CN117977963A - 一种直流-直流变换器 - Google Patents
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Abstract
本申请提供一种直流‑直流变换器，包括：输出电路，其包括第一功率管、第二功率管、电感，所述电感耦接于中间节点LX与输出端之间，第一功率管耦接于电源端和中间节点LX之间，第二功率管耦接于中间节点LX和接地端之间；储能电路，其包括第一连接端和第二连接端；续流电路，其耦接于所述储能电路的第一连接端和所述中间节点LX之间，并在第一功率管关断后第二功率管导通前导通；第一电荷释放支路，其耦接于所述第一功率管的栅极和所述储能电路的第一连接端之间，并在第一功率管导通期间利用所述第一功率管的栅极给所述储能电路充电。通过对第一功率管在开关过程中产生的电荷进行存储，并在死区期间进行导通，减小了开关管在死区工作期间的工作损耗。
Description
技术领域
本发明涉及开关电源DC-DC转换器技术领域，尤其涉及一种直流-直流变换器
背景技术
DC-DC(英文全称：Rirect Current-Rirect Current，中文全称：直流-直流)变换器作为一种高效率实现电平变换的技术，降低损耗，提升效率一直是其发展的主要方向之一。一般DC-DC变换器的开关过大会导致器件寄生电容增大，从而开关损耗增大；而开关尺寸过小会导致器件的导通电阻过大，从而导致导通损耗增大。
DC-DC变换器在工作时主要分为PFM(英文全称：Pulse Frequency Modulation，中文全称：脉冲频率调制)和PWM(英文全称：Pulse Width Modulation，中文全称：脉冲宽度调制)模式，而一般在轻载模式下，导通损耗较低，开关损耗严重，所以此时为了得到更高的效率一般采用PFM模式。传统DC-DC变换器在死区续流时采用二极管(或者是MOSFET体内的寄生体二极管)导通，结构简单稳定，但是二极管的导通压降0.7V在较低的电池电压下会产生较高的损耗占比。此外器件在大电流下强行开关MOSFET也会需要更多的电荷来给栅极电容充电。
发明内容
针对现有技术中存在的功率开关管在死区期间存在较高工作损耗的问题，本发明实施例提供了一种直流-直流变换器，包括：输出电路，其包括第一功率管、第二功率管、电感，所述电感耦接于中间节点LX与输出端之间，第一功率管耦接于电源端和中间节点LX之间，第二功率管耦接于中间节点LX和接地端之间；储能电路，其包括第一连接端和第二连接端；续流电路，其耦接于所述储能电路的第一连接端和所述中间节点LX之间，并在第一功率管关断后第二功率管导通前导通；第一电荷释放支路，其耦接于所述第一功率管的栅极和所述储能电路的第一连接端之间，并在第一功率管导通期间利用所述第一功率管的栅极给所述储能电路充电。
在一个实施例中，直流-直流变换器还包括：第二电荷释放支路，其耦接于所述第一功率管的栅极和接地端之间，并在第一功率管导通期间将所述第一功率管的栅极上的电荷释放至地。
在一个实施例中，所述第一电荷释放支路包括MOS管NM4，所述第二电荷释放支路包括MOS管NM3，所述MOS管NM4的源极耦接至储能电路的第一连接端，所述MOS管NM4的漏极耦接至所述第一功率管的栅极；所述MOS管NM3的源极耦接至地，MOS管NM3的漏极耦接至第一功率管的栅极；所述MOS管NM4的栅极与MOS管NM3的栅极耦接。
在一个实施例中，所述第一电荷释放支路还包括耦接于第一功率管的栅极和MOS管NM4的漏极之间的防反电路，所述防反电路自第一功率管的栅极向MOS管NM4的漏极单向导通。
在一个实施例中，所述防反电路为二极管或PMOS晶体管PM3，当所述防反电路为二极管时，所述二极管的阳极耦接至所述第一功率管的栅极，阴极耦接至所述MOS管NM4的漏极；当所述防反电路为PMOS晶体管PM3时，所述PMOS晶体管PM3的第一端耦接至第一功率管的栅极，第二端耦接至所述MOS管NM4的漏极。
在一个实施例中，所述储能电路为电容C2，储能电路的第二连接端耦接至地。
在一个实施例中，所述续流电路包括MOS管NM2，所述MOS管NM2的栅极耦接至第二脉冲信号，所述MOS管NM2的第一端耦接至所述中间节点LX之间，第二端耦接至所述储能电路的第一端。
在一个实施例中，所述第二脉冲信号在第一功率管关断后第二功率管导通前，产生有效的脉冲信号到所述MOS管NM2的栅极。使所述MOS管NM2导通，所述储能电路储存的电荷通过所述MOS管NM2流到电感的第一端。
在一个实施例中，直流-直流变换器还包括：第一驱动缓冲电路，包括反相器和MOS管PM2；所述反相器的输入端耦接至第一脉冲信号，输出端耦接至所述MOS管PM2的栅极以及所述MOS管NM4和MOS管NM3的栅极；所述MOS管PM2的源极耦接至所述电源端，漏极耦接至所述第一功率管的栅极；直流-直流变换器还包括：第二驱动缓冲电路，其包括驱动器，所述驱动器的输入端耦接至所述第一脉冲信号，输出端耦接至所述第二功率管的栅极。
相较于现有技术，本申请提供的直流-直流转换器，对第一功率管在开关过程中产生的电荷进行存储，并在死区期间进行导通，代替原来的MOSFET内部的寄生体二极管导通。
可以达到如下效果中的一个或多个：
1.第一功率管采用PMOS型时，由于PMOS开关由于较大的面积与栅极摆幅，会在导通期间存储较多的电荷，而传统的电路结构会将这部分电荷在关断时直接对地导出，从而产生较大损耗。而本发明将这部分电荷分为对续流电容充电这能够在保持栅极摆幅的同时最大程度的复用栅极电荷，减少损耗；
2.现有技术中DC-DC变换器在死区时借由第二功率管的寄生体二极管进行续流，这会产生额外大约0.7V压降和损耗。而本发明采用续流电容通过续流电路给所述电感进行续流，可以将压降降低至0.2V以内。
3.传统DC-DC变换器在死区时间结束时，电感电流开始由充电模式转为掉电模式，该电流会流经第二功率管，而由于密勒效应，该电流会倍增第二功率管的栅极寄生电容，导致器件在开启时需要更多的电荷。而本发明采用续流电电容的形式，使得第二功率管在开启前无需流通电感电流，从而达到软开关的状态(零电压开关)。
附图说明
图1示出了现有DC-DC变换器的电路结构示意图；
图2示出现有技术和本申请实施例提供的直流-直流变换器在理想工作状态下主要信号的变化示意图；
图3示出本申请实施例提供的一种直流-直流变换器的电路结构示意图；
图4示出本申请实施例提供的又一种直流-直流变换器的电路结构示意图；
图5示出本申请实施例提供的防反电路的实施例2的结构示意图。
具体实施方式
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的术语在适当情况下可以互换，这仅仅是描述本申请的实施例中对相同属性的对象在描述时所采用的区分方式。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，以便包含一系列单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于那些单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它单元。
本发明中耦接、连接等表示直接或间接的电性相连，比如A与B耦接，表示A与B直接或间接电性相连，A与B间接电性相连是指A与B通过其他元件电性相连。
DC-DC变换器的死区损耗主要发生在负责给电感充电和掉电的开关同时关闭时，电感电流达到峰值，在传统方式下，该电流由二极管器件导通并流出。这就会导致在这段时间内，大量的电感电流流经二极管器件并产生较高的压降，从而造成能量损耗。DCDC变换器工作时会有较大开关损耗，这是因为其开关模块为了达到低导通电阻，所以一般会采用较大的器件面积以及较高的栅极电压摆幅，但是与此同时会带来较大的栅极寄生电容与更高的栅极开关电荷数量。
当DCDC变换器的开关模块在电感电流达到峰值的情况下进行切换行为时，电流在相同的栅源电压Vgs下会导致较大的跨导gm与增益AV，根据密勒效应与电容倍增技术，此时的栅极电容也会得到一定的涨大，从而在开关过程中带来更高的损耗。
图1示出了现有DC-DC变换器的电路结构示意图，如图1所示，该电路包括驱动电路BUF1、驱动电路BUF2、第一功率管PM1、第二功率管NM1、电感L1和电容C1，VDD为输入电源，连接于输入电源VDD和接地端之间的第一功率管PM1和第二功率管NM1、连接于中间节点LX(第一功率管PM1和第二功率管NM1的连接节点)一端的电感L1，连接于电感L一端的输出电容C1和负载R1，输出电容C1的另一端耦接电压输出端Vout，另一端接地。其中第二功率管也可以被称为整流开关管NM1。驱动电路BUF1为第一功率管PM1提供栅极驱动信号，驱动电路BUF2为第二功率管NM1提供栅极驱动信号。
在驱动电路BUF1和驱动电路BUF2的输入端输入第一脉冲信号PULSE1，示例的，该脉冲信号PULSE为PFM脉冲调制信号或者PWM脉宽调制信号。由脉冲信号PULSE1控制第一功率管PM1和第二功率管NM1的切换：当脉冲信号PULSE拉低第一功率管PM1的栅极驱动信号导通时，中间节点LX点电位抬高，电感L1进入充电状态，电感L1两端的电流逐步增加；当脉冲信号PULSE拉高瞬间，第一功率管PM1关断，DC-DC变换器进入死区工作状态，由第二功率管NM1内部寄生体二极管导通；而后第二功率管NM1导通，中间节点LX点电位拉低，电感L1进入掉电状态。
第一功率管为PMOS时，由于PMOS具有较大的面积与栅极摆幅，会在导通期间存储较多的电荷，而传统的电路结构会将这部分电荷在关断时直接对地导出，从而产生较大损耗。请参看图1，在第一功率管PM1由截止状态变为导通状态期间，第一功率管PM1的栅极电容产生的电荷Cgd会通过第一功率管PM1的栅极到驱动电路BUF2，最后对地导出，如图1中第一种虚线形状所示路径。
DC-DC变换器在死区期间借由第二功率管NM1的寄生体二极管进行续流，当第二功率管NM1为NMOS时，由NMOS的寄生体二极管进行续流，续流路径如图1中第二种虚线形状所示路径，从电感L1->负载R1->接地端->第二功率管NM1的寄生体二极管，这会产生额外大约0.7V压降和损耗。当开关功率管中寄生体二极管正向导通时，其正向导通压降是恒定不变的，例如硅管的导通电压在0.7V左右，所以当流过寄生体二极管的电流很大时，硅管的损耗的功率(正向压降乘以电流)就会很高，导致电源开关管的损耗较大，效率降低。当输出电压较低时，寄生体二极管的固定压降占比就较大，也会导致损耗过高。
传统DCDC变换器在死区时间结束时，电感电流开始由充电模式转为掉电模式，该电流会流经NMOS，而由于密勒效应，该电流会倍增NMOS的栅极寄生电容，导致器件在开启时需要更多的电荷。
DC-DC变换器还包括死区时间产生电路(未在图中示出)，示例的，在第一脉冲信号PULSE输入驱动电路BUF1和驱动电路BUF2之前，死区时间产生电路交替地导通第一功率管PM1和第二功率管NM1，在每个开关周期期间测量第一功率管PM1和第二功率管NM1开启和关闭时间延迟，通过设置第一功率管PM1和第二功率管NM1共同维持截止的时间(即死区时间)，使得第一功率管PM1和第二功率管NM1都截止的死区时间具有与开关节点的电压从低电平到高电平或者从高电平到低电平的转变的时间段相对应的长度。
图2示出现有技术和本申请实施例提供的直流-直流变换器在理想工作状态下主要信号的变化示意图，如图2所示，第二功率管NM1的栅极信号NDRV变为无效状态到第一功率管PM1的栅极信号PDRV持续为无效状态的死区时间t1-t2，从第一功率管PM1的栅极信号PDRV变为无效状态到第二功率管MM1的栅极信号NDRV持续为无效状态的死区时间t3-t4，由死区时间产生电路控制。需要说明的是，本申请的死区时间产生电路的具体实现为现有技术的任一种，可以根据需要选取，本申请不做限定。
本申请实施例即为基于减小开关功率管在死区时间的工作损耗进行设计，对DC-DC变换器的充电模块(P型MOSFET)的栅极寄生电容在切换过程中产生的栅极电荷进行收集，而后在死区期间进行释放，从而达到续流的效果。具体的操作为：首先充电模块导通，PMOS的栅极电容Cgd开始对续流电容进行充电，此时电感电流由充电模块提供并持续上升；当栅极信号发生翻转时，续流电容开始放电，此时的电感电流由续流电容提供；当续流电容降低至较低水平，掉电模块(N型MOSFET)开始导通，此时电感电流流经掉电模块并持续下降。
在另一个实施例中，本申请在充电模块导通后，PMOS的栅极电容Cgd开始对续流电容进行充电，同时对地放电。并且由防反电路防止续流电容中存储的电荷反流。
图3示出本申请实施例提供的一种直流-直流变换器的电路拓扑结构示意图，如图3所示，直流-直流变换器300包括输出电路310，储能电路320，第一电荷释放支路330，续流电路340，第一驱动缓冲电路350，第二驱动缓冲电路360。输出电路310包括第一功率管PM1、第二功率管NM1、电感L1，所述电感L1耦接于中间节点LX与输出端Vout之间，第一功率管PM1管耦接于电源端VDD和中间节点LX之间，第二功率管NM1耦接于中间节点LX和接地端GND之间；第一功率管PM1的源极作为电流输入，与电源端电压VDD连接，第一功率管PM1的栅极连接至第一电荷释放支路330的第一输入端以及第一驱动缓冲电路的输出端，响应于第一驱动缓冲电路输出的控制信号PDRV而操作，第一功率管PM1可以由P沟道金属氧化物半导体晶体管形成，但不限于此；第二功率管NM1的栅极耦接至第二驱动缓冲电路的输出端，其源极接地，当栅极驱动信号NDRV施加到其栅极端以导通第二功率管NM1时，第二功率管NM1将中间节点LX的电压置为低电压。第一功率管PM1有时可以被称为充电模块，第二功率管NM1有时可以被称为掉电模块。
储能电路320包括续流电容C2，续流电容C2具有第一连接端VX1和第二连接端VX2。第一连接端VX1耦接至第一电荷释放支路330的输出端，第二连接端VX2耦接至接地端。由于电容耦合，在第一功率管PM1的栅极和漏极之间会产生栅极电容Cgd。由于第一功率管PM1是功率型MOSFET,在追求低导通电阻的情况下，会有较大的面积，因此其栅极电容Cgd比较的大。
在本申请实施例中，第一功率管PM1的栅极积累的电荷Cgd，在其栅极驱动信号由高电平拉低为低电平的过程中，经过MOS管NM4进入储能电路330存储。在下一个周期第一功率管PM1的栅极控制信号RDRV从低电平拉高为高电平，第二功率管NM1的栅极控制信号NDRV保持为低电平的过程中，储能电路320积累的电荷通过续流电路340释放，当续流电容降低至较低水平，掉电模块(N型MOSFET)开始导通，此时电感电流流经掉电模块并持续下降。使得第二功率管NM1在开启前无需流通电感电流，从而达到软开关的状态(零电压开关)。
第一电荷释放支路330耦接于第一功率管PM1的栅极和储能电路320的第一连接端之间，并在第一功率管PM1导通期间利用第一功率管PM1的栅极电荷给储能电路320充电。第一电荷释放支路330包括MOS管NM4，MOS管NM4的源极耦接至储能电路320的第一连接端，MOS管NM4的漏极耦接至第一功率管PM1的栅极。
续流电路340耦接于储能电路320的第一连接端和中间节点LX之间，并在第一功率管PM1关断后第二功率管NM1导通前导通。所述续流电路340包括MOS管NM2，MOS管NM2的第一端连接至第一功率管PM1的漏极和第二功率管NM1的漏极之间，MOS管NM2的第二端连接到MOS管NM4的源极和续流电容C2之间，MOS管NM2的栅极连接至第二输入端N2，因此，MOS管NM2的漏极和源极之间的路径根据第二输入端N2信号的高电平或者低电平而被导通或者关断。
在第一功率管PM1的栅极驱动信号由低电平拉高为高电平，第二功率管NM1的栅极驱动信号继续保持低电平时，第二输出端N2输入的第二脉冲信号PULSE2变为高电平，MOS管NM2导通，储能电路320中储存的电荷经过MOS管NM2流至电感L1的第一端(即为图3中第二种虚线所示的从续流电容C2->MOS管NM2->中间节点LX->电感L1的路径)，储能电路320开始放电，此时的电感L1上的电流由续流电容C2提供，当续流电容C2降低至较低水平，第二功率管NM1开始导通，此时电感L1的电流流经第二功率管NM1并持续下降。
第一驱动缓冲电路350包括MOS管PM2和反向器INV1，MOS管PM2的栅极连接到反向器INV1的输出端，第一脉冲信号PLUSE1被输入到第一输入端N1，当低电平信号输入到第一输入端N1时，MOS管PM2截止，第一功率管PM1的栅极驱动信号PDRV从高电平转换为低电平。
第二驱动缓冲电路360包括驱动器BUF1，驱动器BUF1的输入端耦接至第一脉冲信号PLUSE1，输出端耦接至第二功率管NM1的栅极。
第一驱动缓冲电路和第二驱动缓冲电路的输入信号，可以看作死区时间产生电路(未在图中示出)接收的第一输入端N1输入的脉冲信号PULSE1，也就是第一脉冲信号的时间延迟版本。反相器INV1的输出信号为脉冲信号PLUSE1的反向版本。第一输入端N1的输入信号PULSE1经过第一驱动缓冲电路和经过第二驱动缓冲电路之间的短时间延迟使得第一功率管PM1在第二功率管NM1打开之前已经关闭。
在现有技术中，MOS管各级存在寄生电容Cgd,Cgs,Cds，当Vgs的电压至少达到阈值电压时，通过栅极电荷对寄生电容Cgs充电，Vgs一开始随着栅极电荷的增加而增加，当Vgs增加到密勒平台电压时，即使栅极电荷继续增加，Vgs也保持不变，因为增加的栅极电荷用来给寄生电容Cgd充电，MOS管进入密勒平台，在该时间段内，Vds开始下降，密勒平台的持续时间为Vds从最大值下降到最小值的时间。由于密勒效应，MOSFET栅极驱动过程中，会形成平台电压，引起开关时间变长，开关损耗增加，而开关损耗是开关电源内部主要的损耗来源。
在现有技术中，在第一功率管PM1关断，第二功率管NM1也处于关断的时刻，由于之前第一功率管PM1导通时，流经电感L1，电感L1产生了电感电流，而由于电感电流不能突变的特性，第一功率管PM1电流减小，第二功率管NM1的寄生电感会感应出接地一端为正，接中间节点LX一端为负的电压。所以现有技术的图2中LX1的曲线上会存在低于GND的电压的一个电位下降。这会带来一些影响，中间节点LX的电压为负，高侧第一功率管PM1在关断时，其栅极电容Vgs负电荷较多，可能会导致第一功率管PM1和第二功率管NM1同时导通，产生过流损坏MOS管。当第一功率管PM1导通时，电源电压VDD通过给电感L1给负载供电，将电能储存在电感L1和输出电容C1中，由于电感电流不能突变，电感L1的电流增加的比较缓慢，在第一功率管PM1截止后，由于电感的自感作用，将保持电路中的电流不变，即从左向右继续续流，经过电容C1的滤波，电流流过负载(可以为图中的电阻R1)，再经过第二功率管NM1的寄生体二极管返回电感L的靠近中间节点LX的一侧，从而形成续流回路。在现有常规的直流-直流转换器中，开关管在导通瞬间电压不为0，在关断瞬间电流不为0，开关管在开通与关断瞬间会同时存在电压和电流，这种开关过程称为硬开关。会造成开关损耗，其次，开关管关断瞬间，容易造成开关管被击穿。
本申请提供的实施例中，在第一功率管PM1持续保持为截止状态，第二功率管NM1由导通转换为截止时(也即第一功率管为截止状态，第二功率管为截止状态的t1-t2时刻)，第一功率管PM1栅极电荷Cgd经过第一电荷释放支路和第二电荷释放支路(可选的)储存在续流电容C2中；在第一功率管PM1关断，第二功率管NM1也处于关断的时刻(也即第一功率管由导通转换为截止时，第二功率管保持截止状态的t3-t4时刻)续流电容C2经过MOS管NM2和电感L1放电，使得第二功率管PM2在导通前不需要流通电感L1的电流，因此中间节点LX的电压LX2的曲线上，LX2的电位缓慢的下降到低电位。跟现有技术相比，本申请实施例采用续流电容的形式，使得第二功率管NM1在开启前无需流通电感电流，从而达到软开关的状态(即零电压开通)。
在本申请提供的电路中，第一功率管PM1、第二功率管NM1均为可控开关管。第一功率管PM1，和第二功率管NM1的类型可以为以下任一种：金属氧化物半导体场效应管Metal—Oxide—Semiconductor Field-Effect Transistar，MOSFET)、绝缘栅型双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、氮化镓晶体管(GaN Transistar)、碳化硅晶体管(SiC Transistor)、三极管、品闸管和继电器。其中，高侧晶体管PM1和低侧晶体管NM1可以为N型MOSFET(简称NMOS)或P型MOSFET(简称PMOS)。本申请实施例以第一功率管PM1为PMOS管，第二功率管NM1为NMOS管，MOS管NM3和MOS管NM4为NMOS管，MOS管PM3位PMOS管，MOS管PM2为PMOS管，MOS管NM2为NMOS管为例进行说明。
本申请实施例提供的直流-直流转换器还可以包括脉冲频率调制信号发生器，响应于控制信号生成脉冲频率调制信号PLUSE1，当输出的控制信号指示提高输出电压Vout时，脉冲频率调制电路可以增大输出脉冲的输出频率，当输出的控制信号指示降低输出电压Vout时，脉冲频率调制电路可以减小输出脉冲的输出频率。
在图3的基础上，本申请还提供了另一种直流-直流转换器，图4示出本申请实施例提供的另一种直流-直流转换器，如图4所示，与图3相比，图4增加了第二电荷释放支路380，第一电荷释放支路330中增加了防反电路370。其余电路模块包括输出电路310，储能电路320，第一电荷释放支路330，续流电路340，第一驱动缓冲电路350，第二驱动缓冲电路360和图3所描述一致的地方不再赘述。
第二电荷释放支路380耦接于第一功率管PM1的栅极和接地端之间，并在第一功率管PM1导通期间将第一功率管PM1栅极上的电荷释放至地。其包括MOS管NM3,MOS管NM3的源极耦接至地，MOS管NM3的漏极耦接至第一功率管PM1的栅极,MOS管NM3的栅极与MOS管NM4的栅极耦接于反相器INV1的输出端。
如图4所示虚线所经过的从第一功率管PM1的栅极->MOS管NM3的漏极->MOS管NM3的源极->接地端，即为第一功率管PM1栅极电荷经过第二电荷释放支路对地导出的路径。第一功率管PM1的栅极积累的电荷Cgd，在其栅极驱动信号由高电平拉低为低电平，第二功率管NM1的栅极驱动信号由高电平变为低电平的过程中，经过MOS管NM3进入储能电路330存储，同时经过MOS管NM4释放到接地端。图4中所示虚线经过的从第一功率管PM1的栅极->MOS管NM4的漏极->MOS管NM4的源极->续流电容C2的第一端，即为第一功率管PM1栅极电荷经过第一电荷释放支路到储能电路的路径。在一个实施例中，第一电荷释放支路330和第二电荷释放支路380按照MOS管NM4和MOS管NM3的宽长比确定对第一功率管栅极电荷Cgd的分配比例，宽长比较大的支路流过的第一功率管栅极电荷Cgd较多。
第一电荷释放支路330还包括耦接于第一功率管的栅极和MOS管NM4的漏极之间的防反电路370，所述防反电路自第一功率管PM1的栅极向MOS管NM4的漏极单向导通。其包括PMOS晶体管PM3或者二极管Z1。
下面为防反电路的实施例1：
防反电路包括PMOS晶体管PM3时，如图4所示，PMOS晶体管PM3连接在第一电荷释放支路和第一功率管PM1的栅极之间。当第一输入端N1的输入的脉冲信号PLUSE1为低电平时，此时第一功率管PM1的栅极控制信号正在由上一个周期的高电平变为低电平的过程，PMOS晶体管PM3的栅极接地，PMOS晶体管PM3的第一端为源极，第二端为漏极,PMOS晶体管PM3导通，第一功率管PM1栅极电容产生的电荷Cgd，通过PMOS晶体管PM3后，进入第一电荷释放支路，进而存储在续流电容C2中。
当第一功率管PM1的栅极电平等于续流电容C2的电平时，第一功率管PM1为了保持完整的摆幅需要继续下降为零电平，当第一功率管PM1的栅极为零电平时，由于续流电容C2和第一功率管PM1的栅极之间存在电流，续流电容C2存储的电荷会通过NMOS晶体管NM4->PMOS晶体管PM3->NMOS晶体管NM3流至接地端。因此需要防反电路防止续流电容C2中电荷的反流。
在第一功率管PM1的栅极电压由高电平变为低电平之后，第一功率管PM1导通，PMOS晶体管PM3由第一端通过NMOS晶体管NM3接至地，在第一功率管PM1导通时，PMOS晶体管PM3第一端由高电平变为低电平，PMOS晶体管PM3第二端的电压随着续流电容C2的储能过程也慢慢升高，PMOS晶体管PM3的源极漏极发生极性反转，PMOS晶体管PM3的的第一端为漏极，第二端为源极，PMOS晶体管PM3从导通变为截止，续流电容C2中的电荷不能经过NMOS晶体管NM4->PMOS晶体管PM3->NMOS晶体管NM3流至接地端。续流电容的电压被钳位在PMOS晶体管PM3的阈值电压Vth-NMOS晶体管NM4的源漏电压Vds。
防反电路的实施例2：
防反电路包括二极管时，图5示出本申请实施例提供的防反电路的实施例2的结构示意图，如图5所示，二极管Z1的阳极耦接至第一功率管PM1的栅极。二极管Z2的阴极耦接至MOS管NM4的漏极。在第一功率管PM1的栅极驱动信号由高变为低的过程中，将第一功率管栅极电荷Cgd通过二极管Z1、MOS管NM4储能到续流电容C2。在第一功率管PM1的栅极驱动信号变为低电平后，由于二极管的反向截止作用，续流电容C2中储存的电荷不会通过C2->MOS管NM4->二极管Z1->MOS管NM3->接地端。
继续参看图2，如图2所示，需要说明的是，图2中的LX1为现有技术中间节点LX的电压变化示意图，LX2为本申请实施例提供的中间节点LX的电压变化示意图，IL0为电感L1的电流变化示意图，RDRV为第一功率管PM1的栅极驱动信号的电压变化示意图，NDRV为第二功率管NM1的栅极驱动信号的电压变化示意图。下面以图4为例对图2进行说明：
在t0-t1时刻，在第一功率管PM1输入栅极控制信号PDRV为高电平时，第一功率管PM1截止。因此，第一功率管PM1截止时，电源电压VDD不会输出到中间节点LX，中间节点LX输出电压为低电平。第二功率管NM1的栅极控制信号NDRV为高电平，第二功率管NM1导通，
t1-t2时刻，保持第一功率管PM1输入控制信号PDRV为高电平，拉低第二功率管NM1的栅极信号，第一功率管PM1和第二功率管NM1都处于截止状态，第一功率管PM1和第二功率管NM1处于死区时间。中间节点LX由于寄生电容充电，其电位LX2开始从低电平变为高电平。
通过第一功率管PM1在其栅极驱动信号PDRV为高电平变为低电平过程中，将积累的栅极电荷Cgd通过第一电荷释放支路进行释放并且在储能电路进行储能，同时将积累的栅极电荷Cgd通过第二电荷释放支路对地放电。
第一电荷释放支路和第二电荷释放支路获取的第一功率管PM1的栅极电荷多少，可以由第一电荷释放支路和第二电荷释放支路中MOS管的宽/长比调节。
t2-t3时刻，第一功率管PM1栅极信号PDRV从高电位变为低电位，则第一功率管PM1从截止状态导通状态。第二功率管NM1的栅极信号NDRV继续为低电平，第二功率管NM1截止。通过第一功率管PM1给电感L1充电，电感L1的电流逐步增大到峰值。由于第一功率管PM1导通，中间节点LX的电压LX2继续为高电平。
t3-t4时刻，高电平脉冲信号被输入到第一输入端N1，即第一脉冲信号PULSE1为高电平，此时反相器INV1的输出为低电平，该低电平信号被提供到MOS管PM2的栅极，MOS管PM2导通，电源电压VDD通过MOS管PM2的源极和漏极提供到第一功率管PM1的栅极，第一功率管PM1栅极信号PDRV从低电位变为高电位，第一功率管PM1从导通变为截止，第二功率管NM1继续保持截止状态。第一功率管PM1和第二功率管NM1在该时间段都处于死区时间。
现有技术中间节点LX的电压LX1在t3-t4时刻(也即第一功率管由导通转换为截止时，第二功率管保持截止状态)死区时间内，会出现低于接地端电压的负压(如图2所示的LX1的电压示意图)。电压突变较为明显，带来的损耗也较大。因为现有技术在t2-t3时刻期间，第一功率管PM1导通，电源电压VDD通过第一功率管PM1的源极和漏极产生的电流，会流经电感L1，电感两端的电流不能突变，在t3-t4时刻期间在第一功率管PM1关断，第二功率管NM1也处于关断时，第一功率管PM1的电流减小，电感L1从其第二端开始->输出电容C1滤波->负载R1->接地端->第二功率管NM1的寄生体二极管->电感L1的第一端形成续流通路。其中电感L1的第一端为靠近中间节点LX的一侧。第二功率管NM1的寄生体二极管在第一功率管PM1的电流减小开始，第二功率管NM1的寄生体二极管感应出接地一端为正，距离中间节点LX较近的一端为负的电压。
在本申请提供的实施例中，中间节点LX的电压LX2在t3-t4时刻(也即第一功率管由导通转换为截止时，第二功率管保持截止状态)死区时间内，LX2的电位缓慢的下降到低电位(如图2所示的LX2的电压示意图)。因为在这段死区时间内，续流电容C2经过MOS管NM2和电感L1放电，使得第二功率管PM2在导通前不需要流通电感L1的电流，达到软开关状态。
t4时刻之后，第一功率管PM1继续保持为截止状态，第二功率管NM1开始导通，续流电容C2降低到较低水平，电感L1的电流流经第二功率管NM1并持续下降。
举例说明而非限定，本申请实施例公开的服务器的类型此处不做限定，具体可以是机柜式服务器、塔式服务器、机架式服务器以及刀片式服务器。换言之，本申请实施例对于服务器的具体类别不进行具体限定。进一步地，可以理解的是，图1示出的服务器的结构并不构成对服务器的结构的限定，服务器可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种直流-直流变换器，其特征在于，包括：
输出电路，其包括第一功率管、第二功率管、电感，所述电感耦接于中间节点LX与输出端之间，第一功率管耦接于电源端和中间节点LX之间，第二功率管耦接于中间节点LX和接地端之间；
储能电路，其包括第一连接端和第二连接端；
续流电路，其耦接于所述储能电路的第一连接端和所述中间节点LX之间，并在第一功率管关断后第二功率管导通前导通；
第一电荷释放支路，其耦接于所述第一功率管的栅极和所述储能电路的第一连接端之间，并在第一功率管导通期间利用所述第一功率管的栅极给所述储能电路充电。
2.根据权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于，还包括：第二电荷释放支路，其耦接于所述第一功率管的栅极和接地端之间，并在第一功率管导通期间将所述第一功率管的栅极上的电荷释放至地。
3.根据权利要求2所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述第一电荷释放支路包括MOS管NM4，所述第二电荷释放支路包括MOS管NM3，
所述MOS管NM4的源极耦接至储能电路的第一连接端，所述MOS管NM4的漏极耦接至所述第一功率管的栅极；
所述MOS管NM3的源极耦接至地，MOS管NM3的漏极耦接至第一功率管的栅极；
所述MOS管NM4的栅极与MOS管NM3的栅极耦接。
4.根据权利要求3所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述第一电荷释放支路还包括耦接于第一功率管的栅极和MOS管NM4的漏极之间的防反电路，所述防反电路自第一功率管的栅极向MOS管NM4的漏极单向导通。
5.根据权利要求4所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述防反电路为二极管或PMOS晶体管PM3，
当所述防反电路为二极管时，所述二极管的阳极耦接至所述第一功率管的栅极，阴极耦接至所述MOS管NM4的漏极；
当所述防反电路为PMOS晶体管PM3时，所述PMOS晶体管PM3的第一端耦接至第一功率管的栅极，第二端耦接至所述MOS管NM4的漏极。
6.根据权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述储能电路为续流电容C2，储能电路的第二连接端耦接至地。
7.根据权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述续流电路包括MOS管NM2，所述MOS管NM2的栅极耦接至第二脉冲信号，所述MOS管NM2的第一端耦接至所述中间节点LX之间，第二端耦接至所述储能电路的第一端。
8.根据权利要求7所述的直流-直流变换器，其特征在于，所述第二脉冲信号在第一功率管关断后第二功率管导通前，产生有效的脉冲信号到所述MOS管NM2的栅极，使所述MOS管NM2导通，所述储能电路储存的电荷通过所述MOS管NM2流到电感的第一端。
9.根据权利要求1所述的直流-直流变换器，其特征在于，还包括第一驱动缓冲电路和第二驱动缓冲电路：
所述第一驱动缓冲电路，包括反相器和MOS管PM2；所述反相器的输入端耦接至第一脉冲信号，输出端耦接至所述MOS管PM2的栅极以及所述MOS管NM4和MOS管NM3的栅极；所述MOS管PM2的源极耦接至所述电源端，漏极耦接至所述第一功率管的栅极；
所述第二驱动缓冲电路，包括驱动器，所述驱动器的输入端耦接至所述第一脉冲信号，输出端耦接至所述第二功率管的栅极。
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