CN117977974A - 谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备。该电流控制方法包括：获取电流信号与电压控制信号；控制逆变电路为第一状态，第一状态为第一开关管导通，第二开关管关断；并在第一状态时，对获取到的电压控制信号进行斜坡补偿处理，将电流信号与斜坡补偿处理后的电压控制信号进行比较；响应于电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，控制逆变电路切换为第二状态，并获取第一状态的持续时长，控制逆变电路保持第二状态持续时长后切换回第一状态；其中，第二状态为第一开关管关断，第二开关管导通。上述电流控制策略是在输出的电压发生变化之前进行控制，提高了谐振变化器电流控制瞬时响应速率，使得输出的电压更加稳定。

Description

谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备

技术领域

本申请涉及谐振电路的控制技术领域，特别是涉及一种谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备。

背景技术

谐振变换器是一种高效的电力转换技术，它通过谐振现象实现软开关，从而能在高频运行的同时减小开关损耗。其高效率和适应性强的特点，在高频功率变换领域得到了广泛的应用。例如，在电源供应器、可再生能源系统和电动汽车充电器等设备中都存在谐振变换器。

然而，现有的谐振变换器的电流控制，是在输出的电压发生变化后，进行反馈调节，该方式的电流控制存在明显滞后，瞬时响应慢。

发明内容

本申请主要解决的技术问题是提供一种谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备，以提高谐振变换器的瞬时响应速度，保证谐振变换器电流输出的稳定。

为解决上述技术问题，本申请采用的第一个技术方案是提供一种谐振变换器的电流控制方法，应用于谐振变换器，所述谐振变换器包括依次耦接的功率因数校正电路、逆变电路、谐振电路、变压电路及母线电容，所述逆变电路包括第一开关管与第二开关管，所述电流控制方法包括：获取所述谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据所述积分电压计算关于所述谐振电流的电流信号；获取母线电容的母线输出电压，根据所述母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号；响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制所述逆变电路为第一状态，所述第一状态为所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；并在所述第一状态时，对获取到的所述电压控制信号进行斜坡补偿处理，将所述电流信号与斜坡补偿处理后的所述电压控制信号进行比较；响应于所述电流信号大于斜坡补偿处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为第二状态，并获取所述第一状态的持续时长，控制所述逆变电路保持所述第二状态所述持续时长后切换回所述第一状态；其中，所述第二状态为所述第一开关管关断，所述第二开关管导通。

在一种可能的实施方式中，所述电流控制方法还包括：响应于所述计数器递增计数至完整预设周期值时，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，且所述电流信号不大于斜坡处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为所述第二状态。

在一种可能的实施方式中，所述谐振电路包括第一谐振电容与第二谐振电容，所述计算关于所述谐振电流的电流信号的步骤，具体包括：分别获取所述谐振电流在所述第一谐振电容上的第一积分电压，所述第二谐振电容上的第二积分电压；所述电流信号的计算公式为：Ireso = Kc *（Vcr1 - Vcr2）/ 2；其中，Ireso为所述电流信号，Vcr1为所述第一积分电压，Vcr2为所述第二积分电压，Kc为电压折算为谐振腔电流的比例信号。

在一种可能的实施方式中，通过比较器对所述电流信号与斜坡补偿处理后的所述电压控制信号进行比较；所述获取所述第一积分电压与所述第二积分电压的步骤后，还包括：分别对所述第一积分电压与所述第二积分电压进行比例滤波校正处理；所述计算电流信号的步骤，还包括：

对所述电流信号进行隔离运放处理，所述处理公式为：Vcr=Kf*Ireso；其中，所述Vcr为比例缩放处理后的所述电流信号，Kf为比例缩放系数。

在一种可能的实施方式中，谐振变换器通过比例积分控制器进行稳压控制；计算所述电压控制信号的步骤，具体包括：获取母线电容的母线输出电压，计算所述电压控制信号的公式为：Vo_sample = Kv * Vo；Vpi=kp*（Vref-Vo_sample）+ki*Ts*1/（z-1）*（Vref-Vo_sample）；其中，Kv为比例缩放系数，Vo为母线输出电压，Vpi为电压控制信号，Vref为预设参考电压，kp为比例积分控制器的比例控制系数，ki为比例积分控制器的积分控制系数，Ts为比例积分控制器的调节周期值，z为离散数学变量。

在一种可能的实施方式中，根据所述谐振变换器上负载的功率需求设定所述第一开关管与所述第二开关管导通与关断切换的周期阈值，所述响应于所述电流信号大于斜坡补偿处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为第二状态的步骤，还包括：判断所述预设周期值的一半与所述第一开关管导通时长之和是否大于所述周期阈值；若所述预设周期值的一半与所述第一开关管导通时长之和大于所述周期阈值，则控制所述逆变电路切换为所述第二状态。

在一种可能的实施方式中，若所述预设周期值的一半与所述第一开关管导通时长之和不大于所述周期阈值，则保持所述逆变电路为所述第一状态；响应于计数器递增计数至预设周期值结束，控制所述逆变电路切换为所述第二状态。

在一种可能的实施方式中，所述谐振变换器上负载功率需求越大，设定所述周期阈值越大；在所述谐振变换器处于空载状态时，设定所述第一开关管与所述第二开关管导通与关断切换的周期阈值最小。

为解决上述技术问题，本申请采用的第二个技术方案是提供一种谐振变换器的电流控制装置，应用于谐振变换器，所述电流控制装置通过上述的电流控制方法控制所述谐振变换器的电流，所述电流控制装置包括：第一获取模块，所述第一获取模块用于获取所述谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据所述积分电压计算关于所述谐振电流的电流信号；第二获取模块，所述第二获取模块用于获取母线电容的母线输出电压，根据所述母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号；控制模块，所述控制模块响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制所述逆变电路为第一状态，所述第一状态为所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；并在所述第一状态时，对获取到的所述电压控制信号进行斜坡补偿处理，将所述电流信号与斜坡补偿处理后的所述电压控制信号进行比较；响应于所述电流信号大于斜坡补偿处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为第二状态，并获取所述第一状态的持续时长，控制所述逆变电路保持所述第二状态所述持续时长后切换回所述第一状态；其中，所述第二状态为所述第一开关管关断，所述第二开关管导通。

为解决上述技术问题，本申请采用的第三个技术方案是提供一种电子设备，该电子设备包括谐振变换器与谐振变换器的电流控制装置，所述谐振变换器的电流控制装置为上述的谐振变换器的电流控制装置。

本申请的有益效果是：区别于现有技术，本申请提供一种谐振变换器的电流控制方法，该电流控制方法包括：获取谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据积分电压计算关于谐振电流的电流信号；获取母线电容的母线输出电压，根据母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号；响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制逆变电路为第一状态，第一状态为第一开关管导通，第二开关管关断；并在第一状态时，对获取到的电压控制信号进行斜坡补偿处理，将电流信号与斜坡补偿处理后的电压控制信号进行比较；响应于电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，控制逆变电路切换为第二状态，并获取第一状态的持续时长，控制逆变电路保持第二状态持续时长后切换回第一状态；其中，第二状态为第一开关管关断，第二开关管导通。该电流控制方法根据谐振电路的谐振腔的电流信号的变化控制开关管的导通关断，电流控制策略是在输出的电压发生变化之前进行控制，提高了谐振变化器电流控制瞬时响应速率，使得输出的电压更加稳定。另一方面，该电流控制通过电流信号的正弦变化周而复始触发脉冲信号控制开关元件的导通和关断，其动态响应特性为具有近似一阶的线性变化特点，使得其控制带宽更大，能更快地对负载变化或其他扰动做出反应，输出值更接近理想状态，降低高频纹波。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本申请谐振变换器一实施例的结构框图；

图2是图1谐振变换器部分电路结构示意图；

图3是本申请谐振变换器的电流控制方法一实施例的流程示意图；

图4是图3中S11一实施方式的流程示意图；

图5是图3电流控制方法获取到的电流信号的波形图；

图6是图3电流控制方法获取到的电压控制信号的波形图；

图7是图3中S14一实施方式的流程示意图；

图8是谐振变换器有载或重载时通过图3至图8电流控制方法进行开关管控制的时序图；

图9是谐振变换器空载或轻载时通过图3至图8电流控制方法进行开关管控制的时序图；

图10是本申请谐振变换器的电流控制装置一实施例的结构框图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，均属于本申请保护的范围。

在本申请实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上文清楚地表示其他含义，“多种”一般包含至少两种，但是不排除包含至少一种的情况。

应当理解，本文中使用的术语“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

应当理解，本文中使用的术语“包括”、“包含”或者其他任何变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

现有的谐振变换器，在输出的电压发生变化时进行反馈调节，电流控制存在明显滞后，瞬时响应慢。

基于上述问题，本申请提出了一种谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备，以根据谐振电路谐振腔内谐振电流信号的变化来进行电流控制，避免在输出的电压发生变化后进行反馈调节，能有效解决上述问题。

下面结合附图和实施例对本申请提供的一种谐振变换器的电流控制方法、装置及电子设备进行详细描述。

本申请提供了一种谐振变换器的电流控制方法，该方法应用于谐振变换器，用于控制谐振变换器的电流输出稳定。请参阅图1与图2，至图3，图1是本申请谐振变换器一实施例的结构框图，图2是图1谐振变换器部分电路结构示意图。

谐振变换器100具体包括依次耦接的电源输入、功率因数校正电路10、逆变电路20、谐振电路30、变压电路40、整流电路50、母线电容60以及负载。

其中，电源输入为市网工频电源输入，电源输出交流电信号，交流电信号经过功率因数校正电路10整流后，输出直流电信号，此时的直流电信号中会伴随着5％以内的工频纹波；功率因数校正电路10与后级电路逆变电路20连接，从而将直流电信号逆变成方波交流电信号；逆变电路20后是谐振电路30，谐振电路30将方波交流电信号转成正弦电信号；后经过变压电路40降至某一合适值，进而调整正弦电信号，随后经过整流电路50变成馒头波，即整流电路50将调整后的正弦电信号整流为脉动电信号，最后母线电容106将脉动电信号转换为直流电信号供给负载供电。

功率因数校正电路10是将工频交流电转化为直流电的装置，变换过程中可以提高功率因数，降低谐波含量，减小电网的电压畸变、损耗等。功率因数校正电路10具体可分为有源功率因数校正和无源功率因数校正，可根据具体的使用状况进行选择，在此不做过多的限定。功率因数校正电路10能使电流追踪电压，将不稳定的电流通过功率因数校正电路10校正为正弦，让电流与电压同相位。将功率因数校正电路10设置在电源与逆变电路20之间，降低谐波含量，进一步的提高了输出电压的稳定性。

逆变电路20包括开关器件（未标示）。逆变电路20一端接有功率因数校正电路10输出的电流，逆变电路20另一端耦接谐振电路30的输入端（未标示），谐振电路30输出端的后置电路包括母线电容60，母线电容60用于给负载供电。具体地，逆变电路20接直流电输入，用于将直流电转换方波交流电后输出，逆变电路20包括两个开关器件，分别为第一开关管T1与第二开关管T2，通过控制第一开关管T1与第二开关管T2的交替导通和关断，给谐振电路30提供高频方波交流电输入。谐振电路30用于对方波交流电进行谐振调压，输出近似正弦的电信号。其中，逆变电路20包括两个开关器件，当逆变电路20开关器件的开关频率与谐振电路30的谐振频率保持一致时，还能实现开关器件的软开关，避免开关损耗。在本实施例中，逆变电路20具体为半桥逆变电路20。在一些其他实施例中，逆变电路20也能为全桥逆变电路20，通过设置四个开关器件，控制四个开关器件交替导通关断，给谐振电路30提供方波交流电。进一步地，本实施方式中，第一开关管T1与第二开关管T2均为薄膜晶体管，具体可以为N沟道晶体管、P沟道晶体管等，不作具体限定。第一开关管T1第一端连接电流正极输入，第一开关管T1第二端连接第二开关管T2第一端，第二开关管T2第二端连接电流负极输入。第一开关管T1的第三端与第二开关管T2的第三端均连接控制信号输入，通过控制信号控制第一开关管T1与第二开关管T2的导通和关断。第一开关管T1与第二开关管T2串联组成半桥，第一开关管T1与第二开关管T2的第三端为开关管的栅极控制端，第一端与第二端为开关管的源极或漏极。其中，控制信号具体可以为PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）控制信号，以分别对第一开关管T1和第一开关管T1进行通断控制。在本实施例中，第一开关管T1有内置的第一寄生二极管D1和第一结电容C1，第二薄膜晶体管有内置的第二寄生二极管D2和第二结电容C2。具体的，第一结电容C1中包括有第一结电容内阻Rc1，第二结电容C2中包括有第二结电容内阻Rc2，第一结电容内阻Rc1与第二结电容内阻Rc2在电路中没有实际连接关系，便于分析才将内阻可视化。

其中，第一结电容C1并联在第一开关管T1的第一端和第二端两端，第一寄生二极管D1的阳极与阴极分别连接第一开关管T1的第一端与第二端。第二结电容C2并联在第二开关管T2的第一端和第二端两端，第二寄生二极管D2的阳极与阴极分别连接第二开关管T2的第一端与第二端。在控制第一开关管T1与第二开关管T2的导通关断过程中，第一结电容C1和第二结电容C2为相应的开关管提供充电或放电回路，实现开关过程中第一开关管T1和第二开关管T2的零电压开通，降低了开关管的导通损耗，第一寄生二极管D1和第二寄生二极管D2用于实现死区时间内的续流工作，即第一开关管T1、第二开关管T2及其相应的寄生二极管和结电容一起受控产生方波交流信号。第一开关管T1和第二开关管T2交替导通的频率即为谐振变换器100的工作频率，死区时间为第一开关管T1和第二开关管T2均不导通的时间，即第一结电容C1和第二结电容C2的充放电时间，设置死区时间是为了防止短路时大电流烧坏第一开关管T1和第二开关管T2。

在本实施方式中，谐振电路30为llc谐振电路30，谐振电路30具体包括谐振电容（未标示）与谐振电感Lr，谐振电感Lr的一端连接逆变电路20的两开关器件的公共端。谐振电感Lr的另一端还连接有变压电路40。其中，谐振电容包括有第一谐振电容Cr1与第二谐振电容Cr2，第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2串联后的两端分别连接第一开关管T1和第二开关管T2，第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2的公共端位于变压电路40的原边。其中，变压电路40的原边具体为励磁电感lm，励磁电感lm的两端分别连接谐振电感Lr的第二端与第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2的公共端。方波交流电信号进入至谐振电路30发生谐振，因此能输出正弦电信号。

请参阅图3，图3是本申请谐振变换器的电流控制方法一实施例的流程示意图。在一具体实施方式中，用于控制上述的谐振变换器的电流控制方法包括：

S11：获取谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据积分电压计算关于谐振电流的电流信号。

谐振电路30包括谐振电容与谐振电感Lr，谐振电容与谐振电感Lr组成谐振变换器100的谐振腔，根据基尔霍夫电压定律，电路中的电压是围绕回路进行积分的，当谐振电流通过谐振电容时，会在谐振电容上产生积分电压，其中，当谐振电路30处于谐振状态时，谐振电流呈现正弦波形或近似正弦波形，因此，在谐振电容上的积分电压也将随时间积累，并且呈现出与谐振电流同频率的正弦波形或者近似正弦波形。

请参阅图4，图4是图3中S11一实施方式的流程示意图。在一具体实施方式中，谐振电路30为半桥包括第一谐振电容与第二谐振电容，S11具体包括：

S111：分别获取谐振电流在第一谐振电容上的第一积分电压，第二谐振电容上的第二积分电压。

具体地，可以在谐振电路30上连接电压传感器或分压网络来检测第一谐振电容的第一积分电压，第二谐振电容上的第二积分电压。

在本实施方式中，在获取到第一积分电压与第二积分电压后，还包括：分别对第一积分电压与第二积分电压进行比例滤波校正处理，以筛选去除误差较大的毛刺，提高采样精度，得到较合理的值。

S112：通过计算公式计算电流信号。

通过获取到的第一积分电压与第二积分电压计算电流信号，电流信号的计算公式为：Ireso = Kc *（Vcr1 - Vcr2）/ 2；Ireso为所述电流信号，Vcr1为所述第一积分电压，Vcr2为所述第二积分电压，Kc为电压折算为谐振腔电流的比例信号。其中，Ireso是谐振腔电容对谐振腔电流的积分，其相位滞后了90°。

在本实施方式中，通过比较器对电流信号进行比较，为使电流信号能被比较器接收，还需要对电流信号进行隔离运放处理，其中，处理公式为：Vcr=Kf*Ireso；其中，所述Vcr为比例缩放处理后的所述电流信号，Kf为比例缩放系数。获取的电流信号Vcr用于表征谐振腔电路的谐振腔电流，则电流信号Vcr的波形也接近于基频的正弦波。请结合参阅图5，图5是图3电流控制方法获取到的电流信号的波形图。

S12：获取母线电容的母线输出电压，根据母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号。

在本实施方式中，谐振变换器通过比例积分控制器进行稳压控制。计算电压控制信号的步骤，具体包括：获取母线电容的母线输出电压，计算电压控制信号的公式为：

Vo_sample = Kv * Vo；

Vpi=kp*（Vref-Vo_sample）+ki*Ts*1/（z-1）*（Vref-Vo_sample）；

其中，Kv为比例缩放系数，Vo为母线输出电压，Vpi为电压控制信号，Vref为预设参考电压，kp为比例积分控制器的比例控制系数，ki为比例积分控制器的积分控制系数，Ts为比例积分控制器的调节周期值，z为离散数学变量。在本实施方式中，是通过比较器比较电流信号与电压控制信号的大小，为使比较器能接收到计算得到的电压控制信号，先通过第一个式子对母线输出电压进行比例缩放处理。第二个式子是比例积分控制器对比例输出处理后的母线输出电压与预设的等效参考电压进行比较，确定用于稳压控制的电压控制信号进行输出。请结合参阅图6，图6是图3电流控制方法获取到的电压控制信号的波形图。其中，得到的电压控制信号的波形图近视为一条直线。在一些实施方式中，在计算电压控制信号前，也包括对母线输出电压进行滤波校正处理，以筛选去除误差较大的毛刺。

S13：响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制逆变电路为第一状态，第一状态为第一开关管导通，第二开关管关断；并在第一状态时，对获取到的电压控制信号进行斜坡补偿处理，将电流信号与斜坡补偿处理后的电压控制信号进行比较。

在本实施方式中，通过控制电路进行谐振变换器的电流控制，控制电路包括比较器与计数器，计数器能用于递增计数来记录时长，控制电路具备CLB（Configurable LogicBlock ，可编程逻辑块）功能，比较器输出电平信号，控制电路根据电平信号给第一开关管和第二开关管提供PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）控制信号，来控制第一开关管与第二开关管的导通和关断。

在本实施方式的电流控制方法中，通过最大周期值限制最低频率，根据负载的功率需求情况限制最高频率，即限制周期阈值，其中，谐振变换器上负载功率需求越大，设定谐振变换器周期阈值越大。谐振变换器的预设周期值需大于周期阈值，在谐振变换器处于空载状态时，设定第一开关管与第二开关管导通与关断切换的周期阈值最小。使谐振变换器具有一合适预设周期值。在谐振变换器启动时，给定谐振变换器一预设周期值，在计数器递增计数至预设周期值的一半时，控制电路控制逆变电路为第一状态，具体为通过比较器输出脉冲控制信号控制第一开关管导通，第二开关管关断。控制电路具体可以包括控制芯片、MCU电路、CPU（Central Processing Unit，中央处理器）、单片机、现场可编程门阵列、可编程逻辑器、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件等任意合理的用于组成具有程序及信号处理功能的电路单元中的一种，本申请对此不做限定。

由于获取到的电压控制信号是一条直线，会产生次斜坡振荡，本实施方式中，在第二开关管关断时，对获取到的电压控制信号进行斜坡补偿处理，将电流信号与斜坡补偿处理后的电压控制信号进行比较。通过比较器比较电流信号与斜坡补偿处理后的电压控制信号。对电压控制信号进行斜坡补偿的计算公式如下：。其中，Vth为经过斜坡补偿后的电压控制信号，Kslope为斜坡补偿系数。Vth为与电流信号进行比较的真实值。在比较信号时，将电流信号输入到比较器的高电平引脚，将斜坡补偿后的电压控制信号输入到比较器的低电平引脚。

S14：响应于电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，控制逆变电路切换为第二状态，并获取第一状态的持续时长，控制逆变电路保持第二状态持续时长后切换回第一状态；其中，第二状态为第一开关管关断，第二开关管导通。

具体地，当第一开关管导通，第二开关管关断时，持续比较电流信号与斜坡补偿后的电压控制信号。当比较器比较电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号时，比较器输出脉冲控制信号控制第一开关管关断，第二开关管导通。

其中，在一些实施方式中，若在计数器递增计数至完整预设周期值时，仍然第一开关管导通，第二开关管关断，即计数器从计数至预设周期值一半到计数至完整预设周期值，电流信号始终不大于斜坡补偿处理后的电压信号，且计数至完整预设周期值时，电流信号不大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，控制逆变电路直接切换为第二状态，控制第一开关管关断，第二开关管导通。

另外，在将逆变电路切换到第二状态时，获取到上一第一状态的持续时长，控制逆变电路保持第二状态与上一第一状态相同的持续时长，即控制第二开关管的导通时间与第一开关管的上一导通时间相同，在第二开关管导通持续时长后，再次控制逆变电路切换回第一状态，即再次导通第一开关管，并关断第二开关管，并在第一状态时继续比较电流信号与斜坡处理后的电压控制信号，以确定第一开关管下一次关断的时刻，并重复上述的开关管控制策略，进行第一开关管与第二开关管的交替导通控制。

请结合参阅图7，图7是图3中S14一实施方式的流程示意图。在一些其他实施方式中，S14还包括：

S141：响应于电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，判断述预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和是否大于周期阈值。

当预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和大于周期阈值，则执行S1411，否则执行S1412。

S141即判断计数器计数是否大于周期阈值，此刻计数器计数值即为预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和。

其中，S1411：控制逆变电路切换为第二状态，第一开关管关断，第二开关管导通。

S1412：继续保持逆变电路为第一状态，第一开关管导通，第二开关管关断，并响应于计数器计数至完整预设周期值时，控制所述逆变电路切换为第二状态。

具体地，S141是通过需要给负载提供的电流大小来限制周期阈值，保证开关管导通关断频率不能大于周期阈值对应的频率，以使能给负载提供足够大小的电流。若预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和大于周期阈值，则控制第一开关管关断，第二开关管导通。若预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和不大于周期阈值，则保持第一开关管导通，第二开关管关断；响应于计数器递增计数至预设周期值结束，控制第一开关管关断，第二开关管导通。

请参阅图8，图8是谐振变换器有载或重载时通过图3至图8电流控制方法进行开关管控制的时序图。

如图8所示，Vcr为电流信号，Vpi为电压控制信号，Vth为斜坡补偿处理后的电压控制信号，m为限制最高频率（即最低周期）的周期阈值。PWMxA为通过脉冲控制信号控制第一开关管导通与关断的波形图，当PWMxA为置高时，第一开关管导通，当PWMxA为置低时，第一开关管关断。PWMxB为通过脉冲控制信号控制第二开关管导通与关断的波形图，当PWMxB为置高时，第一开关管导通，当PWMxB为置低时，第一开关管关断。

其中，t1为计数器递增计数至预设周期值的一半的时间点，在该点通过脉冲控制信号控制逆变电路为第一状态，第一开关管导通，第二开关管关断，并开始对电压控制信号进行斜坡补偿处理，电压控制信号逐渐减小。t2为电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号的时间点，如图所示，在该点预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和大于周期阈值，则在t2控制逆变电路为第二状态，第一开关管关断，第二开关管导通。并获取到上一第一状态的持续时长，使逆变电路维持第二状态持续时长后重新切换为第一状态。即第二开关管也导通持续时长后关断，并在切换回第一状态后继续比较电流信号与斜坡处理后的电压控制信号，以确定第一开关管下一次关断的时刻，并重复上述的开关管控制策略，进行第一开关管与第二开关管的交替导通控制。

其中，在图8所示实施例中，当第一开关管导通，第二开关管关断时，在计数器计数到完整预设周期值之前，存在时间点电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号。若在另外一些实施例中，当第一开关管导通，第二开关管关断时，在计数器计数到完整预设周期值之间，不存在时间点电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，则在计数器计数到完整预设周期值时，控制第一开关管关断，第二开关管导通。

其中PWMxA与PWMxB会经历一个阴影部分死区再输出置高，设置死区时间是为了防止短路时大电流烧坏开关器件，通过调控对硬件进行保护。

请参阅图9，图9是谐振变换器空载或轻载时通过图3至图8电流控制方法进行开关管控制的时序图。

相较于有载或重载，谐振变换器在空载或轻载时具有更大的周期阈值（即限制到更小的最高频率）。如图9所示，Vcr为电流信号，Vpi为电压控制信号，Vth为斜坡补偿处理后的电压控制信号，M为限制最高频率（即最低周期）的周期阈值。PWMxA为通过脉冲控制信号控制第一开关管导通与关断的波形图，当PWMxA为置高时，第一开关管导通，当PWMxA为置低时，第一开关管关断。PWMxB为通过脉冲控制信号控制第二开关管导通与关断的波形图，当PWMxB为置高时，第一开关管导通，当PWMxB为置低时，第一开关管关断。

其中T1为计数器计数到预设周期值的一半的时间点，在该点导通第一开关管，并关断第二开关管。并开始对电压控制信号进行斜坡补偿处理，电压控制信号逐渐减小。T2为电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号的时间点，如图所示，在该点预设周期值的一半与第一开关管导通时长之和不大于周期阈值，则在T2继续保持第一开关管导通，第二开关管关断。计数器继续计数，并在计数到完整预设周期值时，控制第一开关管关断，第二开关管导通，同样获取到上一开关管导通的持续时长，并使第二开关管导通相同的持续时长后关断，并在切换回第一状态后继续比较电流信号与斜坡处理后的电压控制信号，以确定第一开关管下一次关断的时刻，并重复上述的开关管控制策略，进行第一开关管与第二开关管的交替导通控制。

上述谐振变换器的电流控制，根据谐振电路的谐振腔的电流信号的变化控制开关管的导通关断，电流控制策略是在输出的电压发生变化之前进行控制，提高了谐振变化器电流控制瞬时响应速率，使得输出的电压更加稳定。另一方面，该电流控制通过电流信号的正弦变化周而复始触发PWM脉冲控制开关元件的导通和关断，其动态响应特性为具有近似一阶的线性变化特点，使得其控制带宽更大，能更快地对负载变化或其他扰动做出反应，输出值更接近理想状态，降低高频纹波。

对应地，本申请还提出一种谐振变换器的电流控制装置，应用于谐振变换器，该电流控制装置通过上述的电流控制方法控制谐振变换器的电流。请参阅图10，图10是本申请谐振变换器的电流控制装置一实施例的结构框图。在一具体实施方式中，谐振变换器的电流控制装置200包括第一获取模块210、第二获取模块220与控制模块230。

第一获取模块210用于获取谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据积分电压计算关于谐振电流的电流信号。第二获取模块220，第二获取模块220用于获取母线电容的母线输出电压，根据母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号。控制模块230，控制模块230响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制逆变电路为第一状态，第一状态为第一开关管导通，第二开关管关断；并在第一状态时，对获取到的电压控制信号进行斜坡补偿处理，将电流信号与斜坡补偿处理后的电压控制信号进行比较；响应于电流信号大于斜坡补偿处理后的电压控制信号，控制逆变电路切换为第二状态，并获取第一状态的持续时长，控制逆变电路保持第二状态持续时长后切换回第一状态；其中，第二状态为第一开关管关断，第二开关管导通。

其中，第一获取模块210用于分别获取谐振电流在第一谐振电容上的第一积分电压，第二谐振电容上的第二积分电压，并分别对第一积分电压与第二积分电压进行比例滤波校正处理，再通过比例校正处理后的第一积分电压与第二积分电压计算电流信号，并对电流信号进行隔离运放处理。第二获取模块220用于根据母线电容的输出电压计算电压控制信号。控制模块230用于比较电流信号和斜坡补偿后的电压控制信号的大小并输出脉冲控制信号控制第一开关管与第二开关管的导通和关断。

对应地，本申请还提出一种电子设备，该电子设备包括谐振变换器与谐振变换器的电流控制装置。谐振变换器的电流控制装置为上述的谐振变换器的电流控制装置。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效原理变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种谐振变换器的电流控制方法，应用于谐振变换器，所述谐振变换器包括依次耦接的功率因数校正电路、逆变电路、谐振电路、变压电路及母线电容，所述逆变电路包括第一开关管与第二开关管，其特征在于，所述电流控制方法包括：

获取所述谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据所述积分电压计算关于所述谐振电流的电流信号；

获取母线电容的母线输出电压，根据所述母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号；

响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制所述逆变电路为第一状态，所述第一状态为所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；并在所述第一状态时，对获取到的所述电压控制信号进行斜坡补偿处理，将所述电流信号与斜坡补偿处理后的所述电压控制信号进行比较；

响应于所述电流信号大于斜坡补偿处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为第二状态，并获取所述第一状态的持续时长，控制所述逆变电路保持所述第二状态所述持续时长后切换回所述第一状态；其中，所述第二状态为所述第一开关管关断，所述第二开关管导通。

2.根据权利要求1所述的电流控制方法，其特征在于，所述电流控制方法还包括：

响应于所述计数器递增计数至完整预设周期值时，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，且所述电流信号不大于斜坡处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为所述第二状态。

3.根据权利要求1所述的电流控制方法，其特征在于，所述谐振电路包括第一谐振电容与第二谐振电容，所述计算关于所述谐振电流的电流信号的步骤，具体包括：

分别获取所述谐振电流在所述第一谐振电容上的第一积分电压，所述第二谐振电容上的第二积分电压；

所述电流信号的计算公式为：Ireso = Kc *（Vcr1 - Vcr2）/ 2；其中，Ireso为所述电流信号，Vcr1为所述第一积分电压，Vcr2为所述第二积分电压，Kc为电压折算为谐振腔电流的比例信号。

4.根据权利要求3所述的电流控制方法，其特征在于，

通过比较器对所述电流信号与斜坡补偿处理后的所述电压控制信号进行比较；

所述获取所述第一积分电压与所述第二积分电压的步骤后，还包括：

分别对所述第一积分电压与所述第二积分电压进行比例滤波校正处理；

所述计算电流信号的步骤，还包括：

对所述电流信号进行隔离运放处理，所述处理公式为：Vcr=Kf*Ireso；其中，所述Vcr为比例缩放处理后的所述电流信号，Kf为比例缩放系数。

5.根据权利要求4所述的电流控制方法，其特征在于，

所述谐振变换器通过比例积分控制器进行稳压控制；

所述计算所述电压控制信号的步骤，具体包括：

获取所述母线电容的母线输出电压，所述计算所述电压控制信号的公式为：

Vo_sample = Kv * Vo；

Vpi=kp*（Vref-Vo_sample）+ki*Ts*1/（z-1）*（Vref-Vo_sample）；

其中，Kv为比例缩放系数，Vo为母线输出电压，Vpi为电压控制信号，Vref为预设参考电压，kp为比例积分控制器的比例控制系数，ki为比例积分控制器的积分控制系数，Ts为比例积分控制器的调节周期值，z为离散数学变量。

6.根据权利要求1所述的电流控制方法，其特征在于，

根据所述谐振变换器上负载的功率需求设定所述第一开关管与所述第二开关管导通与关断切换的周期阈值，

所述响应于所述电流信号大于斜坡补偿处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为第二状态的步骤，还包括：

判断所述预设周期值的一半与所述第一开关管导通时长之和是否大于所述周期阈值；

若所述预设周期值的一半与所述第一开关管导通时长之和大于所述周期阈值，则控制所述逆变电路切换为所述第二状态。

7.根据权利要求6所述的电流控制方法，其特征在于，

若所述预设周期值的一半与所述第一开关管导通时长之和不大于所述周期阈值，则保持所述逆变电路为所述第一状态；

响应于计数器递增计数至预设周期值结束，控制所述逆变电路切换为所述第二状态。

8.根据权利要求6所述的电流控制方法，其特征在于，

所述谐振变换器上负载功率需求越大，设定所述周期阈值越大；

在所述谐振变换器处于空载状态时，设定所述第一开关管与所述第二开关管导通与关断切换的周期阈值最小。

9.一种谐振变换器的电流控制装置，应用于谐振变换器，所述电流控制装置通过权利要求1-8任一项所述的电流控制方法控制所述谐振变换器的电流，其特征在于，所述电流控制装置包括：

第一获取模块，所述第一获取模块用于获取所述谐振电路上谐振电流在谐振电容的积分电压，根据所述积分电压计算关于所述谐振电流的电流信号；

第二获取模块，所述第二获取模块用于获取母线电容的母线输出电压，根据所述母线输出电压以及预设参考电压计算得到用于稳压控制的电压控制信号；

控制模块，所述控制模块响应于计数器递增计数至预设周期值的一半，控制所述逆变电路为第一状态，所述第一状态为所述第一开关管导通，所述第二开关管关断；并在所述第一状态时，对获取到的所述电压控制信号进行斜坡补偿处理，将所述电流信号与斜坡补偿处理后的所述电压控制信号进行比较；响应于所述电流信号大于斜坡补偿处理后的所述电压控制信号，控制所述逆变电路切换为第二状态，并获取所述第一状态的持续时长，控制所述逆变电路保持所述第二状态所述持续时长后切换回所述第一状态；其中，所述第二状态为所述第一开关管关断，所述第二开关管导通。

10.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括谐振变换器与谐振变换器的电流控制装置，所述谐振变换器的电流控制装置为权利要求9所述的谐振变换器的电流控制装置。