CN1179685A - 通信方法和通信系统 - Google Patents

Abstract

根据本发明用于多重接入具有预定发送格式的预定发送带宽中的发送方法包括:在管理多重接入的位置编码信号和发送编码的信号给多个基站的编码步骤;分别在多个基站调制编码的信号的调制步骤;以及在多个基站发送在调制步骤得到的输出信号的发送步骤。

Description

通信方法和通信系统

本发明例如涉及适合用于无线电话系统的基站和交换机的通信方法和通信系统。

在移动通信系统诸如无线电话系统等系统中，采用多重连接，其中多个移动站(终站设备或用户)被允许接入单个基站。在这种无线电话的情况下，许多个移动站共同使用单个基站。因此，已提出了避免各个移动站之间干扰的各种通信系统。例如，传统地提出频分多址(FDMA)系统，时分多址(TDMA)系统，码分多址(CDMA)系统等等作为这类的通信系统。

这些系统的CDMA系统是一个多址系统，其中特定的码指定给每个移动站，相同载波的己调波以该码进行频谱扩频，然后发送到该相同基站，基站根据识别希望的移动站的每个码接收它，进行码同步。

特别地，该基站占用属于该频谱的整个频段，同时使用相同的频段发送信号给多个移动站。每个移动站反扩频从该基站发送的固定扩频带宽的信号以便提取相应的信号。而且，该移动站利用彼此不同的扩频码辨别每个移动站。

在CDMA系统中，只要共用一个码可达到每个直接呼叫的通信。而且，该系统在电话通话的保密方面是很好的。因此，该系统适合于利用移动站诸如便携电话设备等的无线电传输。

在CDMA系统中，很难建立移动站之间的准确的通信关系。因此，相应移动站之间的每个通信不能完全分开地对待，因而当与一个移动站通信时，另一个移动站可变为干扰源。而且，数据在这个系统中特定频段内扩频。因此，必须事先定义扩频该数据的带宽(即，传输使用的带宽)。因此，改变传输带宽是困难的。

上面的方法将更具体地叙述。图1A和1B表示一种模型，其中例如特定用户的传输信号通过反扩频从以预定码扩频和多路复用的8个移动站(用户)的传输信号中提取。如图1A所示，如果用户U0的信号通过反扩频从与码多路复用的8个用户U0至U7的信号中提取，然后如图1B所示的，可实现地提取用户U0的信号。但是，由相同基站处理的其它用户U1至U7的信号也变为干扰源，作为一个噪声。这个事实导致S/N特性的降低。由于这个原因，在采用CDMA系统的无线电传输中，由于由该干扰引起的降低，电波不能很好地达到，这事实使服务区变窄。而且，由其它用户引起的干扰只能由反扩频增益的量抑制，该反扩频增益量是在反扩频的过程中得到的。因此，限制了允许接入的用户(移动站)的数量，而且信道容量变小。

由于反扩频带宽通常是固定的，而且其信号可多路复用的用户数被限制，不可能灵活地符合根据每个站是不同的频率分配。因此，只可定义相对窄的带宽，而且最大的用户速率也被限制。

为了解决这个问题，提出了不同于CDMA系统和TDMA系统的通信系统应用于无线电话系统。如果采用比CDMA系统和TDMA系统复杂的通信系统，则用于产生与每个终端通信的信号的基站必须执行复杂的处理，这使得该基站装置相当复杂。特别地，在蜂窝系统中，在每个网孔中要求一个基站，而且，要求非常大量的基站保证宽业务区的安全。因此，由于基站安排变得复杂了，无线电话系统的安排非常复杂。

无线电话的一般基站通过专用数字电路接到交换机。基站使通过数字电话发送的数据进行无线传输的信道编码。然后根据预定通信系统调制它，利用无线从接到该基站的天线发送该数据。如果该基站执行所有的处理，包括用于无线传输的编码数据的处理等和改变该编码系统，所有基站的相应电路必须改变。进行系统改变几乎是不可能的，其中较高的通信系统应用于现有的无线电话系统。

如果基站处理相对复杂的数据，当由于终端设备的位置移动进行转换与终端设备通信的基站的过区切换处理时，在过区切换处理之前已与该终端设备通信的基站和在过区切换处理之后与该终端设备通信的基站二者必须执行复杂的数据处理，因此它要用相对长的时间转换该基站。结果，电话呼叫暂时被中断，这防止电话呼叫在实时的基础上进行。

从这些方面看，本发明的目的是提供一个有效的通信系统作为无线电话系统并且在采用该通信系统时简化了基站等的系统结构及其控制。

根据本发明的一个方面，在具有用于多址的预定传输格式的预定传输带宽中的传输方法包括：在管理多址的一个位置编码信号和发送编码的信号到多个基站的编码步骤，在多个基站分别调制己编码信号的调制步骤；和发送在多个基站调制步骤中得到的输出信号的发送步骤。

图1A和1B是各用于说明CDMA系统中干扰状态的图；

图2是根据本发明的实施例用于说明在通信设备中使用的发送信号的时隙安排的图；

图3A至3G是各用于说明在根据该实施例的帧中的传输数据的图；

图4是用于说明根据本实施例的网孔安排实例的图；

图5A至5C是各用于说明根据该实施例的带时隙实例的图；

图6是表示根据本发明的实施例的终端设备安排的方框图；

图7是表示根据该实施例的终端设备的编码器安排的方框图；

图8是表示根据该实施例的终端设备的卷积编码器安排的方框图；

图9A和9B是表示根据该实施例的窗口数据波形实例的图；

图10是表示根据该实施例的传输数据实例的相位特性曲线；

图11是表示根据该实施例的终端设备的编码器安排的方框图；

图12是表示该实施例的处理定时的图；

图13是表示根据本发明的实施例的基站和交换机的系统安排的方框图；

图14是表示根据本发明的实施例的交换机安排的方框图；

图15是表示根据本发明的实施例的该交换机的信道编码器/解码器的方框图；

图16是表示根据本发明的实施例的基站传输处理的方框图；

图17是表示根据本发明的实施例的基站调制处理的方框图；

图18是表示根据本发明的实施例的基站高频载波系统的传输处理的方框图；

图19A至19C是表示根据本发明的实施例的传输处理定时的定时图；

图20是表示根据本发明的实施例的基站接收处理的方框图；

图21是表示根据本发明的实施例的基站高频载波系统的接收处理的方框图；

图22A至22C是表示根据本发明的实施例的接收处理定时的定时图；和

图23是表示根据本发明的实施例的基站的解调处理的方框图。

下面对照图2至图23叙述根据本发明的实施例的通信方法和通信设备。

在开始，叙述应用本实施例的通信系统。本实施例的通信系统被安排为所谓的多载波系统，其中多个副载波连续地放置在预先分配的频段内，并在同时在单个传输路径上利用所述频段内的多个副载波。而且，在该频段内的多个副载波在被调制的频段中集中划分。在这里，这个系统称为带分多址(BDMA：带分多址)。

下面叙述其安排。图2是表示本实施例的传输信号的时隙安排的图，其中频率以其纵坐标设定和在其横坐标上表示时间。在本实施例中，频率轴和时间轴以格状方式划分以提供正交基站系统。特别是，一个传输带(一个频带时隙)的传输带宽设定为150KHz，150KHz的一个传输频段其中包括24子用户。24副载波以6.25KHz的等间隔连续地排列，每个载波被指定从0至23的一个副载波号。但是，实际上已有的副载波分配给1至22的副载波号的频段。一个频段时隙(band slot)两端部分的频段即副载波号0和23的频段不指定副载波，即它们用作保护频段而且它们的电功率设置为零。

一个时隙被调节在时间轴的200μs的间隔。脉冲串信号被调制并在每个时隙与22副载波一起发送。一帧被定义为25时隙的阵列(即5ms)。一帧内的每个时隙被指定0至24的时隙号。图2中的阴影区代表一个频带时隙中的一个时隙部分。在这个情况下，被指定时隙号24的时隙是其中无数据发送的一个周期。

多个移动站(终端设备)与一个基站在相同周期进行通信的多重连接是使用从以格状划分频率轴和时间轴导出的正交基本系统进行的。与相应移动站的连接条件安排成如图3A至3G中所示的。图3A至3G各表示指示六个移动站是如何使用具有一个频段时隙的时隙U0、U1、U2、…U5(由于跳频实际使用的频段时隙被改变，这将在后面叙述)接到该基站的操作条件的图。以R表示的时隙是一个接收时隙，而由T代表的时隙是一个发送时隙。如图3A中所示的，在基站中调整的帧定时被设定为包括24时隙(25时隙的24时隙，最后时隙即号码24的时隙未使用)。在这个情况下，使用与一个接收时隙不同的频段发送传输时隙。

图3B中所示的移动站D0使用一帧内的时隙号0、6、12、18的时隙作为一个接收时隙，同时使用时隙号3、9、15、21的时隙作为发送时隙。在每个时隙中接收或发送脉冲串信号。图3C中所示的移动站U1使用一帧内时隙号1、7、13、19的时隙作为接收时隙，同时使用时隙号4、10、16、22的时隙作为发送时隙。图3D中所示的移动站U2使用一帧内时隙号2、8、14、20的时隙作为接收时隙，同时使用时隙号5、11、17、23的时隙作为发送时隙。图3E中所示的移动站U3使用一帧内时隙号3、9、15、21的时隙作为接收时隙，同时使用时隙号0、6、12、28的时隙作为发送时隙。图3F中所示的移动站U4使用一帧内的时隙号4、10、16、22的时隙作为接收时隙，同时使用时隙号1、7、13、22的时隙作为发送时隙。另外，图3G中所示的移动站U5使用一帧内时隙号5、11、16、22的时隙作为接收时隙，同时使用时隙号2、8、14、20的时隙作为发送时隙。

由于采用了在图3A至3G中所示的安排，执行其中六个移动站接入一个频段时隙的六个时分多址(TDMA)。从每个移动站看来，存在着从一个时隙周期的接收或发送结束到下一个发送或接收的开始的两时隙的备用期间(即400μs)。每个移动站利用这个备用期间执行定时处理和称为跳频的处理。特别地，每个移动站在200μs已过去之后每个发送时隙T之前的期间执行使发送定时与从基站发送的信号定时相符的定时处理，和从每个发送时隙T结束开始约200μs已过去之后进行转换用于发送和接收的频段时隙到另一频段时隙的跳频。由于上面的定时是在发送速率设定高时的时隙，如果发送速率设定低和所用频段时隙数改变，则需要再次设定跳频的定时。跳频允许为每个基站准备的多个频段时隙的每个移动站同等地使用。

特别地，多个频段时隙分配给单个基站。在蜂窝系统的情况下，其中一个基站形成一个网孔，如果1.2MHz的频段分配给一个网孔，则8个频段时隙可分配给一个网孔。类似地，如果2.4MHz的频段分配给一个网孔，则16个频段时隙可分配给一个网孔；如果4.8Mhz频段分配给一个网孔，则32个段频时隙可分配给一个网孔；而如果9.6MHz频段分配给一个网孔，则64个频段时隙可分配给一个网孔。然后执行称为跳频的频率转换处理，以便均匀地使用分配给一个网孔的多个频段时隙。在本例子中，频率是连续的多个频段时隙分配给一个网孔。

图4表示一个理想的网孔布局。如果网孔以这个方式配置，三类的频率足够分配给所有网孔，即一个频率分配给使用第一频段的一组Ga网孔，另一个频率分配给使用第二频段的一组Gb网孔，又一个频率分配给使用第三频段的一组GC网孔。即，如果一个网孔使用8个频段时隙，如图5A和5B中所示的，连续的8个频段时隙是为组Ga准备的，下面的连续的8个频段时隙是为组Gb准备的，和下面的连续8个频段时隙是为组Gc准备的。在这种情况下，如图5C中所示的，每个频段时隙包括22个副载波，和每次使用多个副载波进行多载波发送。如图3A至3G中所示的，在执行多载波发送的频段时隙改变的跳频的同时，执行与该网孔内的一个移动站的通信。

如上面那样设定通信条件，以便保持每个移动站与该基站之间发送的信号相对于其它信号具有正交特性。因此，该信号不会遭受来自其它信号的干扰和仅仅相应的信号可满意地被提取。由于用于发送的频段时隙在任何时间利用跳频被改变，有效地利用了为每个基站准备的发送频段，这导致有效的发送。在这种情况下，如上所述的，分配给一个基站(网孔)的频段可以任意设定。因此，根据所使用的情况可任意地设置系统。

在下面叙述与上述系统中的基站进行通信的终端设备(移动站)的安排。在这种情况下，使用2.0Ghz的频段作为从该基站到终端设备的下行链路，同时使用2.2GHz的频段作为从终端设备到该基站的上行链路。

图6是表示终端设备安排的图。首先叙述其接收系统。用作发送和接收信号的天线11接到天线共同设备。天线共用设备12接在与带通滤波器13、接收放大器14及混频器15串联的其接收信号输出侧。带通滤波器13提取2.0Ghz的频段的信号。混频器15混频带通滤波器的输出与频率合成器31输出的1.9GHz的频率信号，使得所接收的信号被变换为100MHz的中频信号。频率合成器是由PLL(锁相环电路)构成的，而且它是基于150KHz信号产生具有150KHz间隔(即一个频段时隙间隔)的1.9GHz频段中的信号的一个合成器，150KHz信号是利用1/128分频器33分频温度补偿型晶体振荡器(TCXO)32输出的19.2MHz信号产生的。在后面叙述的，用于终端设备中的其它频率合成器也由PLL电路构成。

混频器15输出的中频信号通过带通滤波器16和可变增益放大器17加到用于解调的两个混频器18I、18Q。频率合成器34输出的100MHz频率信号加到移相器35，其中该信号变为相位彼此移位90度的两个系统信号。两系统频率信号之一加到混频器18I，而另一个系统频率信号加到混频器18Q，使得它们分别与中频信号混频，因而提取包含在接收数据中的I分量和Q分量。频率合成器34是利用1/128分频器33分频产生的150KHz的信号产生100MHz信号的一个合成器。

然后，提取的I分量通过低通滤波器19I加到模数变换器20I，在其中该分量被变换为数据I数据。提取的Q分量通过低通滤波器19Q力到模数变换器20Q，在其中该分量被变换为数字Q数据。在这种情况下，相应的模数变换器20I和20Q使用200KHz时钟作为变换的时钟，它是利用1/96分频器36分频TCXO 32输出的19.2Mhz时钟产生的。

然后，从模数变换器20I、20Q输出的数字I数据和数字Q数据加到解调解码器21，在终端22得到解调的接收数据。解调解码器21被加上从TCXO 32输出的19.2MHz时钟，好像原来那样的时钟，而且还加上利用1/40分频器37分频从1/96分频器36输出的200KHz时钟产生的5KHz时钟。5KHz时钟用于产生时钟定时数据。特别地，在本例子中，如上所述的一个时隙设定为200μs。但是，频率为5KHz的信号具有200μs的一个周期。因此，时隙定时数据与5Khz信号同步地产生。

在下面叙述终端设备的发送系统。在终端41得到的发送数据加到调制编码器42，在其中执行发送的编码和调制处理，以便产生用于发送的数字I数据和数字Q数据。在这种情况下，调制编码器42被加上19.2KHz时钟作为时钟，照原来那样它是从TCXO 32输出的，而且还加上以1/40分频器37分频产生的5KHz信号作为产生时隙定时的数据。调制编码器42输出的数字I数据和数字Q数据加到数模变换器43I和43Q，在其中该数据被变换为模以I信号和数拟Q信号。已变换的I信号和Q信号通过低通滤波器44I和44Q加到混频器45I和45Q。另外，频率合成器38输出的300MHz频率信号利用移相器39变换为其相位彼此移位90度的两个系统信号。两个系统频率信号之一加到混频器45I，而另一个系统频率信号加到混频器45Q，因而这些频率信号分别与I信号及Q信号混频，以便形成落入300MHz频段的信号。这两信号都加到加法器46，在其中进行的是正交调制，将它们合成单个系统信号。频率合成器38是根据以1/128分频器33分频产生的150KHz信号产生300Mhz频段的信号的一个合成器。

然后，从加法器46输出的已调制为300Mhz频段信号的信号通过发送放大器47和带通滤波器加到混频器49，在其中该信号被加上从频率合成器31输出的1.9GHz频率信号，以便变换该信号为22GHz频段发送频率的。己频率变换为发送频率的发送信号通过发送放大器(可变增益放大器)50及带通滤波器51加到天线共用设备12，所以该信号以天线方式从接到天线其用设备12的天线11发射。发送放大器50的增益被控制，因此调节发送输出。发送输出的控制是例如根据从基站侧接收的输出控制数据进行的。

另外，TCXO32输出的19.2MHz信号加到1/2400分频器40以变换被变换为8KHz的信号，和8KHz信号加到语音处理系统的一个电路(未示出)。即在本例子的终端设备中，在它与该基站之间发送的语音信号以8KHz的速率取样(或者以该频率整数倍的速率)。因此，1/2400分频器40产生语音数据处理电路所需的时钟，语音处理电路诸如语音信号的模数变换器和数模变换器或者用于对语音数据等压缩和扩展处理的数字信号处理器(DSP)。

在下面对照图7详细地叙述该装置及其外围装置的终端设备的发送系统中的编码器。卷积编码器101对发送数据进行卷积编码。卷积编码例如是以K＝7的限定长度和以R＝1/3的编码率进行的。图8是表示具有K＝7的限定长度和R＝1/3的编码率的卷积编码器安排图。输入数据加到串联连接的六个延迟电路101a、101b、…、101f，使得连续的7比特数据的定时一致。异或门101g、101h、101i进行7比特预定数据的异或运算并且利用串行一并行变换电路101j将各个异或门101g、101h、101i的输出变换为并行数据，因而，得到卷积编码的数据。

再来叙述图7。卷积编码器101的输出加到四帧交错缓冲器102，在其中对四帧(20ms)进行数据交错。交错缓冲器102的输出加到DQPSK编码器110，在其中进行DQPSK调制。即DQPSK码元产生电路111根据所加的数据产生相应的码元，然后该码元在其一个输入端加到乘法器112。延迟电路113延迟乘法器112的乘法输出一个码元量并返回到其另一个输入端，因而进行DQPSK调制。DQPSK调制的数据加到乘法器103，因此从随机相位数据产生电路104输出的随机相位数据与已调制的数据相乘，因而数据的相位明显地随机变化。

乘法器103的输出加到反快速富利叶变换(IFFT)电路105，在其中利用反快速富利叶变换的计算对频率轴的数据进行对时间轴的变换处理，因而产生在具有6.25KHz间隔的22副载波的多载波信号的实际时间轴上的数据。进行反快速富利叶变换的IFFT电路105使得产生二次方数量的副载波的安排相对容易。本例子中采用的IFFT电路105能够产生25副载波，即32个副载波并且输出已调的数据到所产生的副载波的相连的22个副载波。由本例子的FFT电路105处理的发送数据的调制率设定为200KHz。200KHz调制率的信号被变换为32个多载波，产生具有6.25KHz间隔的多载波信号，间隔数是从200KHz÷32＝6.25Khz的计算中导出。

利用反快速富利叶变换变换为实时数据的多载波数据加到乘法器107，在其中该数据与从窗口数据产生电路106输出的时间波形相乘。例如如在图9A中所示的，该时间波形是在发送侧具有一个波形长度Tu或约200μs(即一个时隙周期)的一个波形。但是，该波形被安排具有其波形电平逐渐变化的两端部分T_TR(约15μs)。因此，当该时间波形用于乘运算时，如在图9B所示的，相邻的时间波形被安排彼此部分重叠。

再次叙述图7。利用乘法器107与时间波形相乘的信号通过脉冲串缓冲器108加到加法器109。加法器109将从控制数据选择器121输出的控制数据加在预定位置的信号。所加的控制数据是指示发送输出的控制的控制数据。基于对在终端122所接收信号的条件的确定结果，选择器121设置该控制数据。

在这种情况下，选择器121与三个控制数据存储器123、124、125(实际上这些存储可通过将一个存储器区划分为三部分提供)。用于递减发送输出的控制数据(-1数据)存储在存储器123中，用于保持发送数据在不变状态的控制数据(±0数据)的控制数据存储在存储器124中，而用于递增发送输出的控制数据(±1数据)存储在存储器125中。在这种情况下存储的控制数据是与当相应的控制数据在该编码器直至乘法器107中进行发送的调制处理时的数据等效的数据。

更具体地讲，该发送数据是在由I轴与Q轴互相正交形成的平面上变化的调相数据，即沿图10中所示的平面上的园圈变化的数据。在位置(0，0)的数据(I，Q)设置为±0数据，在从该位置后面90度的位置(1，0)的数据设定为-1数据，而在±0数据位置前面90度的位置(0，1)的数据设定为±1数据。相应于位置(1，1)的发送输出的控制数据未定义，因此当接收侧识别该位置数据时，该数据被认为±0数据，保持该发送输出不变。图10所示的信号相位是在被调制有多载波信号之前的相位。实际上，该信号相位数据被调制有多载波信号，而通过与时间波形相乘产生的数据存储在相应的存储器123、124、125中。

利用加法器109与该控制数据相加的发送数据加到数模变换器43(它相应于图6中所示的数模变换器43I、43Q)，在其中使用用于变换的200KHz时钟将该发送数据变换为模拟信号。

下面对照图11详细地叙述本例子的终端设备的接收系统的解码器和外围装置。使用200Khz时钟以模数变换器20(相应于图6中的模数变换器20I、20Q)变换得到的数字数据通过脉冲串缓冲器131加到乘法器132，在其中该数字数据与反相窗口数据产生电路133输出的时间波形相乘。当收到时用于相乘的时间波形是具有图9A所示形状的时间波形。这个时间波形被安排具有长度Tm即160μs，它比在发送时的时间波形长度短。

与时间波形相乘的接收数据加到FFT电路134，在其中利用快速富利叶变换处理进行频率轴与时基之间的变换，因而调制为具有间隔6.25KHz并排列在时基上的22个副载波的发送数据被分离为每个载波具有的信息分量。在这种情况下的变换处理由能够处理2°副载波即32个副载波的电路进行，类似于由发送系统中IFFT电路进行的变换处理的情况。调制为它们的连续的32副载波的数据被变换并输出。由本例子的FFT电路134处理的发送数据调制率设定为200KHz。由于该电路能够处理的32个多载波，变换处理可在具有6.25Khz间隔的多载波上进行，其间隔数是从200KHz÷32＝6.25Khz的计算导出的。

已在FFT电路134中进行快速富利叶变换的接收数据加到乘法器135，在其中该接收数据与从反相随机相移数据产生电路136输出的反相随机相移数据(这个数据是与发送侧的随机相移数据同步地变化的数据)相乘，因而恢复该数据具有其原来的相位。

恢复具有其原来相位的数据加到差分解调电路137，在其中该数据进行差分解调。差分解调的数据加到四帧去交错缓冲器138，在其中发送时对四帧交错的的数据被恢复具有其原来的数据顺序。去交错的数据加到维特比解码器139，在其中维特比解码该数据。维特比解码的数据作为解码的接收数据加在放置于后级的接收数据处理电路(未示出)。

图12表示至此所述的处理定时。在开始，在定时R11在接收系统中收到一时隙的数据，与该接收同时地，所接收的数据由模数变换器20变换为数字数据，然后存储在脉冲串缓冲器131。在下一定时R12，存储的接收数据进行解调处理，诸如与时间波形相乘，快速富利叶变换，与反相随机相移数据相乘，差分解调，维特比解调等等。之后，在下一定时R13利用数据处理进行解码。

然后，从定时R11之后6时隙的定时R21至定时R23进行与定时R11至R13相同的处理。之后，重复相同的处理。

在发送系统中，发送是在相地接收定时移位3个时隙比定时进行的。即，发送数据在预定定时T11编码，编码的数据进行调制处理，在下一定时T12该数据被变换为一个脉冲串量的发送数据，和该数据被存储在该发送系统的脉冲串缓冲器108中。然后，在从接收定时R11后面三个时隙的定时T13，存储在脉冲串缓冲器108中的发送数据由数模变换器43变换，然后进行发送处理并从天线11发送。然后进行从定时Y11之后6时隙的定时T21至定时T23的处理，它与定时T11至T13的处理相同。之后重复相同的处理。

这样，以分时的方式断续地进行接收处理和发送处理。在本例子中，被加到发送数据的发送输出控制数据(控制比特)即如对照图7叙述的当发送时该发送输出的控制数据由加法器109在用于发送的编码处理完成时在最后定时加上。因此，当控制数据被发送时可迅速地反映接收数据的状态。即，例如，在定时R11接收的脉冲串信号的接收状态在定时时R12解码的中间被检测到，并且确定通知通信的对方(基站)的发送输出的控制状态(即，图12表示在指示控制比特计算的定时的处理)。当计算控制比特时，计算的结果从终端122发送到选择器121，在其中该计算结果与相应于存储在脉冲串缓冲器108中的发送数据的控制数据相加，而在定时T13发送的脉冲串信号与在指示该状态的最后收到数据的基础上的发送输出的控制数据相加。

进行通信的对方(基站)确定在定时T13发送的控制数据，使得在下一定时R21从该基站发送脉冲串信号时，该对方控制该发送输出进入相应状态。接着，在已在前一周期发送的脉冲串信号接收状态的基础上，在其发送输出中控制下一个发送的脉冲串信号。这样，在发送该脉冲串信号时在每一个周期正向控制该发送输出，因此能够基本上使在同时通过该终端设备与一个基站之间的多条路径发送的发送信号的发送输出一致。

如在本例子中，如果不执行该处理，事先在存储器中准备发送输出的控制数据以便进行相加处理，然后，例如在图12的例子中将出现以下结果。即，在定时R12的解调处理中确定在定时R11收到的结果，之后在定时T21编码控制数据并在定时T22解调，和响应在定时T23发送的脉冲串信号发送在定时R11接收结果基础上的控制数据。因此，不能在每个周期控制发送输出。虽然已经叙述终端设备侧产生控制来自基站的发送输出有用的数据的情况，不用说，基站侧也可产生控制来自终端设备的发送输出有用的数据。

下面对照图13至23叙述统一该基站、与终端设备及交换机通信的基站的安排。用于发送和接收的基站的安排基本上类似于该终端设备的安排，除了多个终端设备同时接入该基站的多重接入的安排之外。在这个实施例中，用于通信的所有处理不是只由该基站执行。该交换机也执行上述处理的一部分。

图13表示该基站及该交换机的整个系统安排。在根据这个实施例的无线电话系统中，在预定区域设置用于移动电话机501、502、503、…的多个交换机。移动电话机501、502、503、…的每个交换机接到地专用电路或类似电路。移动电话机501、502、503…的每个交换机接到多个基站。例如，交换机501接到基站501a、501b、…。交换机502接到基站502a、502b、…。移动电话机501、502、  503…的每个交换机执行信道编码和数据的解码处理，以便与终端设备通信，和该基站执行调制处理及解调处理。

特别地，基站502b具有与交换机502通信的接口单元511。由交换机502进行信道编码的数据通过接口单元511加到发送单元512。发送单元512在该数据进行发送调制处理和进一步对己调信号进行高频载波发送处理，因而变换该信号为发送信号。发送单元512通过天线共用设备513将发送信号加到天线514以无线发送该发送信号。由天线514，515(两天线用于进行分集接收)接收的信号加到接收单元516。接收单元516对该信号进行高频载波接收处理，将它变换为中频信号，并且解调该中频信号得到软判定数据。接收单元516通过接口单元511将该软判定数据馈送给交换机502。交换机502执行解码接收码它的信道解码处理。在基站中发送单元512和接收单元516的处理在通信控制单元517的控制下进行。每个交换机501、502、503…也接到一般有线电话网，允许有一般电话网及终端设备的通信。

图14表示交换机501、502、503、…的每个交换机的安排。每个交换机501、502、503…具有在系统控制器520的控制下进行信道编码和信道解码的信道编码器/解码器，其数量与该交换机可同时处理的电路数量一样多。每个交换机具有用于控制信道的信道编码和控制信道的信道解码的控制信道编码器/解码器，其数量与它要求的数量一样多。每个信道编码器/解码器521、522通过交换电路523连接到直接接到这个交换机的每个基站，而且通过交换电路524接到用于移动电话的另一个交换机。此外，每个信道编码器/解码器521、522通过交换电路525接到通用电话网络。

图15表示在该交换机中装备的每个信道编码器/解码器的具体安排。从该基站所加的数据(即通过接收从终端设备来的要解调它的信号得到的软判定数据)加到去交错器531。去交错器531曾在接到它的存储器532中存储该数据和进行去交错处理，将数据安排返回原始的安排。去交错器531提供去交错的接收码元给维特比解码器533。维特比解码器533使去交错的接收码元进行维特比解码并将该维特比解码的接收数据提供给编码器/解码器534。编码器/解码器534进行解码处理，从发送数据装置所加的数据中分离音频数据，控制数据等并且提供诸如音频数据等数据的通信数据TCH数据给音频编码器/解码器535及数据编码器/解码器536。音频编码器/解码器535对音频数据进行解码处理并提供解码的数据给对方(另一个交换机，通用电话网络等等)。如果TCH数据由该音频数据之外的各种数据构成的，则数据编码器/解码器536进行数据的解码处理并且发送解码的数据给对方。各种控制数据发送到使无线电话系统合成一体的通信中心(未示出)。

当数据发送到终端设备侧时，由音频编码器/解码器535或数据编码器/解码器536进行相应编码的数据加到编码器/解码器534。编码器/解码器534进行安排所加的数据与发送数据安排中的控制数据在一起的信道编码处理，然后提供该信道编码的数据给编码器537，编码器537编码该数据为发送数据并提供该编码的数据给交错器538。交错器538交错安排在四帧期间中的数据。在这时，交错器538对曾经存储在接到交错器538的存储器539中的数据进行这个处理。然后，交错的数据发送到该基站。

下面对照图16叙述用于发送数据到终端设备的每个基站的安排。在这个实施例中，可同时进行128频段时隙的处理。通信数据诸如音频数据和通信控制数据作为从该交换机发送的通信数据发送。通信控制数据包括时隙分配数据，功率控制数据等。这些数据通过交换电路541提供给16个调制电路542a至542p的任一个调制电路。在这个例子中，6个调制电路542a至542p处理128频段时隙，每一个调制电路处理8频段时隙。在下面将叙述每个调制电路542a至542p的具体安排。

由调制电路542a至542p调制用于发送的数据提供给高频载波处理电路543a至543p，并且分别进行发送高频载波处理。在下面将叙述每个发送高频载波处理电路543a至543p。由发送高频载波处理电路543a至543p的发送处理得到的发送信号由合成电路544合成，然后提供给带通滤波器(BPF)545。带通滤波器545从中滤除发送频带外的信号，然后将已处理的信号提供给发送天线进行无线发射。

基站的每个调制电路542a至542p的具体安排将对照图17进行叙述。从该交换机来的编码的比特和功率控制比特由混合器551混合为一个系统的数据，然后提供给卷积编码电路552。卷积编码电路552对一个系统的数据进行卷积编码，然后提供已卷积编码的数据给混合器553。混合器553混合该数据与从随机相移数据产生电路554输出的随机相移数据得到其相位看上去是随机地偏移的。混合器553提供这样的数据给乘法器555。乘法器555将所提供的数据与通过延迟电路556延迟乘法器555的输出一个码元量得到的信号相乘，因而得到DQPSK调制的数据。混合器555提供已调制的数据给相位表557。基于DQPSK调制的数据，选择相位表557的输出并提供给乘法器558。乘法器558将相位表557的输出与功率控制数据相乘得到相应的功率数据。

乘法器558提供相应的功率数据给存储器559。连接到存储器559的IFFT电路560进行反快速富利叶变换以便进行变换频率轴为时间轴的处理得到多载波信号。已变换的多载波信号通过缓冲存储器561提供给减法器562。减法器562计算这个多载波信号与直接从存储器559提供的多载波信号之间的差，并且提供差数据给乘法器563。乘法器563将这个差数据与从窗口数据产生电路564输出的窗口数据相乘并提供相乘的输出给加法器565。加法器565将该相乘数据与直接地来自存储器559的输出相加并且输出相加的输出作为调制信号。

下面对照图18叙述用于对这样得到的调制信号进行发送处理的每个发送高频载波处理电路543a至543p的具体安排。所提供的调制信号(3.2兆样值/秒的数据)由多路分解器571分离为发送I数据TI和发送Q数据TQ。相应的发送I和Q数据TI、TQ提供给数模变换器572I和572Q，因而变换为模拟信号。数模(D/A)变换器572I和572Q通过低通滤波器574I和574Q提供相应的模拟信号给乘法器575I和575Q。在端子573得到的1.6MHz时钟用作在D/A变换器572I和572Q中使用的变换时钟。图19A至19C表示包括数据TI、TQ的调制信号与在端子573得到的9.6MHz及1.6MHz时钟之间的关系。

乘法器575I和575Q将包括数据TI及TQ的调制信号与通过移位具有300MHz频率的信号的相位90°得到的信号相乘，具有300MHz频率的信号是基于在端子573得到的时钟由PLL电路576产生的。带通滤波器580通过具有在300MHz频段中的1.2MHz宽度的信号并提供其输出给混合器581。混合器581将该输出与由PLL电路582基于在端子573得到的时钟产生的2GHz频段中的信号相乘得到2GHz频段中的发送信号。混合器581通过带通滤波器583和缓冲放大器584提供发送言号给功率放大器585。功率放大器585放大用于发送的发送信号并且提供已放大的信号给合成电路544(见图16)。

下面对照图20叙述用于接收从终端设备发送给基站的信号的安排。如图13中所示的，根据这个实施例的基站具有用于接收的两个天线514、515。从天线514来的信号提供给带通滤波器601和低噪声放大器602到16个接收高频载波处理电路605a至605p。每个接收高频载波处理电路605a至605p对以1.2GHz间隔放置的8个频段时隙进行接收处理。天线515来的信号也通过带通滤波器603和低噪声放大吕604加到16个接收高频载波处理电路605a至605p。每个接收高频载波处理电路605a至605p对以1.2GHz间隔位置的8个频段时隙进行接收处理。在下面将叙述每个接收高频载波处理电路605a至605p的具体安排。

由接收高频载波处理电路605a至605p接收的信号加到解调电路606a至606p。解调电路606a至606p解调这些信号得到软判定数据。在下面将叙述每个解调电路606a至606p的具体安排。从解调电路606a至606p输出的软判定数据通过交换电路607发送到连接到这个基站的交换机。在这个例子中，通信控制数据以及该通信数据的软判定数据诸如音频数据等被发送到该交换机。通信控制数据包括有关时隙配置的数据和有关接收功率的数据。

下面对照图21叙述每个接收高频载波处理电路605a至605p的安排。从一个天线来的接收信号的2GHz频段中的输出通过缓冲放大器611提供给混合器612。混合器612将该输出信号与基于在端子631得到的时钟由PLL电路632产生的频率信号混合得到中频信号。混合器612通过带通滤波器613和缓冲放大器614提供该中频信号给乘法器615I和615Q。乘法器615I和615Q将所提供的中频信号与从移相器634的一个及另一个输出相乘。移相器634被加上基于在端子631得到的时钟由PLL电路633产生的200MHz信号，并且产生从200MHz信号得到的而且具有互相移90°的相位的一个和另一个信号。由于乘法器615I和615Q将所提供的中频信号与其相位被移位90°的信号相乘，所以分离出被正交调制的I分量和Q分量。I分量和Q分量通过带通滤波器616I及616Q提供给模数(A/D)变换器617I及617Q，因此取样了。A/D变换器617I和617Q提供作为从一个天线接收的I分量AI和Q分量AQ的I分量及Q分量给合成电路618。

从另一天线来的接收信号进行类似的处理。具体地讲，从另一天线来的接收信号的2GHz频段中的输出通过缓冲放大器621提供给混合器622。混合器622混合该输出信号与基于在端子631得到的时钟由PLL电路632产生的频率信号得到中频信号。混合器622通过带通滤波器623和缓冲放大器624提供该中频信号给乘法器625I及625Q。乘法器625I及625Q将所提供的中频信号与从移相器634来的一个及另一个输出相乘。由于乘法器625I及625Q将所提供的中频信号与其相位移位90°的信号相乘，因此分离出进行正交调制的I分量及Q分量。I分量及Q分量通过带通滤波器626I及626Q提供给模数(A/D)变换器627I及627Q，因而取样了。A/D变换器627I及627Q将I分量及Q分量作为从一个天线接收的I分量BI及Q分量BQ提供给合成电路618。

合成电路618合成两系统的接收信号并输出合成的信号。如在图22中所示的，例如，在这个合成处理中，数据AI、AQ、BI、BQ以时分方式与9.6Mhz及1.6MHz时钟同步地输出。

现在对照图23叙述用于解调在基站中这样接收的数据的每个解调电路606a至606p的安排。从具有图21所示的安排的接收高频载段处理电路605a至605p来的输出信号通过交换电路641提供给存储器642。存储器642的输出提供给减法器643。减法器643计算存储器642的输出与直接来自该交换电路641的输出之间的差而得到差信号。减法器643提供该差数据给乘法器644。乘法器644将该差数据与从反相窗口数据产生电路645输出的反相窗口数据相乘并且提供它的相乘输出给加法器646。加法器646相加相乘输出与直接来自交换电路641的输出并且提供相加输出给多路分解器647。多路分解器647被提供直接来自交换电路641的输出并且分离一个系统的接收信号(来自一个天线)和另一个系统的接收信号(另一天线)。

每个系统中的处理是共同的，因此将叙述一个系统接收信号的处理。多路分解器647的输出提供给存储器648a，然后所连接到的快速富利叶变换(FFT)电路649a变换多载波信号为I系统信号并且提供该I系统信号给乘法器651a。乘法器651a将该系统信号与从随机相移数据产生电路650来的输出相乘，因而对在发送时随机地相移的数据进行变换处理为具有其原始相位的数据。乘法器651a直接提供具有原始相位的数据给乘法器652a。乘法器652a被提供由延迟电路653a延迟一个码元量的数据并且进行差分解调、提供差分解调的数据给缓冲存储器654a。基于差分解调数据，进行为得到维特比解码使用的软判定数据的处理。

具体地讲，差分解调数据提供给解码器656a，再次进行差分调制。已调数据由此提供给乘法器657a。乘法器657a计算该已调数据与差分调制数据之间的差，并且提供该差数据给加法器658a。加法器658a将该差数据与延迟电路659a的输出相加以便累加该差数据。加法器658a通过延迟电路660a提供该累加值给平均电路661a。平均电路661a提供其输出给乘法器662a。再次由解码器656a调制的数据和从延迟电路653a来的输出提供给乘法器663a，因此相乘了。乘法器663a提供相乘的信号给减法器664a。减法器664a计算该相乘信号与乘法器651a的输出之间的差，以便确定这个差数据为发送路径中的噪声。该差数据提供给平方电路665a，因此被平方了。平方电路665a变换平方值为绝对值并且提供该绝对值给加法器666a。加法器666a将该值与延迟电路667a的输出相加便以累加噪声数据。加法器666a通过延迟电路668a提供该累加值给加权电路669a。另外，乘法器651a的输出提供给平方电路670a，因此被平方了。平方电路670a变换该平方值为绝对值并且提供该绝对值给加法器671a。加法器671a将该绝对值与延迟电路672a的输出相加以便累加该数据。加法器671a通过延迟电路673a提供累加值给加权电路669a。

加权电路669a执行预先设定的加强处理并提供加权值给乘法器662a。乘法器662a通过延迟电路674a提供其输出给乘法器655a。乘法器655a将乘法器662a的输出与存储器654a的输出相乘得到通过差分解调数据与指示发送状态并用于维特比解码的数据相加得到的软判定数据。乘法器655a提供该软判定数据给加法器675。加法器675混合该软判定数据与另一系统的数据。另一系统中的处理不再叙述了。在图23中以标号b标注的电路是另一系统中的处理电路，是用于进行与在那一个系统中以标号a标注的那睦电路相同的处理。

如上所述，由于根据这个实施例的基站只执行用于输出维特比解码使用的软判定数据的处理，至于从终端设备接收该信号的接收处理和后续处理由该交换机进行，在这个程度上减少基站中的处理是可能的。类似地，由于对该基站只执行调制由交换机信道编码和数据的处理和发送该调制信号处理为发送该数据到终端设备的处理是足够的，可能在那个程度上减少基站中的处理。

因此，能够简化无线电话系统基站的安排，还能够容易地与系统变化等相符。具体地讲，如果必须变数据处理方法诸如编码方法等，只在交换机中改变安排是足够的，因此不必改变每个基站中的安排，这允许系统相对容易地改变。此外，由于交换机进行信道编码处理，当转换基站与终端设备通信的过区切换处理时，能够在交换机侧进行相应的数据处理，因此能够高速(即在实时基础上)转换该基站。

在这个实施例中通过举例叙述频率、时间、编码速率等值，因此本发明不限于上述实施例。不用说，从调制系统看本发明可应用于除DQPSK调制外的调制处理。

特别地，交换机进行无线通信使用的数字数据的信道编码和信道解码以及基站只执行无线发送的调制和解调处理的安排可能是无线电话系统而不是本实施例中叙述的通信系统。例如，交换机可根据CDMS系统或TDMA系统进行信道编码和信道解码，基站据此只执行无线发送的调制和解调处理以及伴随调制及解调处理的处理。

根据本发明的通信方法，由于该交换机进行数据处理，诸如信道编码和信道解码，该基站只执行调制从该交换机发送的数据的处理和解调从该终端设备接收的数据的处理是足够的。因此，该交换机能够集中地进行这些处理，因而在每个基站的处理变得简单了。因为如果数据处理诸如该编码方法或类似的处理变化，只改变交换机中的安排就足够了，因而不需要改变每个基站的安排，就能够相对容易地改变该系统。此外，由于该交换机进行信道处理，当转换与终端设备通信的基站的过区切换处理时，能够以高速度(即在实时的基础上)转换该基站。

在这种情况下，在采用下面的发送时每个基站能够容易地处理信号。在上面的发送系统中，准备了多个发送频段，在每个频段中以预定的频率间隔安排预定数量的副载波信号，时隙是将每个发送频段的信号除以预定时间形成的，该脉冲串信号被发送，该脉冲串信号由调制具有在预定数量时隙期间断续地扩展副载波信号的数据得到的多载波信号形成的，采用第一发送频段的预定时隙进行通信，在预定时间之后，发送频段转换到第二发送频段，采用第一发送频段的时隙后续的一个时隙进行通信，因而在基站和终端设备之间的通信能够满意地进行(即，在相应的信号路径中建立正交关系的状态下，有效地使用该发送频段，和在满意的发送状态而没有对其它信号干扰中，可进行多址接入，其中大量的路径可接入该站)。

在采用这个发送系统时，如果以分组的形式进行的编码数据作为在每个时隙从交换机发送到该基站的数据发送时，则能够发送满意地处理的数据给该基站。

此外，当采用上面的发送系统时，相对于每个时隙的软判定数据作为从该基站发送给该交换机的数据发送，则能够发送满意地处理的数据给该基站。

根据本发明的通信系统，由于在该交换机中准备的信道编码装置、信道解码装置可集合地处理通过相应基站发送的数据，所以能够简化每个基站的安排，因此能够简化以无线发送数字数据的无线电话系统的系统安排。

在这种情况下，当采用以下发送系统时，每个基站能够容易地处理这些信号。在上面的发送系统中，准备了多个发送频段，在每个发送频段中以预定的频率间隔安排预定数量的副载波信号，时隙是将每个发送频段的信号除以预定时间形成的，该脉冲串信号被发送，该脉冲串信号由调制具有在预定数量时隙期间断续地扩展副载波信号的数据得到的多载波信号形成的，采用第一发送频段的预定时隙进行通信，在预定时间之后，发送频段转换到第二发送频段，采用第一发送频段的时隙后续的一个时隙进行通信，因而在基站和终端设备之间的通信能够满意地进行(即，在相应的信号路径中建立正交关系的状态下，有效地使用该发送频段，和在满意的发送状态而没有对其它信号干扰中，可进行多址接入，其中大量的路径可接入该站)。

当采用这个发送系统时，在该交换机中提供用于产生在每个时隙中以分组形式进行的编码数据的装置，每个基站不必进行产生该编码数据的处理，因此能够大大地简化每个基站的安排。

此外，在采用上面的发送系统时，该基站装备软判定装置，相对于每个时隙得到软判定数据和发送该软判定数据给该交换机，每个基站不必进行解码该软判定数据的处理，因此能够大大地简化每个基站的安排。

已经对照附图叙述了本发明的优选实施例，应该懂得，本发明不局限于上述的实施例和本领域的技术人员在不脱离如在所附权利要求书中限定的本发明的精神或范围情况下可进行各种改变及修改。

Claims (20)

1、在用于多重接入具有预定发送格式的预定发送带宽中的一种发送方法，包括步骤：

在一个位置编码信号的编码步骤，用于管理多重接入和发送编码的信号给多个基站；

在所述多个基站分别调制所述编码信号的调制步骤；和

在所述多个基站发送在所述调制步骤中得到的输出信号的发送步骤。

2、根据权利要求1的发送方法，其中所述预定发送格式采用多载波信号的一个格式，该多载波信号包括在预定频率间隔扩展的预定数量的副载波。

3、根据权利要求2的发送方法，其中所述预定发送格式还包括在预定时间间隔的预定数量的时隙。

4、根据权利要求3的发送方法，其中所述预定数量的副载波和所述预定数量的时隙分别地作为预定数量的组。

5、根据权利要求2的发送方法，在所述预定定发送格式中，所述副载波进行跳频。

6、在用于多重接入具有预定发送格式的预定发送带宽中的一种接收方法，包括步骤：

在多个基站接收RF信号的接收步骤；

在所述多个基站解调在所述接收步骤中得到的输出信号和发送解调信号到管理多重接入的位置的解调步骤；和

在管理多重接入的位置解码信号的解码步骤。

7、根据权利要求6的接收方法，其中所述预定发送格式是采用多载波信号的一个格式，该多载波信号包括在预定频率间隔扩展的预定数量的副载波。

8、根据权利要求7的接收方法，其中所述预定发送格式还包括在预定时间间隔上的预定数量的时隙。

9、根据权利要求8的接收方法，其中所述预定数量的副载波和所述预定数量的时隙分别地作为预定数量的组。

10、根据权利要求7的接收方法，在所述预定格式中，所述副载波进行跳频。

11、用于多重接入采用具有预定发送格式的预定发送带宽的发送设备，包括：

一个多重接入管理装置，用于编码信号和发送编码的信号到多个基站；

多个基站，用于调制所述多重接入管理装置的输出和发送已调的信号。

12、根据权利要求11的发送设备，其中所述预定发送格式是多载波信号的一个格式，该多载波信号包括在预定频率间隔上扩展的预定数量的副载波。

13、根据权利要求12的发送设备，其中所述预定发送格式还包括在预定时间间隔上的预定数量的时隙。

14、根据权利要求13的发送设备，其中所述预定数量的副载波和所述预定数量的时隙分别地作为预定数量的组。

15、根据权利要求12的发送设备，所述预定的发送格式中，所述副载波进行跳频。

16、用于多重接入采用具有预定发送格式的预定发送带宽的接收设备，包括：

多个基站，用于接收RF信号、解调所述接收的RF信号和发送解调的信号给多重接入管理装置；和

一个多重接入管理装置，用于解码所述多个基站束的输出信号。

17、根据权利要求16的接收设备，其中所述预定发送格式是采用多载波信号的一个格式，该多载波信号包括在预定频率间隔上扩展的预定数量的副载波。

18、根据权利要求17的接收设备，其中所述预定发送格式还包括在预定时间间隔上的预定数量的时隙。

19、根据权利要求18的接收设备，其中所述预定数量的副载波和所述预定数量的时隙分别地作为预定数量的组。

20、根据权利要求17的接收设备，在所述预定发送格式中，所述副载波进行跳频。

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