°且占空比为12.5%的时钟控制信号LO0°_12.5%、……、LO315°_12.5%。时钟控制信号为高电平时，其接入的NMOS开关对将处于线性区，使源端信号能传输到漏端，当时钟控制信号为低电平时，其接入的NMOS开关对将处于截止区，信号无法导通传输。

需要注意的是，构成八相不交叠时钟信号产生电路的基本单元Diff的内部电路结构使用了数字逻辑门来实现，其内部结构由一个负相器和四个与非门组成。当D触发器接收到时钟信号时，如果时钟信号为高电平，则将D输入端的数值传递到Q输出端，否则将上一个时钟周期的状态维持不变。当时钟信号下降沿到来时，将Q输出端的值存储在内部状态中，以供下一次操作使用，这样就完成了数据的存储和隔离，实现了D触发器的功能。该结构避免了在射频时钟电路中频率越高导致MOS管的寄生效应进一步恶化的问题，使得电路的稳定性和可靠性进一步提高。

进一步地，参照图10，图10为本发明中一种具体实施例的由有源八通道滤波器滤波后的Vout+输出瞬态波形图。在输入的正弦波的一个周期内，八对NMOS开关对分别对其进行一个周期内进行八段采样。再经每一路gm-C二阶低通滤波器进行滤波后，随后通过八对NMOS开关对再次上变频变换回原始的射频频率。最后，有源八通道滤波器的输出被相加在一起，形成了最终的带通滤波信号Vout+。这样做的目的是将八个路径通道中的滤波后的信号合并，得到一个包含了所需频率范围内的信号成分的输出信号。整个过程的设计和实现使得信号可以在不同的频率域进行选择性处理，减少交叉调制失真、非线性失真等问题，提高电路的线性动态范围。

进一步地，参照图11，图11为本发明中一种具体实施例的在工作频率为1.8G-2.4GHz时接收机的输入匹配S11图。从S11图中可以看出在工作频率1.8G-2.4GHz时射频接收机的输入阻抗匹配系数S11均小于-15dB，说明其在整个工作频率范围内匹配良好。

进一步地，参照图12，图12为本发明中一种具体实施例的在输入信号为2GHz时带外IP3（∆f=80MHz）仿真结果图。可以看出2GHz时带外IP3（∆f=80MHz）的值为33.47dBm。IP3为衡量射频接收机线性度的重要参数指标，IP3值相对越大，说明接收机线性度和抗干扰能力越强，相较于同类接收机设计普遍的20-30dBm的IP3值，本发明证明在线性度方面有着较为突出和优越的性能。

在本说明书的上述描述中，参考术语“一个实施方式/实施例”、“另一实施方式/实施例”或“某些实施方式/实施例”等的描述意指结合实施方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施方式或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本申请的实施方式，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本申请的原理和宗旨的情况下可以对这些实施方式进行多种变化、修改、替换和变型，本申请的范围由权利要求及其等同物限定。

以上是对本申请的较佳实施进行了具体说明，但本申请并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本申请精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (10)

1.一种有源八通道滤波器，其特征在于，设置于射频接收机的下变频混频器电路以及上变频混频器电路之间，所述有源八通道滤波器包括：

8个二阶低通滤波器以及8个基带负阻结构，其中每个所述二阶低通滤波器的输入端与所述下变频混频器电路的输出端连接；每个所述二阶低通滤波器的输出端与每个所述基带负阻结构的输入端一一对应；

所述基带负阻结构用于在所述射频接收机工作在谐振频率时，等效为负极电阻并抵消所述二阶低通滤波器的MOS管的输出电阻与寄生电阻值，或者所述基带负阻结构用于在输入信号源的输入阻抗小于所述基带负阻结构的阻抗时，减少所述输入信号源的内部电阻和所述二阶低通滤波器的输入阻抗之间的干扰。

2.根据权利要求1所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，每个所述二阶低通滤波器均包括正相输出端以及负相输出端，每个所述基带负阻结构包括第一输入端以及第二输入端，所述每个所述二阶低通滤波器的输出端与每个所述基带负阻结构的输入端一一对应，包括：

对于任意两个所述二阶低通滤波器，所述基带负阻结构的第一输入端与其中一个所述二阶低通滤波器的正相输入端连接，所述基带负阻结构的第二输入端与另一个所述二阶低通滤波器的正相输入端连接；

或者，对于任意两个所述二阶低通滤波器，所述基带负阻结构的第一输入端与其中一个所述二阶低通滤波器的负相输入端连接，所述基带负阻结构的第二输入端与另一个所述二阶低通滤波器的负相输入端连接。

3.根据权利要求2所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述基带负阻结构包括第一场效应管、第二场效应管以及电源；

所述第一场效应管的栅极与所述第二场效应管的漏极连接，所述第一场效应管的栅极作为所述基带负阻结构的第一输入端，所述第一场效应管的源极、所述第二场效应管的源极与所述电源连接，所述第一场效应管的漏极与所述第二场效应管的栅极连接。

4.根据权利要求1所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述二阶低通滤波器包括第一有源跨导器、第二有源跨导器、第三有源跨导器、第四有源跨导器，第一电容、第二电容、第三电容以及第四电容；

所述第一有源跨导器的正相输出端与所述第二有源跨导器的正相输入端连接，所述第一有源跨导器的负相输出端与所述第二有源跨导器的负相输入端连接；所述第二有源跨导器的正相输出端与所述第三有源跨导器的正相输入端连接，所述第二有源跨导器的负相输出端与所述第三有源跨导器的负相输入端连接；所述第四有源跨导器的正相输入端、所述第三电容的一端与所述第三有源跨导器的负相输出端连接，所述第四有源跨导器的负相输入端、所述第四电容的一端与所述第三有源跨导器的正相输出端连接；所述第一有源跨导器的负相输出端与所述第四有源跨导器的负相输出端连接，所述第一有源跨导器的正相输出端与所述第四有源跨导器的正相输出端连接；所述第三有源跨导器的输出端连接作为所述二阶低通滤波器的输出端；所述第一电容的一端与所述第三有源跨导器的负相输入端连接，所述第二电容的一端与所述第三有源跨导器的正相输入端连接；所述第一电容的另一端、所述第二电容的另一端、所述第三电容的另一端以及所述第四电容的另一端均接地。

5.根据权利要求4所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述第三电容与所述第四电容的容值相同、所述第一电容与所述第二电容的容值相同，所述第三电容的容值为所述第一电容的两倍。

6.根据权利要求5所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容、所述第三电容以及所述第四电容均为mincap-sin电容。

7.根据权利要求4所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述第一有源跨导器、所述第二有源跨导器、所述第三有源跨导器、所述第四有源跨导器结构相同，任意一个有源跨导器包括：共模反馈电路以及跨导放大电路；

所述跨导放大电路包括两个差分子电路以及选择子模块，其中，所述两个差分子电路结构相同；

所述差分子电路包括第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管以及第五电容；所述第三场效应管的源极、所述第五场效应管的源极以及所述第八场效应管的源极相互连接并作为第一连接端；所述第三场效应管的栅极、所述第八场效应管的栅极、所述第六场效应管的漏极以及所述第五场效应管的漏极与所述第五电容的一端连接，所述第五电容的另一端、所述第三场效应管的漏极与所述第四场效应管的漏极连接；所述第六场效应管的源极、所述第七场效应管的栅极、所述第七场效应管的漏极与所述第八场效应管的漏极相互连接；所述第六场效应管的源极、所述第七场效应管的漏极与所述第八场效应管的漏极相互连接并作为第三连接端，所述第七场效应管的栅极作为第四连接端；所述第五场效应管的栅极作为第二连接端；所述第四场效应管的源极以及所述第七场效应管的源极接地；所述两个差分子电路通过所述第一连接端、所述第三连接端以及所述第四连接端相互连接；所述共模反馈电路通过所述第二连接端以及所述第四连接端与所述跨导放大电路连接；所述选择子模块串联连接于两个所述第三连接端之间；在任意一个有源跨导器中，一个所述差分子电路中的所述第三场效应管的漏极作为有源跨导器的正相输出端且所述第六场效应管的栅极作为有源跨导器的正相输入端，另一个所述差分子电路中的所述第三场效应管的漏极作为有源跨导器的负相输出端且所述第六场效应管的栅极作为有源跨导器的负相输入端。

8.根据权利要求7所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述共模反馈电路包括第九场效应管、第十场效应管、第十一场效应管、第十二场效应管、第十三场效应管、第十四场效应管、第十五场效应管以及第十六场效应管；

其中，所述第九场效应管的源极与所述第十场效应管的源极连接，所述第九场效应管的栅极、所述第十场效应管的栅极与所述第四连接端连接，所述第十一场效应管的源极、所述第十二场效应管的源极与所述第九场效应管的漏极连接，所述第十三场效应管的源极、所述第十四场效应管的源极与所述第十场效应管的漏极连接，所述第十一场效应管的栅极与所述正相输出端连接，所述第十四场效应管的栅极与所述负相输出端连接，所述第十二场效应管的栅极与所述第十三场效应管的栅极连接，所述第十一场效应管的漏极、所述第十二场效应管的漏极、所述第十三场效应管的漏极、所述第十四场效应管的漏极、所述第十五场效应管的漏极、所述第十五场效应管的栅极、所述第十六场效应管的漏极、所述第十六场效应管的栅极与所述第二连接端连接，所述第十五场效应管的源极与所述第十六场效应管的源极连接。

9.根据权利要求7所述一种有源八通道滤波器，其特征在于，所述选择子模块包括三个结构相同且相互并联的选择子电路；其中每个所述选择子电路包括电阻与开关；所述电阻与所述开关相互串联连接。

10.一种射频接收机，其特征在于，包括信号接收放大模块，下变频混频器电路、上变频混频器电路以及如权利要求1-9任一项所述的有源八通道滤波器。