CN117914147A - 一种基于cmcot架构的pfm控制方法 - Google Patents

一种基于cmcot架构的pfm控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，包括S1将参照电流和误差放大电流输入采样电路，下管开启信号控制采样电路输入端接SW，对电感电流IL进行采样，同时过零监测电路监测IL过零点得到ZCD信号；S2将ZCD信号输入PFM控制电路得到充电电流，同时LSONB信号将采样电路的输入端接PVSS；S3将充电电流Ipfm输入PWM/PFM控制电路，随着Ipfm电流的增大，PWM/PFM控制电路输出发生翻转，产生开启信号，实现PFM控制。本发明解决开关电源系统在PWM与PFM切换处出振荡，造成输出电压纹波偏大的问题，实现PWM模式和PFM模式两种控制模式的平稳过渡。

Description

一种基于CMCOT架构的PFM控制方法
技术领域
本发明属于集成电路设计领域，尤其涉及一种基于CMCOT架构的PFM控制方法。
背景技术
在开关电源系统中，为了保证全负载范围内都有较高的系统效率，通常都是采用多种控制模式相结合的方式，在负载较重时采用PWM控制方式，负载变轻时，开始降低系统频率，采用PFM控制方式，确保轻载时也有较好的系统效率。CMCOT构架的同步Buck开关电源系统中，Ton时间是由输入电压Vin和输出电压Vout决定的，Ton与Vin成反比，与Vout成正比。在CCM模式下，误差放大器的输出Icomp控制电感电流谷值，电感谷值电流降至Icomp以下时，Toff时间结束，同步整流管关闭，主开关管开启，重新开始下一周期，此时的开关频率是系统根据Ton自动生成的，不管Vin和Vout如何变化，系统频率都是一个固定值；在进入DCM模式后，同步整流管是关闭的，此时芯片是没法检测到电感电流的，无法给出开启主开关管信号，因此需要额外增加一个电路，在检测到电感电流降至为零后，根据负载大小，给出相应的开启信号，进行频率调制。目前现有的控制方式在PWM与PFM切换处存在振荡，输出电压波纹偏大，无法实现PWM与PFM平稳切换。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，本发明有效的解决了开关电源系统在PWM与PFM切换处出现振荡，造成输出电压纹波偏大的问题，实现了PWM与PFM平稳过渡。
本发明提供了一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，包括：
S1：将参照电流Ios和误差放大电流Icomp输入采样电路，下管开启信号LSON控制采样电路输入端接SW，对电感电流IL进行采样，同时过零监测电路监测IL过零点得到ZCD信号；
S2： 将ZCD信号输入PFM控制电路得到充电电流Ipfm，同时LSONB信号将采样电路的输入端接PVSS；
S3：将充电电流Ipfm输入PWM/PFM控制电路，随着Ipfm电流的增大，PWM/PFM控制电路输出发生翻转，产生开启信号，实现PFM控制，完成PWM与PFM控制模式平稳切换。
所述过零监测ZCD信号包括：
若所述电感电流IL大于0，则得到低电平的ZCD信号并重新执行步骤S1；若所述电感电流IL等于0，则得到高电平的ZCD信号继续执行S2。
可选的，所述采样电路包括：MOS管PM1、MOS管PM2、MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6以及MOS管NM7；
MOS管PM1的源极、MOS管PM2的源极与电源电压VDD连接，MOS管PM1的栅极、MOS管PM2的栅极连接偏置电压BIAS； MOS管PM1的漏极分别与MOS管NM1的漏级、MOS管NM1的栅极、MOS管NM2的栅极、参照电流输入端Ios连接；MOS管PM2的漏极分别与MOS管NM2的漏极、误差放大电流Icomp、所述PWM/PFM输出电路连接，MOS管NM1的源极与MOS管NM3的漏极连接；MOS管NM3的栅极、MOS管NM4的栅极与电源电压VDD连接；MOS管NM4的源极连接公共接地PVSS，MOS管NM2的源极与MOS管NM5的漏极连接，MOS管NM5的栅极与电源电压VDD连接；MOS管NM5的源极分别与MOS管NM6的漏极、MOS管NM7的漏极连接； MOS管NM6的栅极与所述下功率管SNM2栅极驱动信号的反相信号LSONB连接，MOS管NM6的源极连接公共接地PVSS；MOS管NM7的栅极与所述下功率管SNM2的栅极驱动信号连接，MOS管NM7的源极与所述下功率管SNM2的漏极SW连接。
可选的，MOS管PM1与MOS管PM2均为P沟道增强型MOS管，MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6与MOS管NM7均为N沟道增强型MOS管。
可选的，所述若所述电感电流IL大于0，则得到低电平的ZCD信号并重新执行步骤S1包括：
若所述电感电流IL大于0，则ZCD信号为低，PWM/PFM控制电路工作在PWM模式，直至所述电感电流IL下降至所述误差放大电流Icomp，所述PWM/PFM控制电路进入下一周期重新执行步骤S1。
可选的，所述PFM控制电路包括：MOS管NM8、电压电流转换器V-I、反相器U1以及电容C1；
MOS管NM8的漏极分别固定电流源IREF的输出端、电压电流转换器V-I的输入端、电容C1的一端连接，MOS管NM8的栅极与反相器U1的输出端连接；反相器U1的输入端接收所述ZCD信号，MOS管NM8的源极、电容C1的另一端与公共接地PVSS连接。
可选的，所述PWM/PFM输出电路包括：反相器U2、反相器U3、RS锁存器U4、或非门U5、上功率管SNW1、下功率管SNW2、电感L、负载电容Co以及负载电阻Ro。
可选的，所述误差放大电流Icomp分别与电压电流转换器V-I的输出端、所述反相器U2的输入端、所述MOS管PM2的漏极、所述MOS管NM2的漏极连接；
所述反相器U2的输出端与所述反相器U3的输入端连接，所述反相器U3的输出端与所述RS锁存器的S端连接，所述RS锁存器的R端与上管SNM1导通时间结束信号OFF连接；所述RS锁存器的输出端分别与所述上功率管SNM1的栅极、所述或非门U5的第一输入端连接；所述上功率管SNM1的漏极外接输入电压源，所述上功率管SNM1的源极、所述下功率管SNM2的漏极、所述MOS管NM7的源极与SW连接；所述或非门U5的第二输入端接收所述ZCD信号，所述或非门U5的输出端分别与所述下功率管SNM2的栅极、所述MOS管NM7的栅极连接；所述电感L的输入端与SW连接，所述电感L的输出端经并联连接的所述负载电容Co和所述负载电阻Ro通地。
可选的，所述电感电流IL下降至0，此时所述ZCD信号为高电平，下功率管SNM2的栅极电压LSON变低，所述MOS管NM7关闭，所述MOS管NM6开启，所述采样电路无法采集所述电感电流IL，所述高电平的ZCD信号关闭所述MOS管NM8，所述固定电流源IREF对所述电容C1充电，所述电容C1电压通过所述电压电流转换器V-I转化为所述充电电流Ipfm，所述充电电流Ipfm叠加到所述误差放大电路Icomp上，随着所述充电电流Ipfm的增大，所述MOS管NM2漏极电压逐步上升，直至所述PWM/PFM输出高电平信号至所述RS锁存器的S端，上功率管SNM1的栅极电压HSON升高，SNM1开启进入下一周期，所述PWM/PFM控制电路实现PFM控制。
可选的，所述误差放大电流Icomp为误差放大器输出电流，与负载大小变化趋势一致，所述误差放大电流Icomp电流越小，所述充电电流Ipfm值越大，所述固定电流源IREF对所述电容C1充电时间就越长，对应的死区时间就越长，开关周期越低，实现负载减小，频率降低，完成所述PWM与PFM控制方式平稳切换。
本发明与现有技术相比的有益效果为：
本发明提供了一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，包括：S1：将参照电流Ios和误差放大电流Icomp输入采样电路，下管开启信号LSON控制采样电路输入端接SW，对电感电流IL进行采样，同时过零监测电路监测IL过零点得到ZCD信号；S2：将ZCD信号输入PFM控制电路得到充电电流Ipfm，同时LSONB信号将采样电路的输入端接PVSS；S3：将充电电流Ipfm输入PWM/PFM控制电路，随着Ipfm电流的增大，PWM/PFM控制电路输出发生翻转，产生开启信号，实现PFM控制，完成PWM与PFM控制模式平稳切换。本发明与现有的PFM控制相比能有效的解决了开关电源系统在PWM与PFM切换处出振荡，造成输出电压纹波偏大的问题，实现了PWM模式和PFM模式两种控制模式的平稳过渡。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法的流程示意图；
图2是本发明提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法的电路原理图；
图3是现有的开关电源系统的PFM控制方法的电路原理图；
图4是本发明提供的CCM模式下各节点电压波形图；
图5是本发明提供的DCM模式下各节点电压波形图；
图6是本发明提供的又一种基于CMCOT架构的PFM控制方法的电路原理图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图通过具体实施例来进行说明。
参见附图1，本发明实施例提供了一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，包括：
S1：将参照电流Ios和误差放大电流Icomp输入采样电路，下管开启信号LSON控制采样电路输入端接SW，对电感电流IL进行采样，同时过零监测电路监测IL过零点得到ZCD信号；
S2：将ZCD信号输入PFM控制电路得到充电电流Ipfm，同时LSONB信号将采样电路的输入端接PVSS；
S3：将充电电流Ipfm输入PWM/PFM控制电路，随着Ipfm电流的增大，PWM/PFM控制电路输出发生翻转，产生开启信号，实现PFM控制，完成PWM与PFM控制模式平稳切换。
可选的，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式：
若所述电感电流IL大于0，ZCD信号为低并重新执行步骤S1；若所述电感电流IL等于0，ZCD信号为高继续执行S2。
参见附图2，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述采样电路包括：MOS管PM1、MOS管PM2、MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6以及MOS管NM7；
MOS管PM1的源极、MOS管PM2的源极与电源电压VDD连接，MOS管PM1的栅极、MOS管PM2的栅极连接偏置电压BIAS； MOS管PM1的漏极分别与MOS管NM1的漏级、MOS管NM1的栅极、MOS管NM2的栅极、参照电流输入端Ios连接；MOS管PM2的漏极分别与MOS管NM2的漏极、误差放大电流Icomp、所述PWM/PFM输出端连接，MOS管NM1的源极与MOS管NM3的漏极连接；MOS管NM3的栅极、MOS管NM4的栅极与电源电压VDD连接；MOS管NM4的源极连接公共接地PVSS，MOS管NM2的源极与MOS管NM5的漏极连接，MOS管NM5的栅极与电源电压VDD连接；MOS管NM5的源极分别与MOS管NM6的漏极、MOS管NM7的漏极连接；MOS管NM6的栅极与下功率管SNM2栅极驱动信号的反相信号LSONB连接，MOS管NM6的源极连接公共接地PVSS；MOS管NM7的栅极与所述下功率管SNM2栅极驱动信号LSON连接，MOS管NM7的源极与所述下功率管SNM2的漏极SW连接。
参见附图2，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，包括：MOS管PM1与MOS管PM2均为P沟道增强型MOS管，MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6与MOS管NM7均为N沟道增强型MOS管。
可选的，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述若所述电感电流IL大于0，则得到低电平的ZCD信号并重新执行步骤S1包括：
若所述电感电流IL大于0，ZCD信号为低，PWM/PFM电路工作在PWM模式，直至所述电感电流IL下降至所述比较电流Icomp，所述PWM/PFM输出高电平进入下一周期重新执行步骤S1。
参见附图2，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述PFM控制电路包括：MOS管NM8、电压电流转换器V-I、反相器U1以及电容C1；
MOS管NM8的漏极分别固定电流源IREF的输出端、电压电流转换器V-I的输入端、电容C1的一端连接，MOS管NM8的栅极与反相器U1的输出端连接；反相器U1的输入端接收所述ZCD信号，MOS管NM8的源极、电容C1的另一端与公共接地PVSS连接。
参见附图2，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述PWM/PFM输出电路包括：反相器U2、反相器U3、RS锁存器U4、或非门U5、上功率管SNM1、下功率管SNM2、电感L、负载电容Co以及负载电阻Ro。
参见附图2，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述误差放大电流Icomp分别与电压电流转换器V-I的输出端、所述反相器器U2的输入端、所述MOS管PM2的漏极、所述MOS管NM2的漏极连接；
所述反相器U2的输出端与所述反相器U3的输入端连接，所述反相器U3的输出端与所述RS锁存器的S端连接，所述RS锁存器的R端与上管SNM1导通时间结束信号OFF连接；所述RS锁存器的输出端分别与所述上功率管SNM1的栅极、所述或非门U5的第一输入端连接；所述上功率管SNM1的漏极外接输入电压源，所述上功率管SNM1的源极、所述下功率管SNM2的漏极、所述MOS管NM7的源极与输SW连接；所述或非门U5的第二输入端接收所述ZCD信号，所述或非门U5的输出端分别与所述下功率管SNM2的栅极、所述MOS管NM7的栅极连接；所述电感L的输入端与SW连接，所述电感L的输出端经并联连接的所述负载电容Co和所述负载电阻Ro通地。
参见附图2，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述电感电流IL下降至0，ZCD信号为高，下功率管SNM2的栅极电压LSON变低，所述MOS管NM7关闭，所述MOS管NM6开启，所述采样电路无法采集所述电感电流IL，所述高电平的ZCD信号关闭所述MOS管NM8，所述固定电流源IREF对所述电容C1充电，所述电容C1电压通过所述电压电流转换器V-I转化为所述充电电流Ipfm，所述充电电流Ipfm叠加到所述误差放大电流Icomp上，随着所述充电电流Ipfm的增大，所述MOS管NM2漏极电压逐步上升，直至所述PWM/PFM控制电路输出高电平信号至所述RS锁存器的S端，上功率管SNM1的栅极电压HSON升高，开启下一开关周期，实现PFM控制，完成PWM模式和PFM模式平稳切换。
参见附图3，目前常见的控制方式如附图3所示，PWM模块兼有检测电感电流以及将电感电流与Icomp作比较双重功能，在CCM模式时，电感电流低于Icomp时，PWM模块输出高电平，此时负载较大，Ipfm电流比较大，PFM模块早已经输出高电平，ON信号随着PWM为高电平跳变为高电平，主开关管随之开启，同步整流管关闭，新的工作周期开启，此时开关频率相当于完全由PWM模块决定，系统工作在固定频率模式；在DCM模式下，电路检测到ZCD时，关闭同步整流管，同时PWM模块输出高电平，但由于此时Ipfm电流比较小，PFM比较器还未发生翻转，需要等到PFM比较器发生翻转，才能开启新的工作周期，此时的工作频率相当于由PFM模块控制，系统进入调频模式。
参见附图4和附图5，作为本发明实施例提供的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法具体实施方式，所述误差放大电流Icomp为误差放大器的输出电流，与负载大小变化趋势是一致的，所述Icomp电流越小，所述PWM/PFM电路发生翻转需要的所述充电电流Ipfm值越大，所述固定电流源IREF对所述电容C1充电时间就越长，对应的死区时间就越长，开关周期越低，实现负载减小，频率降低，完成所述PWM模式和所述PFM模式平稳切换。
可选的，作为本发明实施例提供的一种基于CMOT架构的PFM控制方法具体实施方式，附图6提供了又一种基于CMCOT架构的PFM控制方法的电路原理图，将PFM控制电路输出的充电电流连接到参照电流输入端Ios端，充电电流Ipfm电流加到采样电路的另外一端，当电路检测到ZCD时，MOS管NM6的源极接到PVSS,此时充电电流Ipfm逐渐增大，参照电流Ios注入到采样电路的电流逐步减小，MOS管NM1和MOS管NM2 的栅极电压也随之减小，MOS管NM2的漏极电压逐步抬升，PWM随之发生翻转，由此实现PFM控制。
本发明与现有技术相比的有益效果为：
本发明提供了一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，包括：S1：将参照电流Ios和误差放大电流Icomp输入采样电路，下管开启信号LSON控制采样电路输入端接SW，对电感电流IL进行采样，同时过零监测电路监测IL过零点得到ZCD信号；S2：将ZCD信号输入PFM控制电路得到充电电流Ipfm，同时LSONB信号将采样电路的输入端接PVSS；S3：将充电电流Ipfm输入PWM/PFM控制电路，随着Ipfm电流的增大，PWM/PFM控制电路输出发生翻转，产生开启信号，实现PFM控制，完成PWM与PFM控制模式平稳切换。本发明与现有的PFM控制相比能有效的解决了开关电源系统在PWM与PFM切换处出振荡，造成输出电压纹波偏大的问题，实现了PWM模式和PFM模式两种控制模式的平稳过渡。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，包括：
S1：将参照电流Ios和误差放大电流Icomp输入采样电路，下管开启信号LSON控制采样电路输入端接SW，对电感电流IL进行采样，同时过零监测电路监测IL过零点得到ZCD信号；
S2：将ZCD信号输入PFM控制电路得到充电电流Ipfm，同时LSONB信号将采样电路的输入端接PVSS；
S3：将充电电流Ipfm输入PWM/PFM控制电路，随着Ipfm电流的增大，PWM/PFM控制电路输出发生翻转，产生开启信号，实现PFM控制，完成PWM与PFM控制模式平稳切换。
2.如权利要求1所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，所述采样电路在下功率管开启时，采样电路对电感电流IL进行采样；在下管关闭时，采样电路输入接地，Ipfm电流开始注入到采样模块。
3.如权利要求2所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，所述采样电路包括：MOS管PM1、MOS管PM2、MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6以及MOS管NM7；
MOS管PM1的源极、MOS管PM2的源极与电源电压VDD连接，MOS管PM1的栅极、MOS管PM2的栅极连接偏置电压BIAS； MOS管PM1的漏极分别与MOS管NM1的漏级、MOS管NM1的栅极、MOS管NM2的栅极、参照电流输入端Ios连接；MOS管PM2的漏极分别与MOS管NM2的漏极、误差放大电流ICOMP、所述PWM/PFM输出电路连接，MOS管NM1的源极与MOS管NM3的漏极连接；MOS管NM3的栅极、MOS管NM4的栅极与电源电压VDD连接；MOS管NM4的源极连接公共接地PVSS，MOS管NM2的源极与MOS管NM5的漏极连接，MOS管NM5的栅极与电源电压VDD连接；MOS管NM5的源极分别与MOS管NM6的漏极、MOS管NM7的漏极连接；MOS管NM6的栅极接下功率管驱动信号的反相信号LSONB，MOS管NM6的源极连接公共接地PVSS；MOS管NM7的栅极接下功率管的驱动信号LSON，MOS管NM7的源极与下功率管的漏极SW连接。
4.如权利要求3所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，包括：MOS管PM1与MOS管PM2均为P沟道增强型MOS管，MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6与MOS管NM7均为N沟道增强型MOS管。
5.如权利要求4所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，若所述电感电流IL大于0，则ZCD信号为低，并重新执行步骤S1包括：
若所述电感电流IL大于0，ZCD信号为低，PWM/PFM工作在PWM模式，直至所述电感电流IL下降至所述误差放大电流Icomp，所述PWM/PFM输出高电平进入下一周期重新执行步骤S1。
6.如权利要求5所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，所述PFM控制电路包括：MOS管NM8、电压电流转换器V-I、反相器U1以及电容C1；
MOS管NM8的漏极分别固定电流源IREF的输出端、电压电流转换器V-I的输入端、电容C1的一端连接，MOS管NM8的栅极与反相器U1的输出端连接；反相器U1的输入端接收所述ZCD信号，MOS管NM8的源极、电容C1的另一端与公共接地PVSS连接。
7.如权利要求6所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，所述PWM/PFM输出电路包括：反相器U2、反相器U3、RS锁存器U4、或非门U5、上功率管SNM1、下功率管SNM2、电感L、负载电容Co以及负载电阻Ro。
8.如权利要求7所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，包括：
所述误差放大电流Icomp分别与电压电流转换器V-I的输出端、所述反相器U2的输入端、所述MOS管PM2的漏极、所述MOS管NM2的漏极连接；
所述反相器U2的输出端与所述反相器U3的输入端连接，所述反相器U3的输出端与所述RS锁存器的S端连接，所述RS锁存器的R端与OFF连接；所述RS锁存器的输出端分别与所述上功率管SNM1的栅极、所述或非门U5的第一输入端连接；所述上功率管SNM1的漏极外接输入电压源，所述上功率管SNM1的源极、所述下功率管SNM2的漏极、所述MOS管NM7的源极与所述下功率管SNM2的漏极SW连接；所述或非门U5的第二输入端接收所述ZCD信号，所述或非门U5的输出端分别与所述下功率管SNM2的栅极、所述MOS管NM7的栅极连接；所述电感L的输入端与下功率管SNM1的漏极SW连接，所述电感L的输出端经并联连接的所述负载电容Co和所述负载电阻Ro通地。
9.如权利要求8所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，包括：
所述电感电流IL下降至0时，所述ZCD信号为高电平，下功率管SNM2的栅极电压LSON变低，所述MOS管NM7关闭，所述MOS管NM6开启，所述采样电路无法采集所述电感电流IL，所述高电平的ZCD信号关闭所述MOS管NM8，所述固定电流源IREF对所述电容C1充电，所述电容C1的电压通过所述电压电流转换器V-I转化为所述充电电流Ipfm，所述充电电流Ipfm叠加到所述误差放大电流Icomp上，随着所述充电电流Ipfm的增大，所述MOS管NM2漏极电压逐步上升，直至所述PWM/PFM输出电路输出高电平信号至所述RS锁存器的S端，上功率管SNM1的栅极电压HSON升高，上功率管开启，所述PWM/PFM实现PFM控制，完成PWM和PFM模式平稳切换。
10.如权利要求9所述的一种基于CMCOT架构的PFM控制方法，其特征在于，包括：所述误差放大电流Icomp电流越小，所述充电电流Ipfm值越大，所述固定电流源IREF对所述电容C1充电时间就越长，对应的死区时间就越长，开关周期越低，实现负载减小，频率降低，实现PFM控制。
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