CN117937951A - 一种直流/直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流/直流变换器，属于电能变换技术领域，包括原边逆变模块、变压模块、副边整流模块与双向开关模块，所述原边逆变模块、所述变压模块、所述副边整流模块依次并联，所述双向开关模块连接所述副边整流模块。本发明一种直流/直流变换器，能够实现宽输入电压范围情况下的高电压增益，所有功率管可实现零电压开通，二极管实现零电流关断，且在宽输入电压范围下也能保持高效率运行。

Description

一种直流/直流变换器

技术领域

本发明涉及电能变换技术领域，且特别是有关于一种直流/直流变换器。

背景技术

直流/直流变换器可以分为隔离型直流/直流变换器和非隔离型直流/直流变换器两大类。其中，隔离型直流/直流变换器使用变压器，通常情况下通过改变变压器的匝数比实现相当高的电压增益，但是由于变压器的原副边之间实际上无法实现完全耦合，会有漏感存在，导致电路中会产生尖峰电压，容易击穿电路中的器件，降低直流/直流变换器的工作效率，并引起严重的电磁干扰。此外，当实现非常高的升压比时，不可避免地会使得变压器的匝数比变大，进而使得变压器的体积增大，成本也会相应提高。在非隔离型直流/直流变换器中，可以通过引入耦合电感器实现高电压增益，同时器件的电压应力比较低。然而，这种结构需要大量的电感，同样会导致变换器的体积增加和效率降低。

发明内容

本发明旨在提供一种直流/直流变换器。

为达到上述目的，本发明技术方案是：

一种直流/直流变换器，包括原边逆变模块、变压模块、副边整流模块与双向开关模块，所述原边逆变模块、所述变压模块、所述副边整流模块依次并联，所述双向开关模块连接所述副边整流模块；

所述原边逆变模块包括第一电感、第一开关、第二开关、第三开关与第一电容，第一直流电压的正极经过所述第一电感连接所述第三开关的第一端，所述第三开关的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接所述第一直流电压的负极，所述第三开关的第一端连接所述第一开关的第二端，所述第一开关的第一端连接所述变压模块，所述第三开关的第一端连接所述第二开关的第二端，所述第二开关的第一端连接所述变压模块。

在一具体实施例中，上述变压模块包括变压器，所述第一开关的第一端连接所述变压器的第一原边绕组的第一端，所述变压器的第一原边绕组的第二端连接所述第一电容的第二端，所述第二开关的第一端连接所述变压器的第二原边绕组的第一端，所述变压器的第二原边绕组的第二端连接所述第一电容的第二端，所述变压器的副边绕组的第一端连接第二电感的第一端，所述第二电感的第二端与所述变压器的副边绕组的第二端连接所述副边整流模块。

在一具体实施例中，上述副边整流模块包括第一二极管、第二二极管、第二电容、第三电容，所述第二电感的第二端连接所述第二电容的第一端与所述第三电容的第一端，所述变压器的副边绕组的第二端连接所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极，所述第一二极管的阴极连接所述第二电容的第二端，所述第二二极管的阳极连接所述第三电容的第二端，所述第二电容的第二端与所述第三电容的第二端之间输出第二直流电压。

在一具体实施例中，上述双向开关模块包括双向开关，所述双向开关的第一端连接所述第二电感的第二端，所述双向开关的第二端连接所述变压器的副边绕组的第二端，所述双向开关包括第四开关与第五开关，所述第四开关与所述第五开关背靠背连接；其中，所述第四开关与所述第五开关为MOSFET；或所述第四开关为二极管，所述第五开关为MOSFET；或所述第五开关为二极管，所述第四开关为MOSFET。

进一步地，所述第一开关与所述第二开关的导通时刻相差180°，所述第一开关、所述第二开关的占空比相同。

进一步地，在所述第一开关、所述第二开关同时导通情况下，所述第三开关关断；当所述第一开关、所述第二开关有一个处于关断状态，所述第三开关导通。

进一步地，在所述第一开关或所述第二开关导通的时刻同时开通所述第四开关、所述第五开关，在所述第三开关关断之前驱动所述第四开关、所述第五开关关断。

进一步地，所述一种直流/直流变换器的电压增益M_f的表达式如下：

其中，n为所述变压器的匝数比，V_O为所述第二直流电压，d₂为所述第四开关、所述第五开关的占空比，T_S为所述第四开关、所述第五开关的开关周期，L₂为所述第二电感，P_S为输出功率，d₁为所述第三开关的占空比，具有电压增益高，适用于宽范围输入电压场合的特性。

进一步地，所述一种直流/直流变换器，还包括输出电容，所述副边整流模块经过所述输出电容输出第二直流电压。

进一步地，所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关、所述第四开关、所述第五开关为MOSFET，所有开关在工作期间均可实现零电压开通；所述第二电感为副边谐振电感，由变压器漏感提供，无需增加额外谐振电感。

有益效果，本发明一种直流/直流变换器，能够实现宽输入电压范围情况下的高电压增益，并且在宽输入电压范围下也能保持高效率；为减小因变压器原边电感和变压器漏感之间的电流不匹配引起的开关器件的高电压尖峰，在原边侧设计有源钳位拓扑，并通过设定的开关状态，仅使用一个开关，将开关的电压限制在2倍的输入电压内，且开关器件的数目少；为了实现高电压增益，避免使用匝比较大的变压器，原边侧采用固定增益的电流型推挽拓扑，副边侧采用双向开关加倍压整流拓扑对电压进行提升，扩宽了电压增益范围；并且采用谐振型电路，使整流管自然关断，消除了二极管的反向恢复问题；采用PWM控制，仅需控制双向开关的占空比，就能实现高电压增益的目的，控制简单，使得电路在宽输入电压范围内，实现输出电压的恒压控制，并且使所有功率管均可以实现零电压开通，所有二极管实现自然零电流关断，无反向恢复电流，确保了宽输入电压条件下的高效率运行。

为让发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

附图说明

图1为本发明一种直流/直流变换器的结构框图。

图2为本发明一种直流/直流变换器一具体实施例的电路示意图。

图3为本发明一种直流/直流变换器中各开关工作状态、流过开关的电流以及流过电感的电流随时间t变化的波形图。

图4为图2中实施例在t₀-t₁阶段的工作状态电路图。

图5为图2中实施例在t₁-t₂阶段的工作状态电路图。

图6为图2中实施例在t₂-t₃阶段的工作状态电路图。

图7为图2中实施例在t₃-t₄阶段的工作状态电路图。

图8为图2中实施例在t₄-t₅阶段的工作状态电路图。

图9为图2中实施例在t₅-t₆阶段的工作状态电路图。

图10（a）为直流电压V_IN为72V时直流电压V_O随时间t的仿真波形图。

图10（b）为直流电压V_IN为48V时直流电压V_O随时间t的仿真波形图。

图11（a）为开关S₁的栅极电压v_g1、源极电压v_s1、电流i_S1随时间t的仿真波形图。

图11（b）为开关S₃的栅极电压v_g3、源极电压v_s3、电流i_S3随时间t的仿真波形图。

图11（c）为开关S₄的栅极电压v_g4、源极电压v_s4、电流i_S4随时间t的仿真波形图。

图11（d）为开关S₆的栅极电压v_g6、源极电压v_s6、电流i_S6随时间t的仿真波形图。

图12为所述双向开关S_d的第一具体实施例的示意图。

图13为所述双向开关S_d的第二具体实施例的示意图。

图14为所述双向开关S_d的第三具体实施例的示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1为本发明一种直流/直流变换器的结构框图。如图1所示，本发明一种直流/直流变换器包括原边逆变模块1、变压模块2、副边整流模块3与双向开关模块4，直流电压V_IN、所述原边逆变模块1、所述变压模块2、所述副边整流模块3依次并联，所述副边整流模块3输出直流电压V_O，所述双向开关模块4连接所述副边整流模块3。

图2为本发明一种直流/直流变换器一具体实施例的电路示意图。如图2所示，所述原边逆变模块1包括电感L₁、开关S₁、开关S₂、开关S₃与电容C₁，直流电压V_IN的正极经过所述电感L₁连接所述开关S₃的第一端，所述开关S₃的第二端连接所述电容C₁的第一端，所述电容C₁的第二端连接所述直流电压V_IN的负极，所述开关S₃的第一端连接所述开关S₁的第二端，所述开关S₁的第一端连接所述变压模块2，所述开关S₃的第一端连接所述开关S₂的第二端，所述开关S₂的第一端连接所述变压模块2。其中，所述电容C₁为钳位电容。

进一步地，所述变压模块2包括变压器T₁，所述开关S₁的第一端连接所述变压器T₁的原边绕组N_P1的第一端，所述原边绕组N_P1的第二端连接所述电容C₁的第二端，所述开关S₂的第一端连接所述变压器T₁的原边绕组N_P2的第一端，所述原边绕组N_P2的第二端连接所述电容C₁的第二端，所述变压器T₁的副边绕组N_S的第一端连接电感L₂的第一端，所述电感L₂的第二端与所述副边绕组N_S的第二端连接所述副边整流模块3。其中，电感L₂为变压器T₁副边绕组N_S的漏感。

进一步地，所述副边整流模块3包括二极管D₁、二极管D₂、电容C₂、电容C₃，所述电感L₂的第二端连接所述电容C₂的第一端与所述电容C₃的第一端，所述副边绕组N_S的第二端连接所述二极管D₁的阳极与所述二极管D₂的阴极，所述二极管D₁的阴极连接所述电容C₂的第二端，所述二极管D₂的阳极连接所述电容C₃的第二端，所述电容C₂的第二端与所述电容C₃的第二端之间输出直流电压V_O。

进一步地，在本具体实施例中，所述双向开关模块4包括一双向开关S_d，所述双向开关S_d的第一端连接所述电感L₂的第二端，所述双向开关S_d的第二端连接所述副边绕组N_S的第二端。所述双向开关S_d包括开关S₄与开关S₅，所述开关S₄与所述开关S₅背靠背连接。图12示出了所述双向开关S_d的第一具体实施例的示意图，所述开关S₄与所述开关S₅均为MOSFET，所述开关S₄与所述开关S₅背靠背连接后连接在所述电感L₂的第二端与所述副边绕组N_S的第二端之间。图13示出了所述双向开关S_d的第二具体实施例的示意图，所述开关S₄为二极管，所述开关S₅为MOSFET，所述开关S₄的阴极连接所述电感L₂的第二端，所述开关S₅的漏极连接所述副边绕组N_S的第二端，所述开关S₄的阳极连接所述开关S₅的源极。图14示出了所述双向开关S_d的第三具体实施例的示意图，所述开关S₅为二极管，所述开关S₄为MOSFET，所述开关S₄的漏极连接所述电感L₂的第二端，所述开关S₅的阴极连接所述副边绕组N_S的第二端，所述开关S₅的阳极连接所述开关S₄的源极。

进一步地，在本具体实施例中，所述直流/直流变换器还包括电容C_O，所述电容C₂的第二端连接所述电容C_O的第一端，所述电容C₃的第二端连接所述电容C_O的第二端，所述电容C_O为输出电容，所述电容C_O两端输出直流电压V_O。

更具体地，所述原边绕组N_P1的第二端与所述副边绕组N_S的第一端为同名端，所述原边绕组N_P2的第一端与所述副边绕组N_S的第一端为同名端。

可选地，所述开关S₁、所述开关S₂、所述开关S₃为MOSFET，所述开关S₁、所述开关S₂、所述开关S₃的第一端为MOSFET的源极，所述开关S₁、所述开关S₂、所述开关S₃的第二端为MOSFET的漏极。

其中，电感L_m1为原边绕组N_P1的励磁电感，电感L_m2为原边绕组N_P2的励磁电感。

更具体地，所述直流电压V_IN可由直流/直流变换器或交流/直流变换器产生。示例性的，所述直流电压V_IN的大小为48V ~ 72V。

更具体地，所述原边逆变模块1将直流电压V_IN进行升压逆变；所述变压模块2将原边侧幅值较低的交流电压转化为幅值较高的交流电压，输入所述副边整流模块3，其中，变压器T₁的匝比较小，产生的电压尖峰也较小；变压器T₁副边侧的开关采用PWM调制，幅值较高的交流电压经副边侧的双向开关模块4，先对电感L₂进行储能，再经过所述副边整流模块3后输出高压直流电压V_O，向负载供电。示例性的，所述直流电压V_O的值为380V。

下面以所述双向开关S_d包括两个MOSFET为例介绍本发明的工作原理。图3示出了本发明一种直流/直流变换器中各开关工作状态、流过开关的电流以及流过电感的电流随时间t变化的波形图，具体示出了开关S₁、开关S₂、开关S₃、开关S₄、开关S₅的工作状态，流过开关S₁的电流i_S1、流过开关S₂的电流i_S2、流过开关S₃的电流i_S3、流过开关S₄的电流i_S4、流过开关S₅的电流i_S5、流过电感L₁的电流i_L1、流过电感L₂的电流i_L2。从图3可以看出，开关S₁与开关S₂的导通时刻相差180°，开关S₁、开关S₂的占空比相同均为d。此外，开关S₃与开关S₁、开关S₂互补导通，即在开关S₁、开关S₂同时导通情况下，开关S₃关断；开关S₁、开关S₂有一个处于关断状态，开关S₃导通。在开关S₁或开关S₂导通的时刻同时开通双向开关S_d，即同时开通开关S₄、开关S₅，这时，变压器T₁副边绕组N_S两端电压为0，开关S₄、开关S₅两端电压也为0，可以实现零电压开通；在开关S₃关断之前驱动双向开关S_d关断，即驱动开关S₄、开关S₅关断，其中，开关S₄、开关S₅的占空比均为d₂。

下面继续结合图4至图9介绍本发明的工作过程。

请参考图4，在t₀-t₁阶段，开关S₁、开关S₂、开关S₄、开关S₅开通，开关S₃关断，此时开关S₄、开关S₅两端电压为0，由此实现零电压开通，流过电感L_m1的电流i_Lm1由最大值I_Lm减小至I_Lm/ 2，流过电感L_m2的电流i_Lm2由零反向增大至- I_Lm/ 2，流过电感L₁的电流i_L1、流过开关S₁的电流i_S1、流过开关S₂的电流i_S2的表达式如下：

，

，

，

其中，I_{L1_min}为电流i_L1的最小值，I_Lm为电流i_Lm1的最大值。

在t₁时刻，开关S₂关断，电流i_L1达到最大值I_{L1_max}。

请参考图5，在t₁-t₂阶段，开关S₁、开关S₄、开关S₅开通，开关S₂、开关S₃关断，在此短暂时间内，流过开关S₂的电流分流进入辅助开关S₃的通路，导致开关S₂的寄生电容充电至电容C₁两端电压的2倍即2V_C1，其中，V_C1为电容C₁两端的电压，开关S₃的寄生电容C₃快速放电至零。然后，开关S₃的体二极管导通为开关S₃提供零电压开通条件。在此阶段内，由于电流i_S2的减小，流过原边绕组N_P2的磁化电流向原边绕组N_P1转移，变压器T₁副边的电流i_L2开始缓慢上升。

请参考图6，在t₂-t₃阶段，开关S₁、开关S₃、开关S₄、开关S₅开通，开关S₂关断，在t₂时刻，开关S₄上的电压为零，电流流过开关S₄的体二极管，在此期间内，在nV_C1的作用下，流过电感L₂的电流i_L2线性增加，其中，n为变压器T₁的匝数比，电流i_L2的表达式如下：

。

在t₂时刻，电流i_L2的值很小，可近似认为零，在初始条件i_L2( t₂) = 0 的情况下，求解上式可得电流i_L2的表达式如下：

。

同时，电容C₂两端电压v_C2的表达式如下：

，

其中，直流电压V_O为输出电压，为电容C₂与电容C₃的电压纹波。

由此，可以推导出该期间内变压器T₁的励磁电流i_Lm和流过开关S₁的电流i_S1、流过开关S₃的电流i_S3的表达式如下：

，

，

，

其中，电流i_L1由于直流电压V_IN和电压V_C1之间的电压差而线性减小，电流i_L1的表达式如下：

，

当开关S₄、开关S₅关断，此阶段结束。

请参考图7，在t₃-t₄阶段，开关S₁、开关S₃开通，开关S₂、开关S₄、开关S₅关断，由于开关S₅两端电压v_ds5等于V_O/ 2 -，开关S₅几乎零电压关断，在此期间内，电容C₁、电感L₂和电容C₂、电容C₃形成谐振回路，电流i_L2跟随正弦波形趋于零，电流i_L2的表达式如下：

，

，

其中，C_r为电容C₂和电容C₃的电容值。

此外，电感L₂和电容C₂、电容C₃产生谐振，谐振阻抗Z_r和谐振角频率的表达式如下：

，

。

在t₃时刻电流i_L2的表达式为：

，

电容C2两端电压v_C2的表达式为：

，

其中，角度α与参数r₁的表达式如下：

，

。

联立之后求出电流i_L2与电压v_C2的表达式如下：

，

。

由于电容C₂和电容C₃的值相等，变压器T₁副边侧的倍压整流电路相当于一个半桥电路，所以电容C₃的放电电流和电容C₂的充电电流共同通过二极管D₂，电容C₂的充电电流i_C2的表达式如下：

，

由此，可以推导出该阶段内变压器T₁的励磁电流i_Lm和流过开关S₁的电流i_S1、流过开关S₃的电流i_S3为：

，

，

。

请参考图8，在t₄-t₅阶段，开关S₁、开关S₃开通，开关S₂、开关S₄、开关S₅关断，在t₄时刻，电流i_L2谐振到零，电压v_C2处于最大值，电流i_S1和电流i_S3线性增加，开关S₅的体二极管关闭，没有反向恢复问题，电流i_S1和电流i_S3的表达式如下：

，

。

当开关S₃在t₅时刻关断时，这个阶段结束，此时电流i_L1达到最小值I_{L1_min}。

请参考图9，在t₅-t₆阶段，开关S₁、开关S₄、开关S₅导通，开关S₂、开关S₃关断，要使开关S₂放电，开关S₃充电，流过开关S₃的电流i_S3在t = t₅时为正，这意味着电流i_Lm1的最大值I_Lm大于电流i_L1的最小值I_{L1_min}。当开关S₃关断时，电流i_Lm1的最大值I_Lm和电流i_L1的最小值I_{L1_min}之差为开关S₂的寄生电容放电，为开关S₃的寄生电容充电，在t₃时刻，开关S₃的寄生电容两端电压增加到V_C1，开关S₂的寄生电容两端电压衰减到零，然后，开关S₂的体二极管导通，为开关S₂提供零电压开通条件。

进一步地，根据电感L₁在半个开关周期内的伏秒平衡原理，可以得出：

，

由此，求解得出：

。

由于变压器副边的倍压整流电路在稳态时对称工作，电流i_L2的平均值I_L2是副边侧输出电流平均值的两倍，因此，电流i_L2的平均值I_L2的表达式如下：

其中，P_S为输出功率，T_S=1/f_S为开关S₄、开关S₅的开关周期。

由此，可以求出电容C₂与电容C₃的电压纹波为：

。

其中，电流i_L2线性上升的时间为（d₂-d₁+0.5）T_S，由此可得：

，

。

根据下式：

，

可得电压增益M_f的表达式如下：

其中，n为变压器T₁的匝数比，d₂为开关S₄、开关S₅的占空比，T_S为开关S₄、开关S₅的开关周期， P_S为输出功率，d₁为开关S₃的占空比。

由此可以看出，本发明直流/直流变换器的电压增益M_f受占空比d₂、输出功率P_S的限制，输出功率P_S不变时，电压增益M_f随占空比d₂的增加而增大；占空比d₂不变时，电压增益M_f随输出功率P_S的增加而减小。

下面对本发明一种直流/直流变换器进行仿真验证。图10（a）为直流电压V_IN为72V时直流电压V_O随时间t的仿真波形图，图10（b）为直流电压V_IN为48V时直流电压V_O随时间t的仿真波形图，由此可以看出，在输入电压变化时，本发明一种直流/直流变换器均能实现稳定的电压输出，实现宽范围输入电压下的恒压稳定输出。图11（a）为开关S₁的栅极电压v_g1、源极电压v_s1、电流i_S1随时间t的仿真波形图，图11（b）为开关S₃的栅极电压v_g3、源极电压v_s3、电流i_S3随时间t的仿真波形图，图11（c）为开关S₄的栅极电压v_g4、源极电压v_s4、电流i_S4随时间t的仿真波形图，图11（d）为开关S₆的栅极电压v_g6、源极电压v_s6、电流i_S6随时间t的仿真波形图，从图中可以看出，在开关S₁、开关S₃开通前，电流先流经其体二极管，由此实现零电压开通；开关S₄开通前电压为0，实现零电压开通，关断时电压较小，损耗很低；流经开关S₆的电流i_S6自然谐振到零值，无反向恢复的问题。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (10)

1.一种直流/直流变换器，其特征在于，包括原边逆变模块、变压模块、副边整流模块与双向开关模块，所述原边逆变模块、所述变压模块、所述副边整流模块依次并联，所述双向开关模块连接所述副边整流模块；

所述原边逆变模块包括第一电感、第一开关、第二开关、第三开关与第一电容，第一直流电压的正极经过所述第一电感连接所述第三开关的第一端，所述第三开关的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接所述第一直流电压的负极，所述第三开关的第一端连接所述第一开关的第二端，所述第一开关的第一端连接所述变压模块，所述第三开关的第一端连接所述第二开关的第二端，所述第二开关的第一端连接所述变压模块。

2.如权利要求1所述一种直流/直流变换器，其特征在于，所述变压模块包括变压器，所述第一开关的第一端连接所述变压器的第一原边绕组的第一端，所述变压器的第一原边绕组的第二端连接所述第一电容的第二端，所述第二开关的第一端连接所述变压器的第二原边绕组的第一端，所述变压器的第二原边绕组的第二端连接所述第一电容的第二端，所述变压器的副边绕组的第一端连接第二电感的第一端，所述第二电感的第二端与所述变压器的副边绕组的第二端连接所述副边整流模块。

3.如权利要求2所述一种直流/直流变换器，其特征在于，所述副边整流模块包括第一二极管、第二二极管、第二电容、第三电容，所述第二电感的第二端连接所述第二电容的第一端与所述第三电容的第一端，所述变压器的副边绕组的第二端连接所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极，所述第一二极管的阴极连接所述第二电容的第二端，所述第二二极管的阳极连接所述第三电容的第二端，所述第二电容的第二端与所述第三电容的第二端之间输出第二直流电压。

4.如权利要求3所述一种直流/直流变换器，其特征在于，所述双向开关模块包括双向开关，所述双向开关的第一端连接所述第二电感的第二端，所述双向开关的第二端连接所述变压器的副边绕组的第二端，所述双向开关包括第四开关与第五开关，所述第四开关与所述第五开关背靠背连接；其中，所述第四开关与所述第五开关为MOSFET；或所述第四开关为二极管，所述第五开关为MOSFET；或所述第五开关为二极管，所述第四开关为MOSFET。

5.如权利要求4所述一种直流/直流变换器，其特征在于，所述第一开关与所述第二开关的导通时刻相差180°，所述第一开关、所述第二开关的占空比相同。

6.如权利要求5所述一种直流/直流变换器，其特征在于，在所述第一开关、所述第二开关同时导通情况下，所述第三开关关断；当所述第一开关、所述第二开关有一个处于关断状态，所述第三开关导通。

7.如权利要求6所述一种直流/直流变换器，其特征在于，在所述第一开关或所述第二开关导通的时刻同时开通所述第四开关、所述第五开关，在所述第三开关关断之前驱动所述第四开关、所述第五开关关断。

8.如权利要求7所述一种直流/直流变换器，其特征在于，所述一种直流/直流变换器的电压增益M_f的表达式如下：

其中，n为所述变压器的匝数比，V_O为所述第二直流电压，d₂为所述第四开关、所述第五开关的占空比，T_S为所述第四开关、所述第五开关的开关周期，L₂为所述第二电感，P_S为输出功率，d₁为所述第三开关的占空比。

9.如权利要求1所述一种直流/直流变换器，其特征在于，还包括输出电容，所述副边整流模块经过所述输出电容输出第二直流电压。

10.如权利要求4所述一种直流/直流变换器，其特征在于，所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关、所述第四开关、所述第五开关为MOSFET，所有开关在工作期间均可实现零电压开通；所述第二电感为副边谐振电感，由变压器漏感提供，无需增加额外谐振电感。