CN117938007A - 无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法 - Google Patents

Abstract

无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，属于电机控制领域；解决了传统的全阶终端滑模控制算法没有将电机参数摄动所引起的匹配与非匹配不确定性同时被考虑到电机模型中，导致系统输出电压精度低、系统抗干扰能力及控制效果差的问题。本发明根据无刷双馈电机数学模型，考虑无刷双馈电机参数摄动引起的匹配和非匹配不确定性，确定非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程和匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程；针对子系统设计相应的内外环全阶终端滑模控制器来补偿不确定性，使得功率绕组电压幅值的追踪误差收敛至零，控制绕组电流幅值的追踪误差收敛至零。本发明主要适用于无刷双馈电机接平衡负载时的独立发电控制。

Description

无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法

技术领域

本发明属于电机控制领域。

背景技术

无刷双馈电机作为一种新型交流感应电机，在风力发电和船舶轴带发电等领域具有广阔的应用前景。相比传统双馈感应电机，无刷双馈电机减少了电刷和滑环，所以更为经济可靠，其典型结构为两套极对数不同的定子绕组和一套转子绕组，两套定子绕组分别为控制绕组和功率绕组，其磁场相互独立，互不耦合。

当无刷双馈电机工作在风力发电与船舶轴带发电领域时，其转子转速波动较大，且电机参数会受到电磁饱和、温度变化和噪声等影响，传统PI控制鲁棒性较差，容易导致输出电压波动较大。模型预测控制等新型控制方法近年来也被用于无刷双馈电机的控制中，以提升鲁棒性与发电精度，但是多数都需要精确的电机参数，这提升了对电机系统的计算量需求，对控制器硬件要求较高，导致电机系统的成本升高。同时，由于无刷双馈电机控制结构中电压环与电流环的存在，电阻、电感等电机参数摄动会同时在电压外环与电流内环中产生不确定性，这使得无刷双馈电机可被看做一类具有匹配不确定性与非匹配不确定性的二阶非线性系统。但现有的研究均没有考虑到这一点，使得无刷双馈电机的输出电压存在稳态误差，电机抗干扰能力较差。

由于无刷双馈电机是个典型的非线性和多耦合的系统，现有技术未充分考虑系统的匹配和非匹配不确定性，系统对外部扰动和内部参数摄动敏感，导致系统输出电压的脉动较大，电能质量较差，故亟需一种鲁棒性和快速性强的控制方法。滑模控制作为一种典型的非线性控制方法，对内部参数摄动和外界扰动具有强鲁棒性，故被广泛应用于电机控制、航空航天和机器人等领域。但传统滑模控制器由于控制律中存在切换函数，引起系统抖振，在电机发电系统中体现为系统噪声大、输出电压精度差，而全阶终端滑模控制方法能显著提高系统的快速性和鲁棒性，有效消除系统抖振。但是传统的全阶终端滑模控制算法的输出电压、电流和功率的振幅较大，到达稳态的速度较慢，存在控制效果差的缺陷。并且由于无刷双馈电机系统参数摄动所引起的匹配与非匹配不确定性并未被考虑至电机模型中，导致现有的控制方法在精度与动态性能上控制效果不够理想。已有学者利用滑模控制方法解决了其他电机模型中的非匹配不确定性问题。但传统的全阶终端滑模控制算法没有将电机参数摄动所引起的匹配与非匹配不确定性同时被考虑到至电机模型中，导致的输出电压精度不高、系统抗干扰能力差、控制效果差的问题，以上问题亟需解决。

发明内容

本发明目的是为了解决传统的全阶终端滑模控制算法没有将电机参数摄动所引起的匹配与非匹配不确定性同时被考虑到电机模型中，导致系统输出电压精度低、系统抗干扰能力及控制效果差的问题，本发明提供了一种无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法。

无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，包括：

根据无刷双馈电机数学模型，考虑无刷双馈电机参数摄动引起的匹配和非匹配不确定性，确定非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程和匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程；

针对非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程，设计外环全阶终端滑模控制器来补偿无刷双馈电机独立发电系统中的非匹配不确定性，使得无刷双馈电机的功率绕组电压幅值的追踪误差收敛至零；

针对匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程，设计内环全阶终端滑模控制器来补偿补偿无刷双馈电机独立发电系统中的匹配不确定性，使得无刷双馈电机的控制绕组电流幅值的追踪误差收敛至零。

优选的是，设计外环全阶终端滑模控制器的具体过程为：

步骤A1、根据非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程，设计外环电压滑模面和外环复合趋近律；

步骤A2、将非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程代入所设计的外环电压滑模面后进行求导，再与外环复合趋近律联立，从而确定外环全阶终端滑模控制器的总控制律。

优选的是，步骤A1中，外环电压滑模面为：

式中，s_u为外环电压滑模面，e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，c₀为常数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；外环复合趋近律为：

式中，为外环电压滑模面一阶导，且定义为外环复合趋近律，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，sat(s_u)为s_u的饱和函数。

优选的是，步骤A2中外环全阶终端滑模控制器的总控制律为：

u＝u_eq+u_n；

其中，

u为外环全阶终端滑模控制器的总控制律，u_eq和u_n分别为外环全阶终端滑模控制器的等效控制律和实际控制律，c₀为常数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，t为积分上界，τ为滑模面参数，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，s_u为外环电压滑模面。

优选的是，

其中，Δ为边界层的边界值，k和Δ均为常数。

优选的是，设计内环全阶终端滑模控制器的具体过程为：

步骤B1、根据匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程，设计内环电流滑模面和内环复合趋近律；

步骤B2、将匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程代入所设计的内环电流滑模面后进行求导，再与内环复合趋近律联立，从而确定内环全阶终端滑模控制器的总控制律。

优选的是，步骤B1中，内环电流滑模面为：

式中：s_i为内环电流滑模面，e_i为控制绕组输出电流和电流给定值间的误差，C₂＝diag(c₂₁,c₂₂)，C₂表示所设计的内环电流滑模面的参数正定对角矩阵，c₂₁和c₂₂分别为C₂中的第一参数和第二参数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；内环复合趋近律为：

式中，为内环电流滑模面一阶导，且定义为内环复合趋近律，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，sat(s_u)为s_u的饱和函数。

优选的是，步骤B2中内环全阶终端滑模控制器的总控制律为：

u′＝u′_eq+u′_n

其中，

u'为内环全阶终端滑模控制器的总控制律，u'_eq和u'_n分别为内环全阶终端滑模控制器的等效控制律和实际控制律；F₀₀为内环关于控制绕组dq轴电流的相关矩阵，T₁₀为控制绕组dq轴电流的自相关矩阵，其中T₁₀＝R₂₀/σ₂₀L₂₀，R₂₀为控制绕组电阻的初始值，σ₂₀为控制绕组和转子绕组电感复合参数，/>L₂₀为控制绕组的电感初始值，i_2dq为控制绕组的dq轴电流，K_u0为中间变量，K_u0＝ω₂L_1r0L_2r0[ω₂L_1r0L_2r0I_2E+ω₂(L² _1r0-L₁₀L_r0)i_1d-R₁₀L_1r0i_1q]，ω₂为控制绕组侧的电角频率，L_1r0为功率绕组和转子绕组之间的互感原始值，L_2r0为控制绕组和转子绕组之间的互感原始值，I_2E为平衡点处的控制绕组电流幅值，L₁₀为功率绕组的自感初始值，L_r0为转子绕组的自感初始值，i_1d为功率绕组的d轴电流，R₁₀为功率绕组的电阻初始值，i_1q为功率绕组的q轴电流，ΔI_2ref为控制绕组d轴电流参考值的误差，t为积分上界，τ为滑模面参数，c₀、c₁、c₂、a、η、k₀、k'和q′均为常数，sat(s_i)为s_i的饱和函数，s_i为内环电流滑模面。

优选的是，

其中，Δ为边界层的边界值，k和Δ均为常数。

优选的是，电压环状态方程为：

其中，e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，i_2d为控制绕组的d轴电流，i_2d作为外环全阶终端滑模控制器的总控制律，ΔK_u为自定义参数K_u的参数摄动，ΔK_u为有界值，K_u0为中间变量，K_u0＝ω₂L_1r0L_2r0[ω₂L_1r0L_2r0I_2E+ω₂(L² _1r0-L₁₀L_r0)i_1d-R₁₀L_1r0i_1q]，ω₂为控制绕组侧的电角频率，L_1r0为功率绕组和转子绕组之间的互感原始值，L_2r0为控制绕组和转子绕组之间的互感原始值，I_2E为平衡点处的控制绕组电流幅值，L₁₀为功率绕组的自感初始值，L_r0为转子绕组的自感初始值，i_1d为功率绕组的d轴电流，R₁₀为功率绕组的电阻初始值，i_1q为功率绕组的q轴电流，e_id为控制绕组d轴电流和参考值间的误差，δ₁为增益不确定性，且其满足边界条件为：|δ₁|＝|ΔK_u/K_u0|＜1；

电流环状态方程为：

其中，i_2dq为控制绕组的dq轴电流，为i_2dq的微分，T₁₀为控制绕组dq轴电流的自相关矩阵，δ₂为常数，δ₂＝1-L² _2r/(L₂L_r)，L₂为控制绕组自感，L_r为转子绕组自感，d_2dq＝[d_2d,d_2q]^T，d_2dq为控制绕组电流的d轴分量d_2d和q轴分量d_2q间的交叉扰动矢量,u_2dq为控制绕组的dq轴电压，u_2dq还作为内环全阶终端滑模控制器的总控制律。

本发明的优点：

针对无刷双馈电机独立发电系统，由于温度和频率变化使得环境变化，导致了系统中出现了匹配和非匹配不确定性扰动，本发明所提出的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法由于补偿了系统中的匹配和非匹配不确定性，抵消了由于参数摄动所带来的控制误差，提升了输出电压、电流和功率的精度，使其脉动更小，提升了系统在环境变化情况下的抗干扰能力和鲁棒性。同时由于滑模控制本身具有加速误差收敛的能力，使得无刷双馈电机系统的输出电压和输出电流能快速跟踪到给定值，加快了到达稳态的速度，具有更好的控制效果，显著提升了输出电能的质量。

附图说明

图1是无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法的流程图意图；

图2是无刷双馈电机独立发电系统的原理框图。

图2中，U_1ref为功率绕组的电压幅值参考值，U₁为功率绕组的输出电压幅值，I_2E为控制绕组d轴电流前馈补偿量，i_2dref为控制绕组d轴电流参考值，i_2qref为控制绕组q轴电流参考值，i_2d为控制绕组d轴电流实际值，i_2q为控制绕组q轴电流实际值，D_2d为控制绕组d轴电流前馈补偿值，D_2q为控制绕组q轴电流前馈补偿值，u_2a为控制绕组a相电压，u_2b为控制绕组b轴电压，u_2c为控制绕组c轴电压，u_DC为直流母线电压，CW为控制绕组侧，PW为功率绕组侧，i_2abc为控制绕组的abc三相电流，θ₂为电机电角度，ω_r为转子角速度，ω₂为控制绕组侧电磁角速度，u_1abc为功率绕组侧的三相abc电压，i_1abc为功率绕组侧的三相abc电流，i_1d为功率绕组的d轴电流，i_1q为功率绕组的q轴电流，θ_r为转子角速度，ω₁为功率绕组侧电磁角速度。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

本发明是为了解决现有全阶终端滑模控制算法未充分考虑电机参数摄动所引起的匹配与非匹配不确定性所导致的输出电压精度不高、系统抗干扰能力差的问题，提出了一种新型的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法。

参见图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，包括：

根据无刷双馈电机数学模型，考虑无刷双馈电机参数摄动引起的匹配和非匹配不确定性，确定非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程和匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程；

针对非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程，设计外环全阶终端滑模控制器来补偿无刷双馈电机独立发电系统中的非匹配不确定性，使得无刷双馈电机的功率绕组电压幅值的追踪误差收敛至零；

针对匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程，设计内环全阶终端滑模控制器来补偿补偿无刷双馈电机独立发电系统中的匹配不确定性，使得无刷双馈电机的控制绕组电流幅值的追踪误差收敛至零。

更进一步的，设计外环全阶终端滑模控制器的具体过程为：

步骤A1、根据非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程，设计外环电压滑模面和外环复合趋近律；

更进一步的，电压环状态方程为：

其中，e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，i_2d为控制绕组的d轴电流，i_2d同时也作为外环全阶终端滑模控制器的总控制律，ΔK_u为自定义参数K_u的参数摄动，ΔK_u为有界值，K_u0为中间变量，K_u0＝ω₂L_1r0L_2r0[ω₂L_1r0L_2r0I_2E+ω₂(L² _1r0-L₁₀L_r0)i_1d-R₁₀L_1r0i_1q]，e_id为控制绕组d轴电流和参考值间的误差，δ₁为增益不确定性，且其满足边界条件为：|δ₁|＝|ΔK_u/K_u0|＜1。

步骤A1中，外环电压滑模面为：

式中，s_u为外环电压滑模面，e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，c₀为常数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；具体应用时，q取值可为3，p取值可为5；

外环复合趋近律为：

式中，为外环电压滑模面一阶导，且定义为外环复合趋近律，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，sat(s_u)为s_u的饱和函数。具体的，c₁＝600，a＝2/3，η＝3/5，k＝30，c₂＝600。

其中，Δ为边界层的边界值，k和Δ均为常数。在边界层外采用切换控制，在边界层内采用线性化控制。

步骤A2、将非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程代入所设计的外环电压滑模面后进行求导，再与外环复合趋近律联立，从而确定外环全阶终端滑模控制器的总控制律。

步骤A2中外环全阶终端滑模控制器的总控制律为：

u＝u_eq+u_n；

其中，

u为外环全阶终端滑模控制器的总控制律，u_eq和u_n分别为外环全阶终端滑模控制器的等效控制律和实际控制律，c₀为常数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，t为积分上界，τ为滑模面参数，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，s_u为外环电压滑模面。具体的，c₀＝600，c₁＝600，a＝2/3，η＝3/5，k＝30，c₂＝600，q′＝800。

更进一步的，为证明即功率绕组输出电压稳定跟踪电压给定值，利用李亚普洛夫稳定判据证明稳定，其中李亚普洛夫函数为V₁＝0.5S_u ²，需证明通过一系列证明可得：

上式表明非匹配功率绕组输出电压幅值外环子系统的外环电压滑模面s_u将在所设计外环全阶终端滑模控制器的总控制律u的作用下，从系统输出追踪误差e_u＝U_1ref-U₁将渐进收敛到对称点，即S_u＝0，e_u＝0的点。V₁为外环电压的李亚普洛夫函数定义式，η₁为外环的李亚普洛夫函数证稳系数。

设计内环全阶终端滑模控制器的具体过程为：

步骤B1、根据匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程，设计内环电流滑模面和内环复合趋近律；

步骤B1中，内环电流滑模面为：

式中：s_i为内环电流滑模面，e_i为控制绕组输出电流和电流给定值间的误差，C₂＝diag(c₂₁,c₂₂)，C₂表示所设计的内环电流滑模面的参数正定对角矩阵，c₂₁和c₂₂分别为C₂中的第一参数和第二参数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；具体应用时，q取值可为3，p的取值为5，c₂₁＝6，c₂₂＝13；

内环复合趋近律为：

式中，为内环电流滑模面一阶导，且定义为内环复合趋近律，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，具体的，c₁＝600，a＝2/3，η＝3/5，k＝30，c₂＝600，q′＝800，sat(s_u)为s_u的饱和函数。

步骤B2、将匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程代入所设计的内环电流滑模面后进行求导，再与内环复合趋近律联立，从而确定内环全阶终端滑模控制器的总控制律。

步骤B2中内环全阶终端滑模控制器的总控制律为：

u′＝u′_eq+u′_n

其中，

u'为内环全阶终端滑模控制器的总控制律，u'_eq和u'_n分别为内环全阶终端滑模控制器的等效控制律和实际控制律；F₀₀为内环关于控制绕组dq轴电流的相关矩阵，T₁₀为控制绕组dq轴电流的自相关矩阵，其中，T₁₀＝R₂₀/σ₂₀L₂₀，R₂₀为控制绕组电阻的初始值，σ₂₀为控制绕组和转子绕组电感复合参数，/>L₂₀为控制绕组的电感初始值，i_2dq为控制绕组的dq轴电流，K_u0为中间变量，K_u0＝ω₂L_1r0L_2r0[ω₂L_1r0L_2r0I_2E+ω₂(L² _1r0-L₁₀L_r0)i_1d-R₁₀L_1r0i_1q]，ω₂为控制绕组侧的电角频率，也是dq坐标系的旋转速度，L_1r0为功率绕组和转子绕组之间的互感原始值，L_2r0为控制绕组和转子绕组之间的互感原始值，I_2E为平衡点处的控制绕组电流幅值，L₁₀为功率绕组的自感初始值，L_r0为转子绕组的自感初始值，i_1d为功率绕组的d轴电流，R₁₀为功率绕组的电阻初始值，i_1q为功率绕组的q轴电流，ΔI_2ref为控制绕组d轴电流参考值的误差，t为积分上界，τ为滑模面参数，c₀、c₁、c₂、a、η、k₀、k'和q′均为常数，sat(s_i)为s_i的饱和函数，s_i为内环电流滑模面。c₀＝600，k₀＝800。

更进一步的，

其中，Δ为边界层的边界值，k和Δ均为常数。在边界层外采用切换控制，在边界层内采用线性化控制。

更进一步的，电流环状态方程为：

其中，i_2dq为控制绕组的dq轴电流，为i_2dq的微分，T₁₀为为控制绕组dq轴电流的自相关矩阵，δ₂为常数，δ₂＝1-L² _2r/(L₂L_r)，L₂为控制绕组自感，L_r为转子绕组自感，d_2dq＝[d_2d,d_2q]^T，d_2dq为控制绕组电流的d轴分量d_2d和q轴分量d_2q间的交叉扰动矢量,u_2dq为控制绕组的dq轴电压，u_2dq还作为内环全阶终端滑模控制器的总控制律。

为证明控制绕组输出电流稳定跟踪电流给定值i_2dref，其中内环的李亚普洛夫函数为V₂＝0.5S_i ²，需证明通过一系列证明可得：

式中：η₂为大于0的常数，η₂为内环的李亚普洛夫函数证稳系数，V₂为内环电流的李亚普洛夫函数定义式；

上式表明控制绕组侧匹配控制绕组内环电流子系统的状态轨迹将在所设计内环全阶终端滑模控制器的总控制律u'的作用下，从任意初始状态s_i(0)≠0到达理想的滑模面s_i(0)＝0，之后在滑模面上维持全阶滑模动态，s_i(0)为当时间为0时，内环电流滑模面s_i的初始值，内环电流追踪总误差e_idq及其导数将沿着滑模面s_i(0)＝0收敛到对称点，当追踪误差e_id及其导数在有限时间内收敛到0后，则满足李亚普洛夫稳定判据匹配控制绕组内环电流子系统的输出电流追踪误差将渐进收敛到零。其中，e_idq由e_id和e_iq构成，e_idq为d轴电流追踪误差，e_iq为q轴电流追踪误差，e_id＝i_2d-i_2dref，e_iq＝i_2q-i_2qref。

原理分析：本发明首先充分考虑了温度及频率变化引起的环境变化，导致了系统中出现了匹配和非匹配不确定性扰动，采集无刷双馈电机功率绕组侧的三相定子电压与控制绕组侧的三相定子电流；建立无刷双馈电机的数学模型；计算功率绕组三相定子电压误差与控制绕组三相定子电流误差，并充分考虑实际运行过程中的内部参数摄动，建立功率绕组定子电压外环子系统与控制绕组定子电流内环子系统；针对所设计的电压外环子系统，设计全阶终端滑模控制器，结合反步法设计虚拟控制律补偿系统中的非匹配不确定性；针对所设计的电流内环子系统，设计全阶终端滑模控制器，使得输出电流稳定跟踪给定值，该方法提升了系统的动态性能，控制精度和对内部参数摄动、外部扰动的鲁棒性。本发明适用于无刷双馈电机接平衡负载时的独立发电控制。

结合图2，针对无刷双馈电机独立发电系统，由于温度和频率变化使得环境变化，导致了系统中出现了如内环电流状态方程中的匹配性扰动d_2dq，即控制绕组电流的d轴分量d_2d和q轴分量间的交叉扰动矢量、以及外环电压状态方程中的非匹配不确定性扰动，具体为控制绕组的d轴电流i_2d和增益不确定性δ₁，本发明所提出的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法由于补偿了系统中的匹配和非匹配不确定性，抵消了由于参数摄动所带来的控制误差e_u和e_i，提升了输出电压u_1abc、电流i_2abc的精度，使其脉动即U₁-U_1ref，i_2d-i_2dref和i_2q-i_2qref更小，提升了系统在环境变化情况下的抗干扰能力和鲁棒性。同时由于滑模控制本身具有加速误差收敛的能力，使得无刷双馈电机系统的输出电压U₁能快速跟踪到给定值U_1ref，无刷双馈电机的输出电流i_2d，i_2q能分别快速跟踪到给定值i_2dref和i_2qref，其中U₁为电机输出三相电压u_1abc的电压幅值，i_2d和i_2q为电机输出电流i_1abc经过坐标变换后的d轴和q轴分量，本发明加快了到达稳态的速度，具有更好的控制效果，显著提升了输出电能的质量。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (10)

1.无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，包括：

根据无刷双馈电机数学模型，考虑无刷双馈电机参数摄动引起的匹配和非匹配不确定性，确定非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程和匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程；

针对非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程，设计外环全阶终端滑模控制器来补偿无刷双馈电机独立发电系统中的非匹配不确定性，使得无刷双馈电机的功率绕组电压幅值的追踪误差收敛至零；

针对匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程，设计内环全阶终端滑模控制器来补偿补偿无刷双馈电机独立发电系统中的匹配不确定性，使得无刷双馈电机的控制绕组电流幅值的追踪误差收敛至零。

2.根据权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，设计外环全阶终端滑模控制器的具体过程为：

步骤A1、根据非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程，设计外环电压滑模面和外环复合趋近律；

步骤A2、将非匹配功率绕组外环电压子系统的电压环状态方程代入所设计的外环电压滑模面后进行求导，再与外环复合趋近律联立，从而确定外环全阶终端滑模控制器的总控制律。

3.根据权利要求2所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，步骤A1中，外环电压滑模面为：

式中，s_u为外环电压滑模面，e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，c₀为常数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；外环复合趋近律为：

式中，为外环电压滑模面一阶导，且定义为外环复合趋近律，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，sat(s_u)为s_u的饱和函数。

4.根据权利要求2所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，步骤A2中外环全阶终端滑模控制器的总控制律为：

u＝u_eq+u_n；

其中，

u为外环全阶终端滑模控制器的总控制律，u_eq和u_n分别为外环全阶终端滑模控制器的等效控制律和实际控制律，c₀为常数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，t为积分上界，τ为滑模面参数，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，s_u为外环电压滑模面。

5.根据权利要求3或4所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，

其中，Δ为边界层的边界值，k和Δ均为常数。

6.根据权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，设计内环全阶终端滑模控制器的具体过程为：

步骤B1、根据匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程，设计内环电流滑模面和内环复合趋近律；

步骤B2、将匹配控制绕组内环电流子系统的电流环状态方程代入所设计的内环电流滑模面后进行求导，再与内环复合趋近律联立，从而确定内环全阶终端滑模控制器的总控制律。

7.根据权利要求6所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，步骤B1中，内环电流滑模面为：

式中：s_i为内环电流滑模面，e_i为控制绕组输出电流和电流给定值间的误差，C₂＝diag(c₂₁,c₂₂)，C₂表示所设计的内环电流滑模面的参数正定对角矩阵，c₂₁和c₂₂分别为C₂中的第一参数和第二参数，q和p均为奇数，满足0<q/p<1，q/p为终端吸引子；内环复合趋近律为：

式中，为内环电流滑模面一阶导，且定义为内环复合趋近律，c₁、c₂、a、η、k和q′均为常数，sat(s_u)为s_u的饱和函数。

8.根据权利要求6所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，步骤B2中内环全阶终端滑模控制器的总控制律为：

u′＝u′_eq+u′_n

其中，

u'为内环全阶终端滑模控制器的总控制律，u'_eq和u'_n分别为内环全阶终端滑模控制器的等效控制律和实际控制律；F₀₀为内环关于控制绕组dq轴电流的相关矩阵，T₁₀为控制绕组dq轴电流的自相关矩阵，其中T₁₀＝R₂₀/σ₂₀L₂₀，R₂₀为控制绕组电阻的初始值，σ₂₀为控制绕组和转子绕组电感复合参数，/>L₂₀为控制绕组的电感初始值，i_2dq为控制绕组的dq轴电流，K_u0为中间变量，ω₂为控制绕组侧的电角频率，L_1r0为功率绕组和转子绕组之间的互感原始值，L_2r0为控制绕组和转子绕组之间的互感原始值，I_2E为平衡点处的控制绕组电流幅值，L₁₀为功率绕组的自感初始值，L_r0为转子绕组的自感初始值，i_1d为功率绕组的d轴电流，R₁₀为功率绕组的电阻初始值，i_1q为功率绕组的q轴电流，ΔI_2ref为控制绕组d轴电流参考值的误差，t为积分上界，τ为滑模面参数，c₀、c₁、c₂、a、η、k₀、k'和q′均为常数，sat(s_i)为s_i的饱和函数，s_i为内环电流滑模面。

9.根据权利要求7或8所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，

其中，Δ为边界层的边界值，k和Δ均为常数。

10.根据权利要求1所述的无刷双馈电机独立发电系统全阶终端滑模控制方法，其特征在于，电压环状态方程为：

其中，e_u为功率绕组输出电压幅值与给定值的误差，i_2d为控制绕组的d轴电流，i_2d作为外环全阶终端滑模控制器的总控制律，ΔK_u为自定义参数K_u的参数摄动，ΔK_u为有界值，K_u0为中间变量，K_u0＝ω₂L_1r0L_2r0[ω₂L_1r0L_2r0I_2E+ω₂(L² _1r0-L₁₀L_r0)i_1d-R₁₀L_1r0i_1q]，ω₂为控制绕组侧的电角频率，L_1r0为功率绕组和转子绕组之间的互感原始值，L_2r0为控制绕组和转子绕组之间的互感原始值，I_2E为平衡点处的控制绕组电流幅值，L₁₀为功率绕组的自感初始值，L_r0为转子绕组的自感初始值，i_1d为功率绕组的d轴电流，R₁₀为功率绕组的电阻初始值，i_1q为功率绕组的q轴电流，e_id为控制绕组d轴电流和参考值间的误差，δ₁为增益不确定性，且其满足边界条件为：|δ₁|＝|ΔK_u/K_u0|＜1；

电流环状态方程为：

其中，i_2dq为控制绕组的dq轴电流，为i_2dq的微分，T₁₀为控制绕组dq轴电流的自相关矩阵，δ₂为常数，δ₂＝1-L² _2r/(L₂L_r)，L₂为控制绕组自感，L_r为转子绕组自感，d_2dq＝[d_2d,d_2q]^T，d_2dq为控制绕组电流的d轴分量d_2d和q轴分量d_2q间的交叉扰动矢量,u_2dq为控制绕组的dq轴电压，u_2dq还作为内环全阶终端滑模控制器的总控制律。